CN102474240A - 滤波器电路以及包括该滤波器电路的光盘装置 - Google Patents

Abstract

在电流模式滤波器中，包括沟道极性全部相同的第一、第二、第三晶体管(M1、M2、M3)。所述第一晶体管(M1)的漏极连接到作为栅极接地电路起作用的所述第二晶体管(M2)的源极。所述第二晶体管(M2)的漏极连接到所述第一晶体管(M1)与所述第三晶体管(M3)的栅极。第一电容元件(C1)与第二电容元件(C2)分别连接到所述第一晶体管(M1)的栅极以及漏极。电流源(7)对所述第一、第二晶体管(M1、M2)的每个供应偏置电流。将所述第一晶体管(M1)的漏极作为输入端子(9)，输出信号(Io)从所述第三晶体管(M3)的漏极电流中取出。因此，跨导调整电路使用一个即可。

Description

滤波器电路以及包括该滤波器电路的光盘装置

技术领域

本发明涉及滤波器电路，尤其涉及由场效应晶体管构成的电流模式滤波器电路与将该电流模式滤波器电路设置在信号处理路径中的光盘装置。

背景技术

滤波器电路是构成各种信号处理系统的必需功能模块，特别是，模拟滤波器电路在模拟/数字混装的LSI中，承担着模拟-数字变换前的信号波形整形和用于防止假频(alias)的高频噪声去除等重要作用。特别是，在从数十MHz到数百MHz的信号频带中，一般采用由跨导(transconductance)电路(以下称为Gm电路)与电容元件构成的Gm-C滤波器。

但是，Gm-C滤波器如非专利文献1和非专利文献2所述的那样，

1、构成滤波器的Gm电路所具有的寄生极与滤波器的电极接近，因此尤其难以实现高频域中的正确的频率特性。

2、在近年来的细微化的低电压动作的数字CMOS工艺中，存在着在以电压模式动作的Gm-C滤波器中难以确保较宽的动态范围和线形性的问题。

为了解决这些问题，在非专利文献1和非专利文献2中，提出了以电流模式动作的滤波器电路。在非专利文献1中，如该文献中的图2(a)所示那样，用反馈输出电流的方法实现，而在非专利文献2中，如该文献中的图8所示那样，通过在栅极接地镜像电路中附加电容元件来实现滤波器电路，与非专利文献1相比用较少的元件数实现电路。此处，对与本发明的结构相近的非专利文献2所述的滤波器电路，详细地进行说明。图15中示出非专利文献2所述的电流模式滤波器的结构。在图15的电流模式滤波器中，N沟道晶体管M200、M203构成电流镜对，分别由来自电流源的偏置电流Ib0驱动。另外，栅极由定电压Vb0固定的作为栅极接地电路起作用并且由偏置电流Ic0驱动的P沟道晶体管M201的源极连接到N沟道晶体管M200的漏极，P沟道晶体管M201的漏极连接到N沟道晶体管M200的栅极，据此N沟道晶体管M200与P沟道晶体管M201构成负反馈环路。进而，电容元件Ci、Cg分别连接到N沟道晶体管M200的漏极与栅极。此时，假设N沟道晶体管M200、M203以及P沟道晶体管M201在饱和区域中动作，则其跨导(以下称为gm)能够用下式近似。

[数学式1]

$\mathrm{gmn}=\sqrt{2\·\mathrm{\βn}\·\mathrm{Ib}0}$ ········(式1)

[数学式2]

$\mathrm{gmp}=\sqrt{2\·\mathrm{\βp}\·\mathrm{Ic}0}$ ········(式2)

此处，gmn表示N沟道晶体管M200、M203的gm，gmp表示P沟道晶体管M201的gm，βn表示N沟道晶体管的跨导参数，βp表示P沟道晶体管的跨导参数。此处，将N沟道晶体管M200的漏极作为电流输入(Ii)端子，将N沟道晶体管M203的漏极作为电流输出(Io)端子时的输入输出传递函数用下式表示。

[数学式3]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-\frac{{\mathrm{\ω}0}^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}\·s+\mathrm{\ω}{0}^2}$

$\mathrm{\ω}0=\sqrt{\frac{\mathrm{gmn}\·\mathrm{gmp}}{\mathrm{Ci}\·\mathrm{Cg}}}$ ········(式3)

$Q=\sqrt{\frac{\mathrm{gmn}\·\mathrm{Ci}}{\mathrm{gmp}\·\mathrm{Cg}}}$

式3是二次的低通滤波器(以下称为LPF)的传递函数，表示图15的电路结构作为电流模式二次LPF起作用。另外，可知表示其频率特性的ω0、Q值由gmp、gmn、Ci、Cg决定。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2005-94091号公报

非专利文献

非专利文献1：″CMOS Continuous-Time Current-Mode Filters forHigh-Frequency Applications″IEEE J.Solid-State Circuits，vol.28，pp.323-329，Mar.1993.

非专利文献2：“具有可电子调整的二次低通特性的电流镜(電子的に調整可能な2次低域通過特性を持つ電流ミラ一)”，信学技报ICD，Vol99，No316.pp.71-77，1999.

发明内容

发明要解决的问题

在以蓝光光盘(Blu-ray-Disc)为代表的高密度记录的光盘的记录再生装置中，模拟信号处理所需的频带在高倍速再生中超过100MHz，对于现有的DVD记录再生装置通常使用的Gm-C滤波器而言，难以实现宽频带化与线形性确保、动态范围的兼顾，能够实现它们的兼顾的电流模式滤波器受到关注。

另外，跨导参数βn、βp和电容Ci、Cg较大地取决于制造工艺的偏差，因此对于在频率特性方面要求严格的精度的滤波器电路而言，需要进行滤波器特性的调整。该调整在制品的出厂检查中实施或者在LSI的启动时实施等，实施的过程各种各样，但共同之处是调整仅实施一次。因此，得到调整的仅是制造工艺的偏差量，例如依赖于温度的参数变动无法在上述的过程调整中吸收。一般而言，已知通过CMOS工艺形成的电容元件的温度依赖性较小，但跨导参数的温度依赖性较大，对滤波器特性的影响无法忽略，因此需要自动补偿跨导参数的温度变动的手段，但在非专利文献1和非专利文献2中，并未记载该手段的实现方法。

为了实现电流模式滤波器，存在以下问题：

(1)N沟道晶体管、P沟道晶体管的每个都需要跨导调整电路，电路的安装面积较大。

(2)关于低通滤波器以外的例如带通滤波器或高通滤波器的结构例，没有现有技术，缺乏应用性。

进而，图16所述的现有例的跨导调整电路存在以下问题：

(3)需要电压比较动作，因此需要运算放大器，难以进行低电压化。

(4)为了确保反馈环路的稳定性，需要较大的电容元件，难以进行小面积化。

本发明为了一起解决上述安装面积、应用性、低电压动作化相关的问题而作，其目的在于提供能够用最小结构实现的电流模式滤波器、适于进行低电压化或小面积化的跨导调整电路、以及现有例中未提供的进行电流模式动作的高通滤波器以及带通滤波器。

用于解决问题的方案

通过组合专利文献1记载的跨导调整电路与图15所示的滤波器电路，能够解决上述跨导参数的温度变动补偿相关的问题。图16中示出专利文献1记载的跨导调整电路。图16的跨导调整电路包括：对第九及第十晶体管M106、M107的栅极分别施加电压V0a+V1a/2、V0a-V1a/2的电位差产生电路；对晶体管M107、M106的漏极电流进行相减，输出其结果电流ΔIa的电流镜电路；对所述电流镜输出进行电流-电压变换的电阻Re；比较由电阻Re进行了电流-电压变换的电压与基准电压V2a，将其比较结果作为电流值I1c输出的电压-电流变换电路30；以及对电流值I1c进行电流-电压变换后将输出电压作为V0a反馈到晶体管M106、M107的栅极输入的单元，以所述电流值I1c的电流镜输出成为所述图15记载的偏置电流Ib的方式进行连接。假设晶体管M107、M106分别在饱和区域中动作，则晶体管M106、M107的漏极电流I1a、I1b分别用下式表示。

[数学式4]

$I1a=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(V0a-\mathrm{Vtn}-\frac{V1a}{2})}^2$

········(式4)

$I1b=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(V0a-\mathrm{Vtn}+\frac{V1a}{2})}^2$

此处，βn表示N沟道晶体管的跨导参数，Vtn表示N沟道晶体管的阈值电压。图16的电路进行反馈以使由电阻Re对电流I1a与电流I1b的差电流ΔIa进行了电压变换的电压值与基准电压V2a相等，因此以下等式成立。

[数学式5]

ΔIa·Re＝V2a    ········(式5)

假设晶体管M108、M204、M107、以及晶体管M106的晶体管尺寸相同，则根据上述式4与式5，输出电压V0a用下式表示。

[数学式6]

$V0a=\frac{1}{\mathrm{\βn}\·\mathrm{Re}}\·\frac{V2a}{V1a}+\mathrm{Vtn}$ ········(式6)

进而，假设从晶体管M204的漏极电流到跨导调整电路的输出电流Ib的电流镜比为1∶1，则输出电流Ib用下式表示。

[数学式7]

$\mathrm{Ib}=I1c=\frac{1}{2\·\mathrm{\βn}}\·{\left(\frac{V2a}{\mathrm{Re}\·V1a}\right)}^2$ ········(式7)

将其代入上述式1后，电流模式滤波器电路中包含的N沟道晶体管的gm如下式所示，可用不包含跨导参数的形式得到。

[数学式8]

$\mathrm{gmn}=\frac{V2a}{\mathrm{Re}\·V1a}$ ········(式8)

上式表示N沟道晶体管的gm，但对于图16的电路，通过将N沟道晶体管置换为P沟道晶体管，将P沟道晶体管置换为N沟道晶体管，同样地，P沟道晶体管的gm也与式8同样地得到。

据此，式3记载的ω0、Q不依赖于跨导参数，并且通过使V2a、V1a、Re变化，能够任意控制ω0、Q。

作为用于实现上述本发明的目的之一的以最小结构可实现的电流模式滤波器的结构，采用技术方案1的结构。具体而言，技术方案1所述发明的滤波器电路的特征在于，该滤波器电路是由场效应晶体管构成的电流镜电路，采用：包括沟道极性全部相同的第一、第二、第三晶体管，所述第一晶体管的漏极连接到作为栅极接地电路起作用的第二晶体管的源极，所述第二晶体管的漏极连接到所述第一晶体管与所述第三晶体管的栅极，第一电容元件与第二电容元件分别连接到所述第一晶体管的栅极以及漏极的结构，包括对所述第一及第二晶体管的每个供应偏置电流的偏置电流供应单元，将所述第一晶体管的漏极或栅极中的任一者或两者作为输入端子，从所述第三晶体管的漏极电流中取出输出信号。

进而，技术方案2所述发明的滤波器电路的特征在于，该滤波器电路是场效应晶体管构成的电流镜电路，采用：包括沟道极性全部相同的第一、第二、第三、第四晶体管，所述第四晶体管作为将输入电流信号变换为电压信号的I/V变换器动作，所述第一晶体管的漏极连接到作为以所述I/V变换器输出为输入的源极跟随器起作用的第二晶体管的源极，所述第二晶体管的漏极连接到所述第一晶体管的栅极与所述第三晶体管的栅极，第一电容元件与第二电容元件分别连接到所述第一晶体管的栅极以及漏极的结构，包括对所述第一及第二晶体管的每个供应偏置电流的偏置电流供应单元，以及对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元，将所述第一晶体管的漏极以及所述第四晶体管的漏极中的任一者或两者作为输入端子，从所述第三晶体管的漏极电流中取出输出信号。

另外，作为其他结构，技术方案3所述发明的滤波器电路的特征在于，该滤波器电路是由场效应晶体管构成的电流镜电路，采用：包括沟道极性全部相同的第一、第二、第三晶体管，所述第一晶体管的漏极连接到作为源极跟随器起作用的第二晶体管的栅极，所述第二晶体管的源极连接到所述第一晶体管与所述第三晶体管的栅极，第一电容元件与第二电容元件分别连接到所述第一晶体管的漏极以及栅极的结构，包括对所述第一及第二晶体管的每个供应偏置电流的偏置电流供应单元，将所述第一晶体管的漏极或栅极中的任一者或两者作为输入端子，从所述第三晶体管的漏极电流中取出输出信号。

在所述技术方案1～3所述的发明中，决定滤波器特性的晶体管能够全部为相同的沟道极性，即，能够全部由N沟道晶体管或者全部由P沟道晶体管构成电路，因而跨导调整电路使用一个即可。

另外，为了实现本发明目的之一的进行电流模式动作的带通滤波器，对技术方案4所述的发明而言，根据上述技术方案3所述的滤波器电路，其特征在于还包括：具有从漏极到栅极的反馈环路的第四晶体管，以及对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元，所述第一电容元件连接在所述第四晶体管的栅极与所述第一晶体管的漏极之间，将所述第四晶体管的栅极作为输入端子，从所述第三晶体管的漏极电流中取出输出信号。

另外，为了实现本发明目的之一的进行电流模式动作的高通滤波器，对技术方案5所述的发明而言，根据上述技术方案3所述的滤波器电路，其特征在于还包括：具有从漏极到栅极的反馈环路的第四晶体管，以及对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元，所述第二电容元件连接在所述第四晶体管的栅极与所述第一晶体管的栅极之间，将所述第四晶体管的栅极作为输入端子，从所述第三晶体管的漏极电流中取出输出信号。

另外，对技术方案6所述的发明而言，根据上述技术方案1～5中任一项所述的滤波器电路，其特征在于对所述第一、第二、第三晶体管以及所述第四晶体管的每个供应的偏置电流是可变的。

接着，在本发明中，作为适于对所述第一、第二、第三晶体管以及第四晶体管的每个供应可变偏置电流的跨导调整电路的低电压化的结构，采用技术方案7所述的发明。具体而言，对技术方案7所述的发明而言，根据上述技术方案6所述的滤波器电路，其特征在于：所述可变偏置电流由跨导调整电路供应，所述跨导调整电路包括：源极共同连接的第九、第十晶体管；使所述第九、第十晶体管的栅极产生电位差的电位差产生电路；输出所述第九、第十晶体管的漏极电流的差的差电流生成电路；生成控制电压以使所述差电流生成电路的输出电流值与基准电流源的输出电流值一致，并将该控制电压反馈至所述第九、第十晶体管的栅极的反馈单元；以及对所述反馈电压进行电压-电流变换的电压-电流变换器，对所述第一、第二、第三晶体管以及所述第四晶体管的每个供应的偏置电流作为所述电压-电流变换器的输出的电流镜输出被供应。

进而，在本发明中，作为不包含反馈环路，无需用于稳定性确保的较大的电容元件，能够实现小面积化的前馈型跨导调整电路，采用技术方案8所述的发明。具体而言，对技术方案8所述的发明而言，根据上述技术方案6所述的滤波器电路，其特征在于：包括由第五、第六、第七、以及第八晶体管构成的跨导线性环电路，并且包括：将流至所述第七晶体管与所述第八晶体管的每个的电流变为数倍并供应给所述第五及第六晶体管的放大单元，以及供应所述第七晶体管的偏置电流的电流源电路，以流至所述第八晶体管的电流的电流镜输出成为所述第一、第二、第三晶体管以及所述第四晶体管的偏置电流的方式进行连接。

另外，对技术方案9所述的发明而言，根据上述技术方案8所述的滤波器电路，其特征在于：供应所述第七晶体管的偏置电流的电流源电路包括：源极共同连接的第九、第十晶体管；以使所述第九、第十晶体管的栅极产生电位差，所述第九、第十晶体管的栅极电压的平均电压施加到第十一晶体管的栅极的方式连接的电位差产生电路；对流至所述第九、第十晶体管的每个的漏极电流进行相加的加法单元；以及将流至所述第十一晶体管的漏极电流变为2倍的放大单元，从所述第九、第十晶体管的漏极电流的相加值中减去将流至所述第十一晶体管的漏极电流变为2倍的电流后的电流成为所述第一、第二、第三晶体管以及所述第四晶体管的偏置电流。

另外，技术方案10所述发明的光盘装置的特征在于将上述技术方案1～9中任一项所述的滤波器电路包括在信号处理路径中。

所述光盘装置将上述滤波器电路包括在信号处理路径中，因而能够以低成本、低耗电实现高倍速、高密度记录盘的记录再生。其理由是，能够以小面积安装可兼顾宽频带化和线形性确保、动态范围的电流模式滤波器，能够进行低电压动作。

发明的效果

如以上所说明的那样，根据本发明的滤波器电路，对于决定滤波器特性的晶体管而言，能够全部由N沟道或者P沟道的沟道极性相同的晶体管构成电路，因而跨导调整电路使用一个即可，能够缩小电路的安装面积。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的低通滤波器电路的图。

图2是表示将该滤波器电路的构成晶体管置换为P沟道晶体管后的滤波器电路的图。

图3是表示变更该滤波器电路的输入端子后构成的滤波器电路的图。

图4是表示变更该滤波器电路的输入端子后构成的带通滤波器电路的图。

图5是表示本发明的第二实施方式的低通滤波器电路的图。

图6是表示将该滤波器电路的构成晶体管置换为P沟道晶体管后的滤波器电路的图。

图7是表示变更该滤波器电路的输入端子后构成的滤波器电路的图。

图8是表示变更该滤波器电路的输入端子后构成的带通滤波器电路的图。

图9是表示本发明的第三实施方式的带通滤波器电路的图。

图10是表示本发明的第四实施方式的高通滤波器电路的图。

图11是表示本发明的第五实施方式的跨导调整电路的图。

图12是表示本发明的第六实施方式的跨导调整电路的图。

图13是表示光盘装置的结构例的图。

图14是表示该光盘装置中包括的数据信号生成电路的模拟前端部的结构例的图。

图15是表示现有的电流模式滤波器电路的图。

图16是表示该电流模式滤波器电路中包括的现有的跨导调整电路的图。

图17是表示图1的低通滤波器电路的变形例的图。

图18是表示图1的低通滤波器电路的其他变形例的图。

具体实施方式

以下，基于附图详细说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图1是根据本发明的第一实施方式的电流模式滤波器电路。

图1的结构是作为电流模式滤波器电路的构成晶体管全部使用N沟道晶体管的技术方案1所述的滤波器电路。

在该图中，第一晶体管M1与第二晶体管M2进行级联，进而，晶体管M2的漏极连接到晶体管M1的栅极，这两个晶体管M1与M2由从电流源(偏置电流供应单元)7供应的电流Icnt7进行偏置。晶体管M2的栅极连接到电压生成电路8，栅极交流地接地，该电压生成电路8以将从电流源(偏置电流供应单元)53输出的电流Icnt53供应给二极管接法的第四晶体管M52而得到的电压Vb为输出。进而，在与电流输入端子9共同连接的晶体管M2的源极和与第三晶体管M3的栅极共同连接的晶体管M1的栅极处，电容元件C2、电容元件C1分别对接地点进行连接。为了减小晶体管M1与晶体管M3的漏极电压差，晶体管M51级联到晶体管M3的漏极，为了将晶体管M51的漏极电流与从电流源6供应的偏置电流Icnt6的差作为输出取出，将晶体管M51的漏极与输出端子10共同连接。

此处，在晶体管M1、M2、M3的跨导参数分别为β1、β2、β3时，为了在电流输入Ii为0时使电流输出Io为0，设定使得Icnt6/Icnt7＝β3/β1。

假设全部晶体管在饱和区域中动作，则晶体管M1、M2、M3的各自的跨导gm1、gm2、gm3用下式表示。

[数学式9]

$\mathrm{gm}1=\sqrt{2\·\mathrm{\β}1\·\mathrm{Icnt}7}$

$\mathrm{gm}2=\sqrt{2\·\mathrm{\β}2\·\mathrm{Icnt}7}$ ········(式9)

$\mathrm{gm}3=\sqrt{2\·\mathrm{\β}3\·\mathrm{Icnt}6}$

选择β3、Icnt6以使gm3＝A0·gm1，求出图1的结构中的传递函数Io/Ii后，得到下式。

[数学式10]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-\frac{A0\·\mathrm{\ω}{0}^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2}$ ········(式10)

其中，

[数学式11]

$\mathrm{\ω}0=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2}{C1\·C2}}$

$Q=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·C2}{\mathrm{gm}2\·C1}}$ ········(式11)

$A0=\frac{\mathrm{gm}3}{\mathrm{gm}1}$

上式10是二次的低通滤波器(以下称为LPF)的传递函数，决定滤波器参数ω0、Q值的gm1、gm2全部能够用N沟道晶体管的跨导实现，因而跨导调整电路使用一个即可。

另外，对于图1的电流模式滤波器而言，从上式10可知，不仅是ω0、Q，使A0变化后，能够与ω0、Q独立地使传递增益发生变化。A0如上所述由gm1与gm3的比决定，因而根据式9，通过切换Icnt6与β3，即晶体管M3的偏置电流与晶体管尺寸，能够使之发生变化。

接着，对图1的电流模式滤波器的动作电源电压进行描述。图1的电流模式滤波器的动态范围由电流源7以及晶体管M1决定。假设电流源7由P沟道晶体管构成，其过驱动电压为Vodp，晶体管M1的阈值电压为Vtn，过驱动电压为Vodn，则图1能够动作的电源电压Vdd用式12表示。

[数学式12]

Vdd＞Vtn+Vodn+Vodp········(式12)

一般而言，在近年的数字CMOS工艺中，最大时Vtn＝0.4V，晶体管的过驱动电压选择为0.4V左右时，根据式12，Vdd＞0.4+0.4+0.4＝1.2V，能够用与数字电路相同程度的低电源电压实现滤波器电路。

图1是由N沟道晶体管构成的电流模式滤波器的实施方式，但如图2所示，将N沟道晶体管置换为P沟道晶体管也能实现。

另外，图1中的晶体管M51是为了取得更为正确的晶体管M1与M3的电流镜比而插入的元件，即使省略，对滤波器参数ω0、Q也没有影响。

在图3中示出将图1结构中的输入端子9从与晶体管M2的源极连接变更为与晶体管M2的漏极连接的结构。求出图3结构的传递函数Io/Ii后得到下式。

[数学式13]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-A0\·(\frac{\mathrm{\ω}{0}^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+{\mathrm{\ω}0}^2}+\frac{A1\·\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2})$ ········(式13)

其中，ω0、Q、A0如式11所示，A1用下式表示。

[数学式14]

$A1=\frac{\mathrm{gm}1\·C2}{\mathrm{gm}2\·C1}$ ········(式14)

式13的右边第一项与式10相同表示二次LPF的传递函数，右边第二项表示表示二次带通滤波器(以下称为BPF)的传递函数。即，图3结构的电流模式滤波器能够取得将二次LPF特性与二次BPF特性相加而得到的输出信号。根据式10与式13可知，从晶体管M2的漏极输入信号Ii，将相位与其相比反转了180°的信号-Ii从晶体管M2的源极输入，据此能够取得以下的二次BPF的传递函数Io/Ii。与其相对应的结构在图4中示出。

[数学式15]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-A0\·\frac{A1\·\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2}$ ········(式15)

其中，ω0、Q、A0如式11所示，A1如式14所示。

作为二次BPF的其他实施方式，取代图1中的晶体管M2的源极，将晶体管M52的漏极作为输入端子9，从输出端子10取出输出电流信号，由此也能取得式15的传递函数。该技术方案2所述的结构在图17中示出。另外，如图18所示，将晶体管M2的源极与晶体管M52的漏极这两者作为输入端子12、9，从输出端子10取出输出电流信号，则能够取得式13的传递特性。

(实施方式2)

图5是根据本发明的第二实施方式的电流模式滤波器电路。

图5的结构是作为电流模式滤波器电路的构成晶体管全部使用N沟道晶体管的技术方案3所述的滤波器电路。

在图5中，晶体管M1采用漏极电压借助由晶体管M2与供应电流Icnt11的电流源11构成的源极跟随器(source follower)反馈到栅极的结构，晶体管M1由从电流源7供应的电流Icnt7进行偏置。进而，在与电流输入端子9连接的晶体管M2的源极和晶体管M1的漏极处，电容元件C2、电容元件C1分别对接地点进行连接。为了减小晶体管M1与M3的漏极电压差，晶体管M51级联到晶体管M3的漏极，为了将晶体管M51的漏极电流与从电流源6供应的偏置电流Icnt6的差作为输出取出，将晶体管M51的漏极与输出端子10共同连接。晶体管M51的栅极连接到电压生成电路8，栅极交流地接地，该电压生成电路8以将从电流源53输出的电流Icnt53供应给二极管接法的晶体管M52而得到的电压Vb为输出。此处，在晶体管M1、M2、M3的跨导参数分别为β1、β2、β3时，为了在电流输入Ii为0时使电流输出Io为0，设定使得Icnt6/Icnt7＝β3/β1。

假设全部晶体管在饱和区域中动作，则晶体管M1、M2、M3各自的跨导gm1、gm2、gm3用下式表示。

[数学式16]

$\mathrm{gm}1=\sqrt{2\·\mathrm{\β}1\·\mathrm{Icnt}7}$

$\mathrm{gm}2=\sqrt{2\·\mathrm{\β}2\·\mathrm{Icnt}11}$ ········(式]6)

$\mathrm{gm}3=\sqrt{2\·\mathrm{\β}3\·\mathrm{Icnt}6}$

选择β3、Icnt6以使gm3＝A0·gm1，求出图5结构中的传递函数Io/Ii后，如式15所示，与实施方式1所述的滤波器相同，能够取得二次BPF的传递特性。

[数学式17]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-\frac{A0\·\mathrm{\ω}{0}^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2}$ ········(式17)

其中，

[数学式18]

$\mathrm{\ω}0=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2}{C1\·C2}}$

$Q=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·C2}{\mathrm{gm}2\·C1}}$ ········(式18)

$A0=\frac{\mathrm{gm}3}{\mathrm{gm}1}.$

在图5记载的实施方式2中，晶体管M1的偏置电流由电流源7供应，晶体管M2的偏置电流由电流源11供应，因此通过独立调整由电流源7与电流源11供应的电流值，能够分别独立地调整gm1、gm2。因此，与实施方式1相比，能够以小面积安装滤波器参数调整自由度较高的电流模式滤波器。

接着，对图5的电流模式滤波器的动作电源电压进行描述。图5的电流模式滤波器的动态范围由电流源7以及晶体管M1、M2决定。假设电流源7由P沟道晶体管构成，其过驱动电压为Vodp，晶体管M1及M2的阈值电压为Vtn，过驱动电压为Vodn，则图5能够动作的电源电压Vdd为：

[数学式19]

Vdd＞2·(Vtn+Vodn)+Vodp·······(式19)；

假设Vtn＝Vodn＝Vodp＝0.4V，则Vdd＞2(0.4+0.4)+0.4＝2V，与实施方式1的结构相比需要较高的电源电压。

图5是由N沟道晶体管构成的电流模式滤波器的实施方式，但如图6所示，将N沟道晶体管置换为P沟道晶体管也能实现。

另外，图5中的晶体管M51是为了取得更为正确的晶体管M1与M3的电流镜比而插入的元件，即使省略，对滤波器参数ω0、Q也没有影响。

将图5结构中的输入端子9从与晶体管M2的源极连接变更为与晶体管M1的漏极连接的结构在图7中示出。求出图7结构的传递函数Io/Ii后，与实施方式1相同如式17所示，取得二次LPF的特性。

另外，与实施方式1同样，从晶体管M1的漏极输入信号Ii，将相位与其相比反转了180°的信号-Ii从晶体管M2的源极输入，据此能够取得式13所示的传递特性。该结构在图8中示出。

是选择图1记载的实施方式1的结构，还是选择图2记载的实施方式2的结构，可以由本领域技术人员根据LSI的电源电压规格、滤波器特性的调整规格进行选择。

(实施方式3)

图9中示出与技术方案4对应的第三实施方式。

图9相对于上述实施方式2中记载的图7的结构，增加了漏极与栅极共同连接的第四晶体管M13与对晶体管M13供应偏置电流的电流源14，电容元件C1连接在晶体管M13与晶体管M1之间，晶体管M13的漏极与输入端子9连接。此时，假设晶体管M13在饱和区域中动作，则跨导gm13用式20表示。

[数学式20]

$\mathrm{gm}13=\sqrt{2\·\mathrm{\β}13\·\mathrm{Icnt}14}$ ········(式20)

此处，β13表示晶体管M13的跨导参数，Icnt14表示由电流源14供应的偏置电流。此处，选择β13、Icnt14以使gm13＝gm2，求出图9结构的传递函数Io/Ii后，得到下式，能够取得二次BPF的传递特性。

[数学式21]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=\frac{A0\·\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2}$ ········(式21)

其中，

[数学式22]

$\mathrm{\ω}0=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2}{C1\·C2}}$

$Q=\sqrt{\frac{C2}{C1}}\·\frac{\sqrt{\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2}}{\mathrm{gm}1+\mathrm{gm}2}$ ········(式22)

$A0=\frac{\mathrm{gm}3}{\mathrm{gm}1+\mathrm{gm}2}.$

关于二次BPF的实现方法，在实施方式2记载的图8中示出。在图8的结构中，需要输入端子9与输入端子12这两个输入端子，在对它们输入的输入信号Ii、-Ii的电流振幅不严格一致，具有误差ΔIi的情况下，得不到式15所示的BPF特性，其传递特性如式23所示。

[数学式23]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=-A0\·\left(\frac{{\mathrm{\ω}0}^2\·\frac{\mathrm{\ΔIi}}{\mathrm{Ii}}+A1\·\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+\mathrm{\ω}{0}^2}\right)$ ········(式23)

其中，ω0、Q、A0如式11所示，A1如式14所示。

观察式23右边的分子可知，出现包含误差ΔIi的项。这意味着零点从原点偏移，其结果是，成为使BPF的低频域衰减特性恶化的原因。在本实施方式所示的图9的结构中，通过增加晶体管M13与电流源14，能够使用一个输入端子实现二次BPF特性。因此，能够排除上述误差原因，能够取得具有良好的低频域衰减特性的BPF。

(实施方式4)

图10中示出与技术方案5对应的第四实施方式。

图10相对于上述实施方式2中记载的图5的结构，增加了栅极与漏极共同连接的晶体管M13与对晶体管M13供应偏置电流的电流源14，电容元件C2连接在晶体管M13与晶体管M1之间，晶体管M13的漏极与输入端子9连接。此时，假设晶体管M13在饱和区域中动作，则跨导gm13如式20所示。此处，选择使得gm13＝gm2，求出图10结构的传递特性Io/Ii后，得到下式，能够取得二次HPF的传递特性。

[数学式24]

$\frac{\mathrm{Io}}{\mathrm{Ii}}=\frac{A0\·s^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ω}0}{Q}s+{\mathrm{\ω}0}^2}$ ········(式24)

其中，

[数学式25]

$\mathrm{\ω}0=\sqrt{\frac{\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2}{2\·C1\·C2}}$

$Q=\frac{\sqrt{2\·\mathrm{gm}1\·\mathrm{gm}2\·C1\·C2}}{\mathrm{gm}1\·C2+\mathrm{gm}2\·C1}$ ········(式25)

$A0=\frac{\mathrm{gm}3}{2\·\mathrm{gm}2}$

(实施方式5)

图11中示出与技术方案6及技术方案7对应的第五实施方式。

图11是上述实施方式1～4记载的电流模式滤波器电路中的偏置电流源6、7、53、14的结构例，利用跨导调整电路29构成。以下，对该电路的结构及动作进行说明。

在图11中，将在各自的栅极施加了由电位差产生电路21生成的电压Vga+ΔV/2、Vga-ΔV/2的晶体管M106、M107的漏极电流输入到由电流镜电路构成的差电流生成电路22。输出定电流Id的电流源24与电压缓冲电路23连接到差电流生成电路22的输出，电压缓冲电路23的输出作为电位差产生电路21的输入Vga进行反馈，构成反馈电路31。电压Vga输入到作为电压-电流变换电路25动作的晶体管M108的栅极，晶体管M108的漏极电流输入到电流镜电路26，将电流镜输出分别作为上述实施方式1～4记载的偏置电流源6、7、53、14的输出。图11中记载的符号Cc是用于确保上述反馈环路稳定性的稳定性补偿电容，晶体管M110、M111、M112分别是为了减小晶体管M108、M106、M107的漏极电压间的电压差而附加的级联晶体管。

假设晶体管M106与M107为相同的晶体管尺寸，漏极电流分别为Ida、Idb，则用式26表示。

[数学式26]

$\mathrm{Ida}=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn}+\frac{\mathrm{\ΔV}}{2})}^2$

········(式26)

$\mathrm{Idb}=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn}-\frac{\mathrm{\ΔV}}{2})}^2$

此处，βn表示N沟道晶体管的跨导参数，Vtn表示N沟道晶体管的阈值电压。在图11的电路中，对电压Vga进行反馈，以使漏极电流Ida、Idb的差电流ΔId与定电流源输出电流Id一致，因此以下的等式成立。

[数学式27]

ΔId＝Id ········(式27)

根据式26与式27，电压Vga用下式表示。

[数学式28]

$\mathrm{Vga}=\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\βn}\·\mathrm{\ΔV}}+\mathrm{Vtn}$ ········(式28)

进而，在晶体管M108采用与晶体管M106、M107相同的晶体管尺寸的情况下，漏极电流Icnt0根据式28用下式表示。

[数学式29]

$\mathrm{Icnt}0=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn})}^2$

········(式29)

$=\frac{1}{2\·\mathrm{\βn}}\·{\left(\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}\right)}^2$

假设图11的电流镜电路26的镜像比为1∶1，则Icnt6＝Icnt0，Icnt7＝Icnt0，将其带入例如式9，则实施方式1记载的电流模式滤波器电路中包含的N沟道晶体管的gm如下式所示用不包含跨导参数的形式得到。

[数学式30]

$\mathrm{gm}1=\sqrt{\frac{\mathrm{\β}1}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=k1\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$

$\mathrm{gm}2=\sqrt{\frac{\mathrm{\β}2}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=k2\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$ ········(式30)

$\mathrm{gm}3=\sqrt{\frac{\mathrm{\β}3}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=k3\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$

其中，k1、k2、k3分别表示相对于晶体管M106、M107、M108的图1记载的晶体管M1、M2、M3的晶体管尺寸比。

由此，式11记载的ω0、Q、A0不依赖于跨导参数，通过使Id、ΔV变化，能够任意控制ω0、Q、A0。

如已经描述的那样，在图16所示的跨导调整电路中也能取得该效果，但比较图11与图16可知，图11中无需运算放大器60、电阻元件Re、电压源V2a、Vref，能够以较少的部件数实现电路，由于无需运算放大器，所以适于低电压动作，在这一点上相对于现有例的图16是有利的。

在图11的结构中，如果能够确保各晶体管在饱和区域中动作的偏置电压，则能够省略电压缓冲电路23，可以将晶体管M108的栅极与晶体管M111的漏极直接连接。

另外，图11是由N沟道晶体管构成的滤波器电路的偏置电流源6、7、53、14的结构例，图2、图6所示的由P沟道晶体管构成的滤波器电路的偏置电流源能够通过将图11的N沟道晶体管置换为P沟道晶体管来实现。

(实施方式6)

图12中示出与技术方案8及技术方案9对应的第六实施方式。

图12是上述实施方式1～4记载的电流模式滤波器电路中的偏置电流源6、7、53、及14的结构例，利用跨导调整电路29构成。以下，对其电路结构及动作进行说明。

在图12中，在饱和区域中动作的第五晶体管M101、第六晶体管M102、第七晶体管M103、第八晶体管M104构成跨导线性环电路32，以如下方式进行连接，即晶体管M103的漏极电流与晶体管M104的漏极电流通过电流镜电路(放大单元)26分别变为h1倍、h2倍后的输出与电流源24的输出电流Id相加后的电流值成为M101、M102的偏置电流。

另外，在供应第七晶体管M103的偏置电流的电流源电路33中，将电流源27的输出电流Ia供应给二极管接法的第十一晶体管M105而得到的电压Vga输入到电位差产生电路21，在各自的栅极施加了电位差产生电路21的输出电压Vga+ΔV/2、Vga-ΔNV/2的第九晶体管M106与第十晶体管M107的漏极电流通过布线(加法单元)34相加。另一方面，以如下方式构成，即电流源(放大单元)28将流至第十一晶体管M105的漏极电流Ia变为2倍，从所述第九及第十晶体管M106、M107的漏极电流的相加值中减去所述电流源28的输出电流2·Ia后的电流成为第七晶体管M103的偏置电流Ib。进而，构成为第八晶体管M104的漏极电流的电流镜输出分别成为上述实施方式1～4记载的偏置电流源6、7、53、14的输出。

此处，假设晶体管M101、M102、M103、M104的晶体管尺寸相同，则流至各晶体管的电流存在下式的关系。

[数学式31]

$2\·\sqrt{\mathrm{Id}+h1\·\mathrm{Ib}+h2\·\mathrm{Icnt}0}=\sqrt{\mathrm{Ib}}+\sqrt{\mathrm{Icnt}0}$ ········(式31)

此处，假设h1＝h2＝0.25，关于电流Icnt0汇总式31后，得到式32。

[数学式32]

$\mathrm{Icnt}0=\frac{4}{\mathrm{Ib}}\·{\mathrm{Id}}^2$ ········(式32)

另外，假设晶体管M106、M107的晶体管尺寸相同，其跨导参数为βn，阈值电压为Vtn，则晶体管M106、M107的漏极电流Ida、Idb用下式33表示。

[数学式33]

$\mathrm{Ida}=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn}+\frac{\mathrm{\ΔV}}{2})}^2$

········(式33)

$\mathrm{Idb}=\frac{\mathrm{\βn}}{2}\·{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn}-\frac{\mathrm{\ΔV}}{2})}^2$

根据上述式33，晶体管M106与晶体管M107的漏极电流的合计输出为式34。

[数学式34]

$\mathrm{Ida}+\mathrm{Idb}=2\·(\frac{\mathrm{\βn}}{2}{(\mathrm{Vga}-\mathrm{Vtn})}^2+\frac{\mathrm{\βn}}{2}{\left(\frac{\mathrm{\ΔV}}{2}\right)}^2)$ ········(式34)

$=2\mathrm{Ia}+\mathrm{\βn}\·{\left(\frac{\mathrm{\ΔV}}{2}\right)}^2$

根据Ib＝Ida+Idb-2Ia，变为式35。

[数学式35]

$\mathrm{Ib}=\mathrm{\βn}\·{\left(\frac{\mathrm{\ΔV}}{2}\right)}^2$ ········(式35)

将式35代入式32后，得到式36。

[数学式36]

$\mathrm{Icnt}0=\frac{16}{\mathrm{\βn}}\·{\left(\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}\right)}^2$ ········(式36)

假设图12的电流Icnt0的电流镜输出Icnt6＝Icnt0，Icnt7＝Icnt0，将其带入例如式9，则实施方式1记载的电流模式滤波器电路中包含的N沟道晶体管的gm如下式所示用不包含跨导参数的形式得到。

[数学式37]

$\mathrm{gm}1=\sqrt{\frac{32\·\mathrm{\β}1}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=\sqrt{32}\·k1\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$

$\mathrm{gm}2=\sqrt{\frac{32\·\mathrm{\β}2}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=\sqrt{32}\·k2\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$ ········(式37)

$\mathrm{gm}3=\sqrt{\frac{32\·\mathrm{\β}3}{\mathrm{\βn}}}\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}=\sqrt{32}\·k3\·\frac{\mathrm{Id}}{\mathrm{\ΔV}}$

其中，k1、k2、k3分别表示相对于晶体管M106、M107的图1记载的晶体管M1、M2、M3的晶体管尺寸比。

由此，式11记载的ω0、Q、A0不依赖于跨导参数，通过使Id、ΔV变化，能够任意控制ω0、Q、A0。

与实施方式5记载的图11的结构相比，图12的结构在电路中不包含反馈环路，因此设计容易，并且无需用于进行稳定性补偿的电容元件，因此具有能够减小电路的安装面积的优点。

另外，图12是由N沟道晶体管构成的滤波器电路的偏置电流源6、7、53、14的结构例，图2、图6所示的由P沟道晶体管构成的滤波器电路的偏置电流源能够通过将图11的N沟道晶体管置换为P沟道晶体管来实现。

(实施方式7)

图13表示根据第七实施方式的光盘装置。

在该图中，该光盘装置包括主轴电动机501、光拾取器502、地址信号生成电路503、地址解码器504、伺服控制器505、伺服误差信号生成电路506、数据信号生成电路507、解码器508、CPU509、以及激光功率控制电路510。

此处，作为本发明的电流模式滤波器电路的适用例之一，说明将本发明的电流模式滤波器电路适用于图13中的数据信号生成电路507的例子，但也可以将本发明的电流模式滤波器适用于地址信号生成电路503、伺服误差信号生成电路506、以及激光功率控制电路510。

数据信号生成电路507的内部结构，尤其是模拟前端部的结构在图14中示出。在图14中，从光盘500得到的数据信号在模拟前端部中需要进行与A-D变换器514的满刻度输入D范围相符的振幅标准化和用于防止混叠(aliasing)的噪声去除。因此，在信号处理路径中，如图14所示，在A-D变换器514的前面设置可变跨导放大器511、本发明的低通滤波器512、以及跨阻抗放大器513。可变跨导放大器511具有将从光拾取器502输入的电压信号变换为电流信号的功能，根据由数字信号处理电路519检测出的信号振幅值经由D-A变换器516与增益控制电路518控制其跨导，使输出电流振幅标准化。另外，对于本发明的低通滤波器512而言，根据光盘500的介质、再生倍速，经由D-A变换器515与频带控制电路517从数字信号处理电路519控制其截止频率，从而始终能够进行最佳的噪声去除。

本发明的低通滤波器512的输出电流信号利用跨阻抗放大器513变换为电压信号，并输入A-D变换器514。用电流导引型D-A变换器构成D-A变换器515、516，用基于电流镜电路的电流信号处理实现增益控制电路518、频带控制电路517，据此消除需要进行模拟前端部的输入部与输出部的电压信号交付的位置，能够用电流模式实现全部模拟信号处理，现有的需要3V左右的电源电压的模拟电路例如能够用1.5V左右的低电源电压实现，能够将模拟前端中消耗的电力削减约50％。

产业上的利用可能性

如以上所说明的那样，根据本发明的电流模式滤波器电路当然能够应用于以Blu-ray Disc(蓝光光盘)、DVD为代表的光盘装置中的滤波器电路，此外还能够应用于搭载模拟滤波器电路的所有商品领域。

符号说明

M1 第一晶体管

M2 第二晶体管

M3 第三晶体管

M13、M52 第四晶体管

M101 第五晶体管

M102 第六晶体管

M103 第七晶体管

M104 第八晶体管

M106 第九晶体管

M107 第十晶体管

M105 第十一晶体管

C1 第一电容元件

C2 第二电容元件

6 偏置电流源

7、14 偏置电流源(偏置电流供应单元)

8 电压生成电路

9、12 信号输入端子1

10 信号输出端子1

11 偏置电流源

12 信号输入端子2

21 电位差产生电路

22 差电流生成电路

23 电压缓冲电路(反馈单元)

24 基准电流源

25 电压-电流变换电路

26 电流镜电路(放大单元)

27 偏置电流源

28 偏置电流源(放大单元)

29 跨导调整电路

31 反馈电路

32 跨导线性环电路

33 电流源电路

34 布线(加法单元)

50 电源端子

53 偏置电流源(偏置电流供应单元)

60 运算放大器

Claims (10)

1.一种滤波器电路，其特征在于该滤波器电路是由场效应晶体管构成的电流镜电路，构成为：

包括沟道极性全部相同的第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管(M1、M2、M3)，

所述第一晶体管的漏极连接到作为栅极接地电路起作用的第二晶体管的源极，

所述第二晶体管的漏极连接到所述第一晶体管的栅极与所述第三晶体管的栅极，

第一电容元件(C1)与第二电容元件(C2)分别连接到所述第一晶体管的栅极以及漏极，

所述滤波器电路包括分别对所述第一晶体管及第二晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(7)，

将所述第一晶体管的漏极或栅极中的任一者或两者作为输入端子，由所述第三晶体管的漏极电流取出输出信号。

2.一种滤波器电路，其特征在于该滤波器电路是由场效应晶体管构成的电流镜电路，构成为：

包括沟道极性全部相同的第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管(M1、M2、M3、M52)，

所述第四晶体管作为将输入电流信号变换为电压信号的I/V变换器动作，

所述第一晶体管的漏极连接到作为以所述I/V变换器输出为输入的源极跟随器起作用的第二晶体管的源极，

所述第二晶体管的漏极连接到所述第一晶体管的栅极与所述第三晶体管的栅极，

第一电容元件(C1)与第二电容元件(C2)分别连接到所述第一晶体管的栅极以及漏极，

所述滤波器电路包括分别对所述第一晶体管及第二晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(7)，以及

对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(53)，

将所述第一晶体管的漏极以及所述第四晶体管的漏极中的任一者或两者作为输入端子，由所述第三晶体管的漏极电流取出输出信号。

3.一种滤波器电路，其特征在于该滤波器电路是由场效应晶体管构成的电流镜电路，构成为：

包括沟道极性全部相同的第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管(M1、M2、M3)，

所述第一晶体管的漏极连接到作为源极跟随器起作用的第二晶体管的栅极，

所述第二晶体管的源极连接到所述第一晶体管的栅极与所述第三晶体管的栅极，

第一电容元件(C1)与第二电容元件(C2)分别连接到所述第一晶体管的漏极以及栅极，

所述滤波器电路包括分别对所述第一晶体管及第二晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(7)，

将所述第一晶体管的漏极或栅极中的任一者或两者作为输入端子，由所述第三晶体管的漏极电流取出输出信号。

4.根据权利要求3所述的滤波器电路，其特征在于还包括：

具有从漏极到栅极的反馈环路的第四晶体管(M13)，以及

对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(14)，

所述第一电容元件连接在所述第四晶体管的栅极与所述第一晶体管的漏极之间，

将所述第四晶体管的栅极作为输入端子，由所述第三晶体管的漏极电流取出输出信号。

5.根据权利要求3所述的滤波器电路，其特征在于还包括：

具有从漏极到栅极的反馈环路的第四晶体管(M13)，以及

对所述第四晶体管供应偏置电流的偏置电流供应单元(14)，

所述第二电容元件连接在所述第四晶体管的栅极与所述第一晶体管的栅极之间，

将所述第四晶体管的栅极作为输入端子，由所述第三晶体管的漏极电流取出输出信号。

6.根据权利要求1～5中任一项所述的滤波器电路，其特征在于：

分别对所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管以及所述第四晶体管供应的偏置电流是可变的。

7.根据权利要求6所述的滤波器电路，其特征在于：

所述可变偏置电流由跨导调整电路(29)供应，

所述跨导调整电路包括：

源极共同连接的第九晶体管、第十晶体管(M106、M107)；

使所述第九晶体管、第十晶体管的栅极产生电位差的电位差产生电路(21)；

输出所述第九晶体管、第十晶体管的漏极电流的差的差电流生成电路(22)；

生成控制电压以使所述差电流生成电路的输出电流值与基准电流源(24)的输出电流值一致，并将该控制电压反馈至所述第九晶体管、第十晶体管的栅极的反馈单元(31)；以及

对所述反馈电压进行电压-电流变换的电压-电流变换器(25)，

分别对所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管以及所述第四晶体管供应的偏置电流作为所述电压-电流变换器的输出的电流镜输出被供应。

8.根据权利要求6所述的滤波器电路，其特征在于：

所述可变偏置电流由跨导调整电路(29)供应，

所述跨导调整电路包括：

由第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、以及第八晶体管(M101、M102、M103、M104)构成的跨导线性环电路(32)；

将分别流至所述第七晶体管与所述第八晶体管的电流变为数倍并供应给所述第五晶体管及第六晶体管的放大单元(26)；以及

供应所述第七晶体管的偏置电流的电流源电路(33)，

以流至所述第八晶体管的电流的电流镜输出成为所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管以及所述第四晶体管的偏置电流的方式进行连接。

9.根据权利要求8所述的滤波器电路，其特征在于：

供应所述第七晶体管的偏置电流的电流源电路(33)包括：

源极共同连接的第九晶体管、第十晶体管(M106、M107)；

以使所述第九晶体管、第十晶体管的栅极产生电位差，所述第九晶体管、第十晶体管的栅极电压的平均电压施加到第十一晶体管(M105)的栅极的方式连接的电位差产生电路(21)；

对分别流至所述第九晶体管、第十晶体管的漏极电流进行相加的加法单元(34)；以及

将流至所述第十一晶体管的漏极电流变为2倍的放大单元(28)，

从所述第九晶体管、第十晶体管的漏极电流的相加值中减去将流至所述第十一晶体管的漏极电流变为2倍的电流后的电流成为所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管以及所述第四晶体管的偏置电流。

10.一种光盘装置，其特征在于将权利要求1～9中任一项所述的滤波器电路包括在信号处理路径中。

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