CN100574094C - 可变跨导电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可变跨导电路。所述可变跨导装置，包括电压-电流转换电路，输出相对于输入电压信号(Vi)为线性的电流信号；第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)，输入上述电流信号，转换成进行了平方根压缩的电压信号；以及第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)，将上述进行了平方根压缩的电压信号转换成线性电流信号，通过分别使第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的偏置电流(Ia)、与第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)的偏置电流(Ib)发生变化来控制gm，能够在1个电路中以3V左右的低电源电压实现20倍左右的可变gm，并能够解决功耗、安装电路面积的增大的问题。

Description

可变跨导电路

技术领域

本发明涉及差动放大电路，尤其涉及在半导体集成电路上形成的可变跨导电路，和将该可变跨导电路设置在信号处理路径上的光盘装置。

背景技术

作为以往技术，使用图15说明在日本特开平11-68477号公报上所记载的跨导电路。

MOS晶体管M50、M51构成被电流Io偏置的输入差动对。在输入了电压信号Vi时，MOS晶体管M56、M57分别驱动MOS晶体管M52、M53的栅极电压，使得其栅极-源极之间的电压变得稳定。此时，输入电压信号Vi被连接在MOS晶体管M50、M51的源极之间的电阻R转换为电流ΔI1，在MOS晶体管M52、M53中流动。这一关系由式1表示，电流ΔI1从MOS晶体管M54、M55的漏极输出。

$\mathrm{\ΔI}1=\frac{\mathrm{Vi}}{R}---\left(1\right)$

上述输出电流ΔI1，输入到MOS晶体管M58、M59的漏极，该MOS晶体管M58、M59，其栅极-漏极经由电阻Rg连接并且栅极进行了公共连接。此时，在MOS晶体管M58、M59中流动的电流相等，因此，式1的电流ΔI1在电阻Rg中流动，在其两端产生电压(V⁺-V^-)，通过该电压(V⁺-V^-)驱动MOS晶体管M60、M61的栅极。此时，MOS晶体管M60、M61的漏极电流差ΔI2如式2所示。

$\mathrm{\ΔI}2=\mathrm{k\β}[{(V^{+}-\mathrm{Vth})}^2-{(V^{-}-\mathrm{Vth})}^2]$

$=4k\sqrt{\mathrm{\β}\·\mathrm{Io}}\·\mathrm{Rg}\·\mathrm{\ΔI}1$

$=4k\sqrt{\mathrm{\β}\·\mathrm{Io}}\·\frac{\mathrm{Rg}}{R}\·\mathrm{Vi}---\left(2\right)$

此处，设定为

β＝电子迁移率×栅极氧化膜电容/2

k＝(MOS晶体管M60、M61的晶体管尺寸)/(MOS晶体管M58、M59的晶体管尺寸)

Vth＝晶体管的阈值电压

根据式2，跨导(以下称作“gm”)成为

$\mathrm{gm}=4k\sqrt{\mathrm{\β}\·\mathrm{Io}}\·\frac{\mathrm{Rg}}{R}---\left(3\right)$

可以通过使Io变化来使gm连续地发生变化。

根据式3，gm与Io的平方根成比例，因此，例如要使gm变化10倍就需要使Io变化100倍。一般来说，MOS晶体管的栅极-源极间电压Vgs与工作电流Io处于 $(\mathrm{Vgs}-\mathrm{Vth})\∝\sqrt{\mathrm{}}\mathrm{Io}$ 的关系，如果使Io变为100倍，则Vgs-Vth变为10倍。而且，为了使MOS晶体管在饱和区域进行工作，Vgs-Vth最低也需要达到0.2V左右，因此，Vgs-Vth最大为2V，不仅难以实现低电源电压工作，而且100倍的电流变化将导致电流消耗的增大，较大范围的gm变化与低功耗处于折衷(trade off)关系

为了解决这个问题，在日本特开2001-292051号公报中，将多个晶体管并联连接，从而能够进行较大范围的gm变化和低电源电压动作，但依然存在电流消耗和安装电路面积方面的问题。

【专利文献1】日本特开平11-68477号公报

【专利文献2】日本特开2001-292051号公报

【专利文献3】日本特开平11-102407号公报

【专利文献4】日本特开2003-179447号公报

发明内容

例如，在DVD等光盘装置中，为了适合多种介质、多倍速记录/再现，用于信号处理的滤波器电路需要应对从最低速信号至约为最低速信号100倍的高速信号的较大的信号范围。而且，用于将介质、光拾取器的信号振幅的离差标准化而进行信号处理的可变增益放大器，也被要求具有最小增益的10倍至20倍的较大范围的可变增益。为了实现这些滤波器电路和可变增益放大器，可变gm电路成为重要的构成要素，但是，使用3V左右的低电源电压，在以往技术的可变gm电路中，用1个电路只能确保gm最低值的5倍左右的可变范围，因此通过并联或者串联连接多个可变gm电路来实现上述要求，但是，由此功耗、安装电路面积的增大成为了一个很大的问题。

为了解决上述课题，本发明的可变跨导电路，其特征在于：具有电压-电流转换电路，输出相对于输入电压信号(Vi)为线性的电流信号；第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)，接收上述电流信号，转换成进行了平方根压缩的电压信号；以及第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)，将上述进行了平方根压缩的电压信号转换成线性电流信号，分别使上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的偏置电流(Ia)与上述第3和第4MOS晶体管(M3、M4)的偏置电流(Ib)发生变化来控制跨导。通过这样将控制参数设定为2个(Ia、Ib)，可以实现大范围的可变gm，例如，在1个电路中能够使用3V左右的低电源电压实现20倍左右的可变gm。

优选在上述可变跨导电路中，上述电压-电流转换电路，包括被输入上述输入电压信号(Vi)的2个运算放大器、和插入到上述2个运算放大器的输出之间的电阻(R)；上述2个运算放大器的输出级的每一个，是由第1电流源(1)或者第2电流源(2)所偏置的源随器(source follower)，从上述源随器的漏极取出电流信号；上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的栅极通过预定的偏压而被接地，源极分别被输入来自上述电压-电流转换电路的输出电流信号；上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)的源极公共连接，第3电流源(3)与该公共连接的源极连接，上述第3MOS晶体管(M3)的栅极与第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的一者的源极连接，上述第4MOS晶体管(M4)的栅极与上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的另一者的源极连接；上述可变跨导电路，将上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)的漏极作为电流输出，分别使上述第1电流源和第2电流源(1、2)的电流(Ia)与上述第3电流源(3)的电流(Ib)发生变化来控制跨导。

优选在上述可变跨导电路中，上述电压-电流转换电路，包括构成输入上述输入电压信号(Vi)的输入差动对的第MOS晶体管5和第6MOS晶体管(M5、M6)、和插入到上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管(M5、M6)的源极之间的电阻(R)；上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管(M5、M6)的每一个，由与漏极相连接的第1电流源(1)或者第2电流源(2)所偏置；上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的一者的漏极与上述第5MOS晶体管(M5)的源极连接，上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)的另一者的漏极与上述第6MOS晶体管(M6)的源极连接；上述第1MOS晶体管和上述第2MOS晶体管(M1、M2)的每一个的栅极电压由与漏极相连接的上述第5MOS晶体管(M5)或者第6MOS晶体管(M6)的漏极电压所驱动；上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)的源极公共连接，第3电流源(3)与该公共连接的源极连接，上述第3MOS晶体管(M3)的栅极电压由上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管(M5、M6)的一者的漏极电压所驱动，上述第4MOS晶体管(M4)的栅极电压由上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管(M5、M6)的另一者的漏极电压所驱动；上述可变跨导电路，将上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)的漏极作为电流输出，分别使上述第1电流源和上述第2电流源(1、2)的电流(Ia)与上述第3电流源(3)的电流(Ib)发生变化来控制跨导。

优选在上述可变跨导电路中，由并联连接的多个MOS晶体管构成上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管(M1、M2)、或者上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管(M3、M4)，并通过切换来控制跨导。由此，能够进一步实现更大范围的可变跨导(例如达到最小gm的100倍左右)。

优选在上述可变跨导电路中，还包括生成上述偏置电流(Ia、Ib)的跨导控制电路，上述跨导控制电路，包括乘方运算电路(20)，该乘方运算电路(20)包括跨导线性环路电路和供给装置，上述跨导线性环路电路，包括：栅极和漏极相连接，并进行了级联连接的第7MOS晶体管和第8MOS晶体管(M101、M102)；栅极与上述第8MOS晶体管(M102)的栅极相连接的第9MOS晶体管(M103)；以及栅极与上述第9MOS晶体管(M103)的源极相连接的第10MOS晶体管(M104)，上述供给装置，使分别在上述第9MOS晶体管(M103)和上述第10MOS晶体管(M104)中流动的电流变为数倍，供给到上述第7MOS晶体管和第8MOS晶体管(M101、M102)，上述乘方运算电路(20)，将上述第8MOS晶体管(M102)的漏极作为电流输入，将上述第9MOS晶体管和上述第10MOS晶体管(M103、M104)的一者与第4电流源(13)连接，将在上述第9MOS晶体管和上述第10MOS晶体管(M103、M104)的另一者中流动的电流进行电流镜输出，上述电流镜输出成为上述偏置电流(Ia或者Ib)。由此，就能够实现遵循线性或者指数函数的跨导控制。

优选在上述可变跨导电路中，上述供给装置，包括使在上述第9MOS晶体管和第10MOS晶体管(M103、M104)中流动的电流变为数倍，供给上述第7MOS晶体管和第8MOS晶体管(M101、M102)的电流镜。

优选在上述可变跨导电路中，上述电流镜输出的镜比是可变的。由此，就能够实现遵循所希望的线性或者指数函数的跨导控制。

优选在上述可变跨导电路中，上述第4电流源(13)的电流值是可变的。由此，就能够实现遵循所希望的线性或者指数函数的跨导控制。

本发明的光盘装置，其特征在于：在信号处理路径上设置了由上述可变跨导电路与电容元件形成的滤波器、或者由上述可变跨导电路与电阻元件形成的可变增益放大器。

将本发明的可变gm的效果简单地归纳如下。

第1效果在于，能够以低电源电压在小规模实现大范围的可变gm电路，这是因为能够使可变gm所需要的电流变化量变小，在1个电路中实现大范围的可变gm的缘故。

第2效果在于，能够以低功耗实现高gm，这是因为能够以电流比确定gm的缘故。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的可变跨导电路的图。

图2是表示本发明的第2实施方式的可变跨导电路的图。

图3是表示本发明的第3实施方式的可变跨导电路的图。

图4是表示图3所示的运算放大器的结构例的图。

图5是表示图1～图3所示的平方根扩展部(square root expansionsection)11的变形例的图。

图6A、图6B是表示在图1～图3所示的可变跨导电路设置了跨导控制电路的例子的图。

图7是表示包含在图6B的跨导控制电路中的乘方运算电路的结构例1的图。

图8是表示包含在图6B的跨导控制电路中的乘方运算电路的结构例2的图。

图9是表示跨导控制特性的图。

图10是表示图2的可变跨导电路与乘方运算电路的连接例的图。

图11是表示跨导控制特性的近似误差的图。

图12是表示光盘装置的结构例的图。

图13是表示图12的数据信号生成电路的结构例的图。

图14A和图14B是表示使用了本发明的可变跨导电路的可变增益放大器和低通滤波器的结构例的图。

图15是表示以往技术的可变跨导电路的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明，另外，在附图中，对于相同或等效的部分标以相同的参考标号。

(第1实施方式)

图1是第1实施方式的可变跨导电路。线性电压电流转换部为以往技术中所记载的电压电流转换部，输入电压信号Vi通过处于MOS晶体管M5、M6的源极之间的电阻R转换成电流，成为MOS晶体管M1、M2各自的漏极电流。此时，MOS晶体管M1、M2的栅极电压差如式4所示。

$\mathrm{\ΔVg}=(\sqrt{\frac{\mathrm{Ia}+\frac{\mathrm{Vi}}{R}}{k1\·\mathrm{\β}}}-\sqrt{\frac{\mathrm{Ia}-\frac{\mathrm{Vi}}{R}}{k1\·\mathrm{\β}}})---\left(4\right)$

此处，设k1为MOS晶体管M1、M2的栅极宽度/栅极长度、并设β＝电子迁移率×栅极氧化膜电容/2。

MOS晶体管M1、M2的栅极电压，由构成源随器(source follower)的MOS晶体管M7、M8的源极驱动，如果忽略MOS晶体管M7、M8的基板偏置(bias)效应，则上述ΔVg成为MOS晶体管M7、M8的栅极、即MOS晶体管M5、M6的漏极的电压差。将该MOS晶体管M5、M6的漏极电压输入到MOS晶体管M4、M3的栅极。供给电流Ib的电流源3与MOS晶体管M3、M4所公共连接的源极相连接，栅极进行了公共连接的MOS晶体管M9、M10分别与MOS晶体管M3、M4的漏极连接。在输入了ΔVg时，从MOS晶体管M3、M4的漏极输出的电流ΔIout如式5所示。

$\mathrm{\ΔIout}=k2\·\mathrm{\β}\·\mathrm{\ΔVg}\·\sqrt{\frac{2\·\mathrm{Ib}}{k2\·\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ΔVg}}^2}---\left(5\right)$

此处，k2为MOS晶体管M3、M4的栅极宽度/栅极长度。

将式4代入式5整理后得到式6。

$\mathrm{\ΔIout}=\sqrt{2}\·k3\·(\sqrt{\mathrm{Ia}+\frac{\mathrm{Vi}}{R}}-\sqrt{\mathrm{Ia}-\frac{\mathrm{Vi}}{R}})\·\sqrt{\frac{\mathrm{Ib}}{k3}-\mathrm{Ia}+\sqrt{{\mathrm{Ia}}^2-{\left(\frac{\mathrm{Vi}}{R}\right)}^2}}$

$\≅\frac{\mathrm{Vi}}{R}\sqrt{\frac{2\·k3\·\mathrm{Ib}}{\mathrm{Ia}}}$ (一次近似)

(6)

其中，设定k3＝k2/k1。根据以上所述，gm可以用式7表示。

$\mathrm{gm}=\frac{1}{R}\sqrt{\frac{2\·k3\·\mathrm{Ib}}{\mathrm{Ia}}}---\left(7\right)$

可以得知，在上式中，假若例如分别使Ia、Ib变化10倍(Ia×1/10、Ib×10)，就能使gm变为最小值的10倍，能够以少于在式3中说明的以往技术的电流变化、即低电源电压使gm在较大范围内发生变化。而且，由于能够以电流比确定gm，因此，存在能够以更少的工作电流实现高gm的优点。

(第2实施方式)

图2是第2实施方式的可变跨导电路。在图1的可变跨导电路中，由于MOS晶体管M4、M3的栅极电压，分别由MOS晶体管M1与M7、MOS晶体管M2与M8的栅极-源极间的电压自动地确定，因此，为了使MOS晶体管M3、M4在饱和区域工作而自动地确定输出动态范围，设计自由度受到制约。为了解决这一问题，在图2中，将MOS晶体管M1的栅极与MOS晶体管M4的栅极之间、以及MOS晶体管M2的栅极与MOS晶体管M3的栅极之间，各自通过电平移动(level shift)电路4而进行连接。通过适当地设定该电平移动电路4的DC电平移动量来提高输出动态范围的设计自由度。只要输入阻抗足够高，电平移动电路4也可以分别插入到图1的MOS晶体管M5的漏极与MOS晶体管M4的栅极之间、以及MOS晶体管M6的漏极与MOS晶体管M3的栅极之间。

(第3实施方式)

在图1、图2的结构中，MOS晶体管M1、M5、M7或者MOS晶体管M2、M6、M8形成负反馈环路，其单位增益频率f0与Ia处于式8的关系，电路的频率特性随着gm的变化而变化。

$f0\∝\sqrt{\mathrm{Ia}}---\left(8\right)$

图3是第3实施方式的可变跨导电路，这是为了解决上述问题而设计的。MOS晶体管M5与电流源1、MOS晶体管M6与电流源2分别形成运算放大器的输出源随器，在各自的输出之间连接有电阻R。在输入了电压信号Vi时，在电阻R的两端也产生电位差Vi，流过信号电流Vi/R。该信号电流从MOS晶体管M5、M6的漏极输出，被输入到栅极通过Bias1进行了接地的MOS晶体管M1、M2。此时的MOS晶体管M1、M2的栅极-源极电压差如式4所示，图3的电路，与在第1实施方式中说明的电路动作同样地，能够获得式7所示的跨导。

图4表示图3所示的运算放大器的结构例。此时，运算放大器的单位增益频率f0如式9所示，只要由MOS晶体管M5和电流源1构成的源随器的频带相对于f0足够高，即使图3的跨导电路使gm发生变化，频率特性也不会发生变化。

$f0\∝\sqrt{\mathrm{Id}}---\left(9\right)$

在图1、图2、图3中，记载了输入晶体管为Nch的情况，当然，也可以将各晶体管的Nch/Pch反过来构成。

而且，在图1、图2、图3中，只需将电阻R置换为在线性区域工作的MOS晶体管，使其栅极电压随同Ia、Ib一起变化，就能实现更大范围的可变gm。

(第4实施方式)

图5是图1～图3所示的平方根扩展部11的变形例。图1～图3的可变跨导电路的gm，如式7所示，取决于MOS晶体管M1、M2与MOS晶体管M3、M4的晶体管尺寸比率k3。在图5中，代替MOS晶体管M3、M4，并联连接多个MOS晶体管，通过控制信号ф1～ф3进行切换。由此能够使k3发生变化，因此，能使gm成为可变的。另外，在图5中，将MOS晶体管M3、M4置换为并联连接的MOS晶体管，但也可以将MOS晶体管M1、M2置换为并联连接的MOS晶体管。

(第5实施方式)

图6A、图6B表示在图1～图3所示的可变跨导电路111设置了跨导控制电路16的例子。此处，首先，参照图7对包含在图6B所示的跨导控制电流16中的乘方运算电路(square circuis)20的动作进行说明。

在图7中，Iin为电流输入，cnt为乘方电流输出。Nch晶体管M101～M104构成跨导线性环路(translinear loop)电路，由Pch晶体管M107～M110构成的电流镜电路，与由电流源13驱动的MOS晶体管M103和源极进行了接地的MOS晶体管M104的漏极连接，将在MOS晶体管M103、M104中流动的电流分别乘以了k1、k2倍并相加后提供给MOS晶体管M101、M102。MOS晶体管M105，构成将MOS晶体管107的电流乘a倍之后输出的电流镜电路。在将以MOS晶体管M101的晶体管尺寸为基准的MOS晶体管M102、M103、M104各自的晶体管尺寸比取为n2、n3、n4时，在图7所示的电流I0、I1、I2之间，式10成立。

$\sqrt{I0}+\sqrt{\frac{I0}{n2}}=\sqrt{\frac{I1}{n3}}+\sqrt{\frac{I2}{n4}}---\left(10\right)$

将该计算式的两边取平方，代I0＝Iin+k1·I1+K2·I2，就得到式11。

${(1+\sqrt{\frac{1}{n2}})}^2(\mathrm{Iin}+k1\·I1+k2\·I2)=\frac{I1}{n3}+\frac{I2}{n4}+2\·\sqrt{\frac{I1\·I2}{n3\·n4}}---\left(11\right)$

此处，作为

$k1=\frac{1}{n3\·{(1+\sqrt{\frac{1}{n2}})}^2}$

$k2=\frac{1}{n4\·{(1+\sqrt{\frac{1}{n2}})}^2}---\left(12\right)$

整理之后成为式13，I2对于输入电流Iin具有平方特性。

$I2=\frac{n3\·n4}{4\·I1}{(1+\sqrt{\frac{1}{n2}})}^4{\mathrm{Iin}}^2---\left(13\right)$

将此乘以a倍之后成为输出电流，最终获得式14。

Iout1＝Iout2＝E·Iin²

$E=a\·\frac{n3\·n4}{4\·I1}{(1+\sqrt{\frac{1}{n2}})}^4---\left(14\right)$

根据该式，图7的电路不包含器件参数β，由相对精度的参数a、n2、n3、n4和电流I1确定乘方特性，因此，具有不易受制造离差影响的优点。

电流输出也可以根据需要的输出电流的极性而如图8那样输出电流。此外，在图7、图8的实施例中，也可以将晶体管M104作为恒定电流驱动，对电流I1进行电流镜输出。在想要使图7、8的乘方运算电路的乘方特性发生变化时，能够通过使晶体管尺寸比a或者电流I1变化来实现。

接着，针对跨导的控制，参照图6A、图6B来说明跨导通过指数函数使控制信号发生变化的电路。

在图6A中，在变换控制信号x使得在函数发生器15中变成Ia∝1+x、Ib∝1-x时，根据式7，跨导变成

$\mathrm{gm}\∝\sqrt{\frac{1-x}{1+x}}---\left(15\right)$

能够如图9所示那样在特定的x的范围中，近似为gm∝e^x，能够通过指数函数使跨导发生变化。

但是，如果为了扩大gm的可变范围而扩大x的范围，近似精度将变差。为了解决这个问题，在图6B中，在跨导控制电路16中内置有乘方运算电路20。将与采用了图2的可变跨导电路111时的乘方运算电路20的连接例表示为图10。在变换控制信号x使得在函数发生器15中变成Iin1∝1+x、Iin2∝1-x时，Ia∝(1+x)²、Ib∝(1-x)²，根据式7，跨导变成

$\mathrm{gm}\∝\frac{1-x}{1+x}---\left(16\right)$

能够如图9所示那样在特定的x的范围中，近似为gm∝e^2x。图11将式15与式16的指数函数近似误差进行了图示，通过设置乘方运算电路20，即使为了扩大gm的可变范围而扩大x的范围，也能够使近似精度提高。

(第5实施方式)

图12表示基于第5实施方式的光盘装置。该光盘装置，具有主轴电机(spindle motor)101、光拾取器(optical pickup)102、地址信号生成电路103、地址解码器104、伺服控制器105、伺服误差(error)信号生成电路106、数据信号生成电路107、解码器108、CPU109、以及激光能量控制电路110。

此处，作为本发明的可变gm电路的1个应用例，说明了将本发明的可变gm应用于图12中的数据信号生成电路107的例子，当然，也可以将本发明的可变gm电路适用于地址信号生成电路103、伺服误差信号生成电路106、激光功率控制电路110。将数据信号生成电路107的内部结构表示为图13。

从光盘100获得的数据信号，需要进行振幅的标准化并除去噪声，提高其可读性。为此，在信号处理路径上如图13那样设置可变增益放大器1071和低通滤波器1072。可变增益放大器1071，根据由读出信道电路1073检测出的信号振幅值，通过增益控制电路1074切换增益而将信号振幅标准化。此外，低通滤波器1072，通过通带控制电路1075，使低通滤波器1072的截止频率发生变化，其中，该通带控制电路1075，使得能够根据光盘100的介质、倍速始终进行最佳的噪声除去。用本发明的可变gm电路构成了该可变增益放大器1071和低通滤波器1072的例子为图14A、图14B。在作为可变增益放大器1071使用时，如图14A所示那样，将可变gm电路111与电阻连接，增益由Gm×R确定。此外，在作为低通滤波器1072使用时，如图14B所示那样，将可变gm电路111与电容连接，截止频率Fc由Gm/C确定。图14B的低通滤波器1072为了表述的简洁记载为1次结构，而在实际的光盘装置中构成5次至7次的低通滤波器。

工业上的可利用性

本发明的可变跨导电路，可以适用于例如DVD等光盘装置中的滤波器电路、可变增益放大器。

Claims (9)

1.一种可变跨导电路，其特征在于：

包括

电压-电流转换电路，输出相对于输入电压信号为线性的电流信号；

第1MOS晶体管和第2MOS晶体管，它们的源极或漏极被输入上述电流信号，且输出进行了平方根压缩的电压信号作为栅极-源极间电压；以及

第3MOS晶体管和第4MOS晶体管，它们的栅极分别被输入上述进行了平方根压缩的电压信号，且它们的源极公共连接，从而从它们的漏极输出线性电流信号，

分别使上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的偏置电流与上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管的偏置电流之比发生变化来控制跨导。

2.根据权利要求1所述的可变跨导电路，其特征在于：

上述电压-电流转换电路，包括被输入上述输入电压信号的2个运算放大器、和插入到上述2个运算放大器的输出之间的电阻；

上述2个运算放大器的输出级的每一个，是由第1电流源或者第2电流源所偏置的源随器，从上述源随器的漏极取出电流信号；

上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的栅极通过预定的偏压而被接地，其源极分别被输入来自上述电压-电流转换电路的输出电流信号；

上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管的源极公共连接，第3电流源与该公共连接的源极连接，上述第3MOS晶体管的栅极与上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的一者的源极连接，上述第4MOS晶体管的栅极与上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的另一者的源极连接；

上述可变跨导电路，将上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管的漏极作为电流输出，分别使上述第1电流源和上述第2电流源的电流与上述第3电流源的电流发生变化来控制跨导。

3.根据权利要求1所述的可变跨导电路，其特征在于：

上述电压-电流转换电路，包括构成被输入上述输入电压信号的输入差动对的第5MOS晶体管和第6MOS晶体管，以及插入到上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管的源极之间的电阻；

上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管的每一个，由与漏极相连接的第1电流源或者第2电流源所偏置；

上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的一者的漏极与上述第5MOS晶体管的源极连接，上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的另一者的漏极与上述第6MOS晶体管的源极连接；

上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管的每一个的栅极电压，由与漏极相连接的上述第5MOS晶体管或者上述第6MOS晶体管的漏极电压所驱动；

上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管的源极公共连接，第3电流源与该公共连接的源极连接，上述第3MOS晶体管的栅极电压由上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管的一者的漏极电压所驱动，上述第4MOS晶体管的栅极电压由上述第5MOS晶体管和第6MOS晶体管的另一者的漏极电压所驱动；

上述可变跨导电路，将上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管的漏极作为电流输出，分别使上述第1电流源和上述第2电流源的电流与上述第3电流源的电流发生变化来控制跨导。

4.根据权利要求1所述的可变跨导电路，其特征在于：

由并联连接的多个MOS晶体管构成上述第1MOS晶体管和第2MOS晶体管；或者构成上述第3MOS晶体管和第4MOS晶体管，并通过切换来控制跨导。

5.根据权利要求1所述的可变跨导电路，其特征在于：

还包括生成上述偏置电流的跨导控制电路，

上述跨导控制电路包括乘方运算电路，该乘方运算电路包括跨导线性环路电路和供给装置，

上述跨导线性环路电路包括：栅极和漏极相连接，并进行了级联连接的第7MOS晶体管和第8MOS晶体管；栅极与上述第8MOS晶体管的栅极相连接的第9MOS晶体管；以及栅极与上述第9MOS晶体管的源极相连接的第10MOS晶体管，

上述供给装置，使分别在上述第9MOS晶体管和上述第10MOS晶体管中流动的电流变为数倍，供给到上述第7MOS晶体管和第8MOS晶体管，

上述乘方运算电路，将上述第8MOS晶体管的漏极作为电流输入，将上述第9MOS晶体管和上述第10MOS晶体管的一者与第4电流源连接，将在上述第9MOS晶体管和上述第10MOS晶体管的另一者中流动的电流进行电流镜输出，

上述电流镜输出成为上述偏置电流。

6.根据权利要求5所述的可变跨导电路，其特征在于：

上述供给装置，包括使在上述第9MOS晶体管和第10MOS晶体管中流动的电流变为数倍，供给到上述第7MOS晶体管和第8MOS晶体管的电流镜。

7.根据权利要求5所述的可变跨导电路，其特征在于：

上述电流镜输出的镜比是可变的。

8.根据权利要求5所述的可变跨导电路，其特征在于：

上述第4电流源的电流值是可变的。

9.一种光盘装置，其特征在于：

在信号处理路径上设置了由权利要求1所述的可变跨导电路与电容元件形成的滤波器，或者由权利要求1至权利要求8中任一项所述的可变跨导电路与电阻元件形成的可变增益放大器。

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