CN102130660A - 低噪声二进制编码增益放大器和医疗超声成像中时间增益补偿的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及低噪声二进制编码增益放大器和医疗超声成像中时间增益补偿的方法。公开了一种低噪声可变增益放大器和在超声医疗成像系统中处理所接收到的信号的方法。不同于现有技术已知的方法，通过二进制编码增益放大器对信号进行放大，所述放大器的放大因子在所传送脉冲穿透进入到患者体内期间渐进地增加。这允许增强了系统的动态范围和信噪比。

Description

低噪声二进制编码增益放大器和医疗超声成像中时间增益补偿的方法

相关申请

本专利申请要求序列号为61/199725，2008年11月9日提交的申请人为Lazar A.Shifrin的题为“Medical Ultrasound System Having Digital Method andCircuitry for Front-End Gain Control”的美国临时专利申请的优先权，其全部内容通过引用在此并入。 

发明背景 

技术领域

本发明大体涉及具有可操作(operatively)数字可控增益的低噪声放大器。具体地，本发明涉及数字可控可变增益放大器并且更特别地涉及在超声成像中使用的此类放大器。

背景技术

可变增益放大器(VGA)多年来已经在广泛的包括通信和超声成像的各类应用中使用。

在通信中，发射器通过传输信道将射频调制的信号传送到接收器。在接收时，信号电平可能因各种传播现象而变化。类似地，医疗超声成像系统替代地传送高频超声脉冲并且处理返回的回声(echo)。通过媒介的传播，声波的强度随着所行进的距离而衰减。为了补偿逐渐减小的回声强度，大多数超声扫描器旨在提升从更深层结构接收回声时的接收器增益。

存在各种已知技术用于通过切换输入和反馈电阻器的各种值而编程运算放大器的增益。不幸的是，这些电阻器的使用产生了额外的噪声。

题为“Differential Amplifier with Digitally Controlled Gain”的美国法定发明No.H965公开了一种可编程增益差分放大器，所述差分放大器具有位于差分晶体管对的射极中的多组增益设置电阻器。通过选择电阻器组或电阻器组的组合来控制放大器增益。结果，该类可编程增益放大器与没有射极电阻器的基本差分放大器相比产生了更多噪声。

在现有技术的超声前端集成电路中的增益控制的通常方法是基于渐进地减少初始信号衰减，其在传输的开始时被引入。通过举例，这种技术在US专利5,077,541、5,684,431以及6,229,375中得以公开。图1示出了一种操作时控制回声信号衰减的可变增益放大器(VGA)的典型框图。该VGA包括安排为多段R-2R梯型网络的衰减装置102、多个跨导单元(cell)104、增益内插器(interpolator)106、控制端口108、输入端口110以及后置放大器112。

操作中，应用于端口110的所接收的回声信号为梯型网络102馈送(feed)。该网络102中的梯节点提供相应的输出点，其递送渐进地降低的输出信号。响应于应用到控制端口108的模拟控制信号而通过内插器106在梯型网络之间并且沿着梯型网络连续地内插该衰减器的有效“抽头(tap)”点。之后，后置放大器112使信号提升到足以恰当地驱动模数转换器的水平。如下所解释的，图1中VGA的问题在于多普勒形式下的信噪比(SNR)降级。

在超声彩色流成像中，将多普勒信号与从静态(stationary)或缓慢移动的组织返回的回声(通常所说的杂波(clutter))相组合。该杂波信号相比较来自血细胞的弱信号具有明显更高的强度。杂-信比的典型范围为40-100dB。

由于静态信号被多普勒分量所叠加，因此梯型网络102所产生的信号衰减也将影响流信号。例如，如果感兴趣的区域非常接近于患者的皮肤，则梯型网络102被设置为典型地为30dB的最大衰减。结果，固有地很小的血流分量将被进一步弱化使得信号可以被埋藏在梯型网络102和后置放大器112所产生的组合噪声中。

题为“Digitally Adjusted Variable Gain Amplifier(VGA)Using SwitchableDifferential Pairs”的美国专利No.7,425,866公开了一种包括多个级联级(cascadedstage)的VGA，每级具有一组可切换差分对。所述VGA电路使用交错温度计编码方法以调整增益。尽管温度计编码提供了单调的增益调节并且基本上一致的步长，但其每级需要k+1条控制信号线，所述k+1条控制信号线操作时(operative)使能(enable)或禁能(disable)至少k+1条差分对；k是一级的最大增益。

现代的超声扫描器可以具有高达512条相同的接收通道，每条都需要VGA。功能上说，上述VGA可以适用于在超声中实施。然而，因为电路明显地复杂，因此其将导致高制造成本和大量的功率消耗。

题为“Programmable Low Noise Amplifier and Method”的美国专利No.7,151,409中公开了一种可编程增益放大器，其使用最小数目的增益控制线。图2图示了该发明的一个实施例，其包括尾电流发生器202、开关选择器204、差分输入端口206、差分输出端口208、多个晶体管对、用于将所述晶体管对的源极选择性耦合至所述尾电流发生器202的多个开关晶体管，以及两个负载电阻器RL。图2的可编程增益放大器如下操作：

存在四个晶体管对Q5/6、Q7/8、Q9/10、以及Q11/12，其共享尾电流发生器202所提供的电流I0。开关晶体管Q1、Q2、Q3和Q4操作时将所述尾电流发生器202连接到所选择的晶体管对或这些晶体管对的任意组合；所述晶体管对Q5/6、Q7/8、Q9/10、以及Q11/12具有不同的跨导值，其以该次序渐进地增大。

众所周知的，晶体管对的电压增益与其跨导g_m成比例。因此，如果开关选择器204每次仅仅开启N个开关晶体管中的一个，则可以获得增益G＝g_m·R_L的N个值中的一个。结果，这种增益设置方案是相当粗略的。

意识到对精细增益分辨率的需要，上述提及的专利还教导“同时开启多于一个开关晶体管以获得期望的增益”。然而，如下的分析将示出所提议的技术仅仅很小地增加了预定增益值。

对于小输入信号，差分驱动的、源极耦合的MOS晶体管对的跨导由下式给出：

$g_m=\sqrt{2\·\mathrm{\β}\·I_{\mathrm{SS}}}---\left(1\right)$

其中 

是跨导参数，k是固有或工艺参数、W和L分别是是通道的宽和长，并且I_SS是差分对的偏置电流。

在小信号条件下的操作中，成对晶体管的漏极电流围绕I_SS/2波动。另一方面，漏极电流I_D如下定义：

$I_D=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_{\mathrm{GS}}-V_T)}^2---\left(2\right)$

其中V_GS是栅极-源极电压，V_T是阈值电压。假定I_D＝I_SS/2，则所需的栅极-源极电压等于：

$V_{\mathrm{GS}}=V_T+\sqrt{\frac{I_{\mathrm{SS}}}{\mathrm{\β}}}---\left(3\right)$

假设两个晶体管对，例如Q5/6和Q7/8被同时使能。这导致偏置电流I0被拆分以使得偏置电流I0的大部分流动到具有低输入电阻的对的源极中。即，如果I1和I2分别为相应晶体管对Q_n/Q_n+1的偏置电流，则它们的和等于偏置电流I0或者I2＝I0-I1。

分别令AR1＝W1/L1以及AR2＝W2/L2表示与所述部分偏置电流I1和I2相关联的晶体管对的晶体管高宽比。因为Q5和Q7以及Q6和Q8的栅极-源极电压V_GS相等，所以等式3得出：

I1/AR1＝I2/AR2                (4)

将I2＝I0-I1代入到等式4中得到：

$I1=I0\frac{\mathrm{AR}1}{\mathrm{AR}1+\mathrm{AR}2}---\left(5\right)$

$I2=I0\frac{\mathrm{AR}2}{\mathrm{AR}1+\mathrm{AR}2}---\left(6\right)$

获得的方程允许通过组合等式1、7和8计算两个使能差分对的小信号跨导。简单操作如下：

$g_{m1}=\sqrt{2\·k\·\mathrm{AR}1\·I1}=\mathrm{AR}1\·\sqrt{\frac{2\·k\·I0}{\mathrm{AR}1+\mathrm{AR}2}}---\left(7\right)$

$g_{m2}=\sqrt{2\·k\·\mathrm{AR}2\·I2}=\mathrm{AR}2\·\sqrt{\frac{2\·k\·I0}{\mathrm{AR}1+\mathrm{AR}2}}---\left(8\right)$

参考图2，所有差分对由相同的输入信号来驱动并且具有共同的负载电阻器。因此，使能两对导致的电压增益G_SUM，变为：

$G_{\mathrm{SUM}}=R_L\·(g_{m1}+g_{m2})=R_L\·\sqrt{2\·k\·(\mathrm{AR}1+\mathrm{AR}2)\·I0}---\left(9\right)$

有益的将G_SUM的值与电压增益G₁和G₂相比较，所述G₁和G₂是在上述提及的两对Q5/6和Q7/8中仅仅有一对开启的情况下所预期的。根据等式1，这些增益为：

$G_1=R_L\·\sqrt{2\·k\·\mathrm{AR}1\·I0}---\left(10\right)$

$G_2=R_L\·\sqrt{2\·k\·\mathrm{AR}2\·I0}---\left(11\right)$

进一步假设AR2＞AR1，即G₂＞G₁并且仅仅开启具有较大高宽比的一对。该情况下，所得到的增益相对增加量Δ由下式给出：

$\mathrm{\Δ}=\frac{G_{\mathrm{SUM}}}{G_2}-1=\sqrt{1+\frac{\mathrm{AR}1}{\mathrm{AR}2}}-1---\left(12\right)$

由于AR2＞AR1，上述结果可以通过Maclaurin序列表示，其产生：

$\mathrm{\Δ}\≈\frac{\mathrm{AR}1}{2\·\mathrm{AR}2}---\left(13\right)$

为了说明由开启多于一个差分对所引起的增益变化的程度，我们将使用W/L比和增益的示例值，其均在上述提及的专利中列出。例如，Q5/6和Q7/8对的W/L比分别为180/0.5和800/0.5。结果，相比较固有的Q7/8增益5，除了Q7/8，使能Q5/6对提供了11％的增加。

为了表征所获得的结果，需要考虑到下级增益过渡(即，单独地使能Q9/10对)导致增益为10。换句话说，初始增益步长由10-5＝5减到4.5。因此，尽管一次使能多于一个晶体管对增加了可用增益值的量，但是所获得的增强相对小并且发生在整个增益范围的有限点处。因此，仍然需要一种低噪音、可编程增益放大器以提供高增益分辨率并适于新亚微颗粒(submicron)技术。

发明内容

在本发明中，一种数字可控可变增益放大器电路包括差分电压模式输入端子以接收差分输入信号对以及多个可切换的电压到电流(V-to-I)转换器。这些转换器并行接收所述输入信号对。每个V-to-I转换器还接收开启以及关闭转换器的控制信号，并提供差分输出电流信号对。差分跨导放大器从多个可切换V-to-I转换器接收多个输出信号并响应于其而提供差分电压信号对。查找表(LUT)存储多个信号，所述信号被提供到多个可切换的V-to-I转换器作为其控制信号。

本发明还涉及一种通过在接收过程中渐进地增加接收通道增益来补偿产生于超声成像系统中的来自不同深度的回声信号的衰减的方法。从组织返回的回声被应用于数字可编程跨导体，所述跨导体包括多个-N个适于开启和关闭的V-to-I转换器。当开启时，转换器的跨导相对于多个V-to-I转换器中的其他V-to-I 转换器的跨导是二进制加权的。对所述多个V-to-I转换器的电流输出求和并将其提供给跨导放大器，所述跨导放大器将电流转换为电压信号。通过查找表中提供的逻辑信号而控制每个V-to-I转换器的状态(开启/关闭)。

附图说明

图1是现有技术中已知的可变增益放大器的示意图。

图2是现有技术中已知的低噪声数字可编程增益放大器的框图。

图3是依照本发明的二进制编码增益放大器的优选实施例的框图。

图4依照本发明实施例的二进制编码增益放大器中使用的跨导单元的示意图。

图5A是跨导单元的另一实施例的示意图。

图5B是图5A中的开关508和510的示意图。

图6是本发明的二进制编码增益放大器中使用的跨导单元的优选实施例的示意图。

具体实施方式

下面将描述改进的低噪声VGA，其增益通过外部N位宽字直接控制，而所述N位宽字允许在给定增益范围内获得2N-1个增益级。将参照附图3-6给出本发明的描述。

图3是示出了本发明的VGA的元件之间的关系的功能框图。参考该图，VGA包括用于接收例如通过换能器(transducer)(诸如超声医疗成像设备中的压电换能器)所生成的信号的差分输入端口310、两个相同的电流源314和316，由所述电流源加载并连接到差分跨阻放大器(即电流到电压转换器)308的差分可编程跨导体306(其中所述差分跨阻放大器308具有差分输出端口312)，以及用于存储一组时间增益曲线的查找表(LUT)302。

如稍后将详细示出的，图3的可编程跨导体306包括N个单元304，其每一个被安排为差分电压到电流(V-to-I)转换器。例如，图3表示电路配置(N＝4)。因此，四个V-to-I转换器(跨导体单元)表示为304A-304D。然而，跨导体的数目可以依照所需的动态范围和增益控制的分辨率而改变。如图3所示的4个跨导单元仅仅是为了简单和清楚的目的，但是本发明一般化地为“N”个单元。

再次参照图3，四个V-to-I转换器304(A-D)中的每一个接受来自输入端口310的差分电压输入，并且提供差分电流输出。还存在连接到LUT 302的输出 的4位宽控制总线G[3..0]，其允许选择性地切换所述转换器304(A-D)中每一个的“开启”和“关闭”。4位宽控制序列被存储在所述LUT 302中。单元304的差分输入分别地连接在一起并通过输入端口310进行馈送。单元的差分输出成对耦合至所述跨阻放大器308的输入。

图4示出了图3中所示的跨导单元304的电路图。单元400包括差分MOS晶体管对406、两个相同电流源410和412、被安排为响应于应用于控制端口414的外部逻辑信号而“开启”和“关闭”的电子开关408。所述开关408被插在晶体管对406的源极节点和两个端子(差分输入402和差分输出404)之间。控制端口414连接至如图3所示的LUT 302；差分输入端口402连接至如图3所示的输入端口310；以及差分输出端口404连接至如图3所示的跨阻放大器308。图4的电路按照如下操作：

当处于“开启”位置时，开关408连接晶体管对406的源极节点。如此，该晶体管对按照具有跨导g_m的传统MOS差分放大器进行操作。

切换开关408到“关闭”位置，建立对406的晶体管之间的相互作用被部分地终止。因此，假设电流源410和412是“理想的”，被关闭的单元400将不在其输出处提供AC电流分量。

依照本发明，单元的跨导g_n是二进制加权的，使得

g_n＝g_m0·2ⁿ    (14)

其中g_m0是最低g_m单元(即304A)的跨导，0≤n≤N-1，N是整数。

因此，单元304B、304C、304D分别表示为2g_m0、4g_m0、8g_m0的跨导。

参照图3，放大器308的跨导为R_L。因此，通过具有编号“n”的被开启单元的输入信号的结果电压增益为：

G_n＝g_m0·R_L·2ⁿ    (15)

根据等式15，所提出的可编程VGA的增益可以如下表示：

$G=g_{m0}\·R_L\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{2}^n\·{\mathrm{\γ}}_n---\left(16\right)$

其中γ_n在单元被开启时等于1，否则等于0。

当所有单元304被开启时，对于0≤n≤N-1有γ_n＝1。结果，放大器的增益接近其最大值G_MAX。在这些条件下，等式16变为：

G_MAX＝g_m0R_L(2^N-1)(17)

参照等式17，所提出的VGA的增益分辨率如下给出：

ΔG＝g_m0·R_L    (18)

如从等式1中能够看到的，给定固有参数k，存在两种方式来改变差分对的跨导，即，通过适当选择偏置电流I₀或晶体管高宽比W/L。

切换具有共同负载但消耗不同偏置电流的多个单元将产生错误的输出信号。同时，在保持恒定的偏置电流时改变晶体管几何将导致平稳过渡。

图5A示出了图3所示的跨导单元304的另一实施例的电路图。跨导体500包括差分MOS晶体管对506、电流源512、两个T开关508和510，其被安排为响应于对控制端子514应用的外部逻辑信号而被“开启”和“关闭”、两个差分信号端子：输入502和输出504，以及共模电压端子516。控制端子514连接至如图3所示的LUT 302；差分输入端口502连接到如图3所示的输入端口310；以及差分输出端口504连接到如图3所示的跨阻放大器308。图5A所示的电路如下操作：

如图5B所示，开关508和510使用T型结构来构造以获得高“关闭”隔离而在“开启”状态保持良好频率响应。尽管T开关处于关闭状态，但是两个串联开关518和520打开(open)并且因为反相器524的缘故而闭合(close)分路开关522。因此，所述串联开关526的公共节点变为连接到节点CMV，其是端子516处的AC接地端。这消除了通过开关518和520的“关闭”电容的寄生信号路径。

当T型开关处于开启状态时，分路开关522打开并且端口502提供的输入信号从节点S1传输至节点S2，因为两个串联开关518和522现在闭合。

如能够从图5A看到的，节点S2分别地耦合至晶体管对506的栅极。结果，将开关518和520设置在开启状态，晶体管对506将按照具有跨导g_m的传统MOS差分放大器进行操作。如此，可以通过等式14和15来表示单元的跨导和电压增益。类似地，使用跨导体单元500，所提出的VGA的增益特性通过等式16-18给出。

实际中，当上述任意开关开启或关闭时都存在瞬时效应。例如，由于耦合在数字和模拟信号之间的电容而产生短期尖峰(spike)。这些尖峰可能导致其间输 出电平无效的错误采集(false acquisition)时间间隔。当开关驱动高阻抗负载例如MOSFET栅极时，要关注电荷注入的效果，因为注入的电荷Q_INJ将改变跨导体单元的晶体管的栅极电压。幸运的是，差分信号方案大大减少了电荷注入误差。然而，基础切换电路仍然依赖于Q_INJ的量。

众所周知的射级耦合逻辑(最初称作电流引导逻辑)晶体管展示了值得考虑的速度优势，因为其从不在饱和区域操作。出于这种预期，使用电流模式逻辑晶体管来控制跨导单元将提供高速且同时避免电荷注入误差是可信的。

图6示出了图3中示出的跨导单元304的优选实施例的电路图。跨导体单元600包括3个差分信号端子：输入602、输出604、以及控制606、两个相同的差分源极耦合的NMOS晶体管对608和610、两个相同的电流镜616和618(这二者具有为一的电流镜比)，差分源极耦合的PMOS晶体管对614，其源极连接到电流源612，以及共模电压端子620。图6的电路按照如下操作：

由于所述晶体管对614的栅极连接到端子606，因此差分控制信号引导所述电流源612所提供的偏置电流到晶体管对614的一个晶体管。因此，两个电流镜616和618中仅一个将相应地引导偏置电流到差分对608和610中的一个或另一个。结果，切换PMOS对614将激活所述两个NMOS差分放大器中的仅一个，即608或610。

如图6所示，晶体管对608和610的漏极节点分别地连接至输出端子604。当通过经由电流镜616引导偏置电流而开启对608时，该电路按照基本差分跨导体进行操作。

关于晶体管对610，其具有连接到端子620的两个栅极并且因此没有应用AC信号。结果，开启单元610将不提供任何AC电流流过输出端子604。同时，切换对608和610将不会影响单元输出处的DC操作点。

因此，本发明的重要优点可以总结如下：

1.放大器的增益通过外部N位宽字直接控制，该N位宽字允许在没有内插的情况下在给定增益范围内获得2^N-1个增益级。

2.在传送脉冲穿透(penetration)期间电路渐进地增加增益，这导致将输出信号保持基本上最大电平以避免非线性。

3.绝大多数操作针对电流而非电压，所提出的架构尤其适于支持宽带应用的低压处理技术。

如上所述的，本发明的VGA的一种使用是在超声医疗成像系统中。该系统使用脉冲回声方法，可替代地具有两种基本模式：传送和接收。在传送模式中，一个或多个换能器元件被发射器发送的电脉冲所激励以生成声能信号，所述声能信号针对对象或患者。在传播期间，声波从对象或患者的各种组织结构朝换能器返回回声。随后，在接收模式中，相同的换能器元件接收回声并将其转换为电信号，这些信号直接传递给接收器。

当超声波传播通过对象(通常为人或患者)时，它们相对于行进的距离以指数方式衰减。然而，利用本发明的VGA，人们可以通过随着深度渐进地增加信号增益来补偿衰减。因此，传播通过介质的信号的强度将保持近似恒定。与之相反，如上所述的，现有技术中教导渐进地减少初始信号衰减，其在超声脉冲传输开始时就被引入。在该情况下，从杂波中无法分离的弱回声的强度将进一步变小并且因而最终这些回声将降到低于本底噪声。因此，利用本发明的VGA，使得超声图像的更高分辨率成为可能。

尽管已经通过参考各种实施例在上面对本发明进行了描述，但是应当理解在不脱离本发明范围的情况下可以进行各种变形和修正。例如，可以使用不同电流镜、偏置电流源、或它们的控制方式。因此应当意识到在前详细描述仅仅是本发明当前优选实施例的解释而不是作为本发明的限定。本发明的范围旨在由后续的权利要求或附加权利要求，包括其等价物来限定。

Claims (14)

1.一种用于控制超声信号的增益的方法，包括如下步骤：

(a)传送超声信号到声穿透对象中；

(b)从所述对象内的所述传送的超声能量信号的散播中接收所述传送的超声能量信号的回声超声信号；

(c)通过在所述回声超声信号的接收期间渐进地增加增益来补偿来自不同深度的所述回声超声信号的衰减。

2.如权利要求1所述的方法，其中步骤(c)进一步包括如下步骤：

(a)并行地将所接收的电压回声信号提供到多个-N个跨导体单元，其中所述跨导体单元中的每一个包括差分MOS晶体管对；

(b)将所述电压回声信号转换为多个-N个二进制加权电流信号；

(c)响应于控制信号而调节所述多个-N个跨导体单元中的每个单元以用于切换上述步骤中转换的开启和关闭；

(d)在所有单元上对所述电流信号求和以形成总电流信号；

(e)将所述总电流信号转换为电压信号；

(f)从查找表(LUT)向每个跨导体单元提供所述控制信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中来自LUT的控制信号是表示期望增益设置的N位宽二进制控制字。

4.如权利要求3所述的方法，其中来自LUT的所述控制字控制每个跨导体单元的开启/关闭切换。

5.如权利要求2所述的方法，其中电压到电流的转换步骤包括实施跨导体单元对它们的跨导进行二进制加权。

6.如权利要求5所述的方法，其中控制所述单元的跨导包括为所述MOS晶体管选择特定高宽比。

7.一种数字可控可变增益放大器(VGA)，包括：

用于接收差分输入信号对的差分电压模式输入端子；

差分N位可编程跨导体，其用于接收所述差分输入信号对并且用于接收N位宽控制信号以控制所述可编程跨导体的跨导；

差分跨阻放大器，用于从所述跨导体接收差分输出信号并且响应于其而提供差分输出信号；

以及查找表(LUT)，用于存储多个控制信号以及用于提供所述多个控制信号到所述跨导体。

8.如权利要求7所述的VGA，其中所述可编程跨导体包括：

N位宽控制总线和多个-N个差分电压到电流(V-to-I)转换器，每一个用于接收所述差分输入信号对，以及用于接收单-位控制信号以切换转换器为开启和关闭，以及用于提供差分电流输出对。

9.如权利要求7所述的VGA，进一步包括相同的电流源对，用于对所述电压到电流转换器进行加载。

10.如权利要求8所述的可编程跨导体电路，其中所述V-to-I转换器中的每一个包括差分输入端口、差分输出端口、以及操作时切换所述V-to-I转换器开启和关闭的控制端口，其中所述差分输入端口成对耦合至差分电压模式输入端子，所述差分输出端口成对连接在一起并安排成为所述差分跨阻放大器进行馈送；并且其中所述控制端口在每-位基础上连接至所述N位宽控制总线。

11.如权利要求8所述的可编程跨导体电路，其中所述电压到电流转换器的跨导被二进制加权。

12.如权利要求8所述的可编程跨导体电路，其中所述V-to-I转换器中的每一个包括第一和第二MOS晶体管，所述晶体管被连接以建立差分晶体管对，第一和第二恒定电流源，以及电子开关；并且其中：

第一和第二晶体管具有源极、栅极和漏极节点，所述电流源分别地耦合至所述晶体管的源极节点，所述开关位于所述第一和第二晶体管的源极节点之间并被安排为响应于通过控制端口流入的信号的状态而被开启和关闭，所述栅极节点分别地耦合至所述输入端口，所述漏极节点分别地耦合到所述输出端口。

13.如权利要求8所述的可编程跨导体电路，其中所述N个差分V-to-I转换器中的每一个包括两个相同的T型开关以及差分MOS晶体管对，每个晶体管包括漏极、栅极和源极节点，并且漏极节点分别耦合至输出端口，源极节点耦合至偏置电流源；以及其中

所述T型开关提供所述差分输入端口和栅极节点之间的信号路径，所述信号路径响应于通过所述控制端口流入的信号的状态而被开启和关闭。

14.如权利要求8所述的可编程跨导体电路，其中所述N个差分V-to-I转换器中的每一个包括差分源极耦合的PMOS晶体管对，第一和第二差分源极耦合的NMOS晶体管对，都提供为一的电流镜比并具有输入和输出的第一和第二NMOS电流镜，以及共模电压端子；并且其中：

所述晶体管中的每一个都具有漏极、栅极和源极，所述PMOS晶体管对的源极连接至偏置电流源，所述PMOS晶体管对的漏极连接至所述第一和第二电流镜的输入，而相应电流镜的输出耦合至第一和第二NMOS晶体管对的源极，第一和第二NMOS晶体管对的漏极分别地耦合至输出端口，第一NMOS晶体管对的栅极分别地耦合至所述输入端口，第二NMOS晶体管对的栅极连接至共模电压端子，PMOS晶体管对的栅极表示差分控制端口，其操作时对V-to-I转换器进行开启和关闭。

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