CN1619950A - 可变放大器及使用它的携带无线终端 - Google Patents

Abstract

可变放大器包含并联连接在输入端子(INPUT)以及输出端子(OUTPUT)之间、用于放大信号的多个双极型晶体管(Q1～Q3)，该晶体管(Q1～Q3)的发射极被接地，从输入端子(INPUT)经由晶体管(Q1～Q3)到达输出端子(OUTPUT)的多个信号路径具有相互不同的特性，还包括控制流过各晶体管(Q1～Q3)的基极的电流，以使可变放大器整体的特性变化的基极电流控制电路。由此，可直接连接到天线或与其连接的滤波器等单端信号源，不使用平滑－不平衡变换器等而可以直接装载在携带无线终端的接收电路中。可以提供可直接连接到单端信号源的可变放大器，以及减少接收电路的安装面积和厚度，同时接收灵敏度等特性优良的携带无线终端。

Description

可变放大器及使用它的携带无线终端

技术领域

本发明涉及作为整体特性具有例如，可改变增益、线性、噪声性能的可变放大器，以及使用该可变放大器作为接收信号的放大器的携带无线终端。

背景技术

在携带无线终端中，由于产生接收功率变化大，而不得不调整发送功率的情况，所以多使用可改变增益的可变增益放大器。

其中，接收电路中的可变增益放大器中，需要在接收功率小时可以尽可能减少噪声，并且增益高。而且，在接收功率大时，关键是实现高线性，以不因接收信号强而失真。

作为具有这样的性能的可变增益放大器的一个实施方式，有“ALow-Noise Wideband Variable-Gain Amplifier Using an Interpolated LadderAttenuator”，ISSCC Digest of Technical Papers，pp.280-281，Feb.1991(以下称为非专利文献1)以及信学技报Vol.96，No.462，ED96-198，pp.9-14(1997)(以下称为非专利文献2)中记载的可变增益放大器。该可变增益放大器通过组合具有相同特性的多个放大器和多级衰减器，在高增益时实现低噪声，在将增益抑制为低时实现高线性。

这样，携带无线终端的接收电路中的可变增益放大器必须同时实现宽的可调范围和低的噪声、高线性。作为实现这个目标的方法，有使用了差动电路的可变增益放大器。

而且，在“日本公开专利公报特开2002-252532号公报(公开日2002年9月6日)”(以下称为专利文献1)中，公开了一种可变增益放大器，该可变增益放大器包括：输入部，并联连接多个随着从外部输入的控制电压的增加相应地衰减增益的可变增益放大电路，上述各个可变增益放大电路中，第一晶体管的发射极以及第二晶体管的发射极分别连接到恒流源，同时第一晶体管的发射极和第二晶体管的发射极经由发射电阻相互连接，被施加输入信号从而从第一、第二晶体管的各集电极分别输出集电极电流；以及输出部，被输入从上述输入部输出的集电极电流，以上述控制电压对应的增益输出输出信号。

但是，上述非专利文献1、非专利文献2、以及专利文献1中记载的可变增益放大器通过输入差动信号作为输入信号而工作，所以无法直接连接到单端(不平衡)信号的信号源。即，在将可变增益放大器适用于接收电路时，从作为该可变增益放大器的信号源的天线输出的信号为单端信号。因此，在将上述现有的可变增益放大器用于接收电路时，必须设置用于将从天线输出的单端信号变换为差动信号的平滑-不平衡变换器。该平滑-不平衡变换器难以通过硅工艺而构成在集成电路上。从而，在将上述现有的可变增益放大器使用于接收电路时，难以在集成电路上构成整个接收电路。在接收电路中使用平滑-不平衡变换器作为集成电路外的部件(芯片部件)时，难以防止接收电路的安装面积的增加或厚度的增加。而且，在接收电路中使用平滑-不平衡变换器时，接收功率由于平滑-不平衡变换器的损耗而降低，接收灵敏度等恶化。

发明内容

本发明提供一种可变增幅放大器以及携带无线终端，所述可变放大器不通过平滑-不平衡变换器等而直接连接在天线或与其连接的滤波器等单端信号源上，所述携带无线终端降低接收电路的安装面积或厚度的同时，接收灵敏度等特性优越。

为了达成上述目的，本发明的可变放大器包含并联连接在信号输入端以及信号输出端之间、用于放大信号的多个双极型晶体管，该晶体管的发射极实质上被接地，从信号输入端经由多个晶体管到达信号输出端的多个信号路径的至少一个路径具有于其它路径不同的特性(信号放大的增益、线性、噪声性能等)，其特征在于，设置控制流过各晶体管的基极的电流的基极电流控制部，以使可变放大器整体的特性变化。

根据上述的结构，所述可变放大器不是差动电路，而是单纯共发射极。因此，输入成为单端，在与天线或连接到天线的滤波器等单端信号源连接时，不需要平滑-不平衡变换器等单端/差动变换器。由此，可以直接与单端信号源连接。而且，如果适当调整上述各信号路径的特性，同时适当控制各晶体管的基极中流过的电流，则可以满足增益的可变动范围、线性、噪声等特性。

而且，上述基极电流控制部最好为控制各晶体管的基极中流过的电流以使可变放大器整体的增益变化。由此，可以实现可变增益放大器。

而且，上述多个信号路径最好包含第一信号路径和第二信号路径，所述第二信号路径以比第一信号路径的信号放大的增益低的增益，和比第一信号路径的信号放大的线性高的线性而放大信号。该情况下，在第二信号路径中，晶体管和输入端之间最好插入衰减信号的衰减器。

而且，本发明的可变放大器也可以是上述晶体管的集电极实质上连接到相同负载的结构。

根据上述结构，可以以简单的结构来实现可变放大器。

而且，本发明的可变放大器也可以是以下结构：还包括具有实质上连接到上述晶体管的集电极的发射极或源极的附加晶体管，附加晶体管的基极或栅极高频地接地，上述附加晶体管的集电极或漏极实质上连接到负载。

根据上述结构，由于实质上上述晶体管级联到附加晶体管上，所以可以抑制镜像(mirror)效应，进一步可以改善增益的可变动范围、线性特性。

另外，这里，“高频地接地”是指在工作频率连接到充分低阻抗的电源。本来，为了使级联(cascade)连接等共基极电路正常工作，必须将基极连接到一定电压。从而，构成生成这样的一定的电压的电压源(电压生成电路)，并连接到共基极电路的基极较理想。作为简单的方法，可以通过用电阻分割电源电压从而生成所希望的电压。此时，因为有必要充分降低阻抗，所以有必要采取以下的措施：将电压分割用的电阻中流过的电流设定为共基极电路的基极电流的五倍，或者，以工作频率将成为充分低阻抗的电容连接到共基极电路的基极。

而且，本发明的可变放大器也可以是以下结构：上述附加晶体管为具有连接不同晶体管的集电极的发射极或源极的附加晶体管。

根据上述结构，可以防止来自非动作的共发射极的晶体管的信号的泄漏，并可以得到高信号分离特性。其结果，可以扩大增益的可变动范围或改善线性。

而且，本发明的可变放大器也可以是还包括控制上述多个附加晶体管的基极电压或栅极电压的电压控制部的结构。

按照上述结构，可以根据共发射极的晶体管的工作状态，主动地将上述多个附加晶体管的基极电压或栅极电压关断。其结果，可以得到特性的进一步改善。

而且，本发明的可变放大器也可以为以下结构：在流入晶体管的基极的电流小于或等于规定电流值时，上述电压控制部将上述附加晶体管的基极电压或栅极电压大致设为0。

按照上述结构，在共发射极的晶体管的基极电流在0(关断)附近时，可以抑制晶体管的失真的增加。

而且，本发明的可变放大器也可以为以下结构：上述各晶体管分别构成单位放大器，这些单位放大器中的至少一个具有与其它放大器不同的特性。

按照上述结构，可以根据在各个单位放大器中求出的特性使各单位放大器的特性最优化，并可以大幅地改善可变放大器的特性。

上述各晶体管分别构成单位放大器，上述多个信号路径包含第一信号路径，和以低于第一信号路径的信号放大的增益的增益来放大信号的第二信号路径，第二信号路径的单位放大器最好具有比第一信号路径的单位放大器高的线性。作为将第2信号路径的单位放大器的线性设为高于第一信号路径的单位放大器的方法，举出例如，(1)对构成第二信号路径的单位放大器的晶体管施加负反馈，而不对构成第一信号路径的单位放大器的晶体管施加负反馈的方法；(2)相对于构成第一信号路径的单位放大器的晶体管，将构成第二信号路径的单位放大器的晶体管的尺寸减小，从而提高电流密度的方法。

而且，本发明的可变放大器也可以是以下结构：上述基极电流控制部控制各晶体管的基极中流过的电流，以使上述多个晶体管的消耗电流的合计根据各晶体管的基极中流过的电流的比的变化而变化。

根据上述结构，可以根据由各晶体管构成的单位放大器所要求的特性，调整各晶体管的消耗电流。因此，可以减少可变放大器整体的消耗电流。

而且，本发明的携带无线终端的特征在于包括放大接收信号的放大器，上述放大器为所述结构的可变放大器。

根据上述结构，可以将天线或者直接连接到天线的带通滤波器直接连接到可变放大器的输入，而不需要在使用现有的差动的可变增益放大电路的携带无线终端中所必须的平滑-不平衡变换器。由于不需要平滑-不平衡变换器，不仅减小携带无线终端的电路整体的大小，还可以防止平滑-不平衡变换器的泄漏造成的接收功率的下降。从而，可以提供一种更加小型而高性能(高灵敏度)，并可以长时间工作的携带无线终端。

本发明的其它目的、特征、以及优点通过以下的记述可以更加清楚。另外，参照附图的以下的说明使本发明的优点更加明显。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式的可变放大器的结构的电路图。

图2是表示包括上述可变放大器的基极电流控制电路的结构的电路图。

图3是表示上述可变放大器中的、三个晶体管的基极电流对于控制电压的变化的曲线图。

图4是表示上述可变放大器中的、可变放大器整体对于控制电压的增益以及IIP3的变化的曲线图。

图5是表示上述实施方式的可变放大器的变形例的电路图。

图6是表示本发明的其它的实施方式的可变放大器的结构的电路图。

图7是表示图1的可变放大器和图6的可变放大器的增益的频率特性的比较的曲线图。

图8是表示本发明的其它的实施方式的可变放大器的结构的电路图。

图9是表示图6的可变放大器和图8的可变放大器的增益以及IIP3特性的控制电压依赖性的比较的曲线图。

图10是表示本发明的其它的实施方式的可变放大器包括的基极电压控制电路的结构的电路图。

图11是表示包括图10所示的基极电压控制电路的可变放大器中的、共发射极的晶体管的基极电流，以及共基极的晶体管的基极电压的控制电压依赖性的曲线图。

图12表示本发明的其它实施方式的可变放大器中的、共发射极的晶体管的基极电流，以及共基极的晶体管的基极电压的控制电压依赖性的曲线图。

图13是表示包括图10所示的基极电压控制电路的可变放大器，和具有图12所示的特性的可变放大器的增益和IIP3特性的控制电压依赖性的比较的曲线图。

图14是表示本发明的其它的实施方式的可变放大器的结构的电路图。

图15是表示控制本发明的其它实施方式的可变放大器中的、共发射极的晶体管的基极电流的基极电路控制电路的结构的电路图。

图16是表示使用了本发明的可变放大器的携带无线终端的结构的方框图。

具体实施方式

(实施方式1)

下面根据图1～图4说明本发明的一实施方式。本实施方式的可变放大器为以下结构：通过切换使用并联连接在信号输入端和信号输出端之间的多个单位放大器，而使可变放大器整体的增益以及线性变化。切换级数(＝被切换的单位放大器的个数)可以选择大于或等于两级的任意的级数，但在图1所示的例子(后述)中设为三级。

在本实施方式的可变放大器中，从信号输入端经由多个晶体管到达信号输出端的多个信号路径的至少一个路径具有不同于其它路径的增益以及线性，以使可变放大器整体的增益以及线性因单位放大器的切换而变化。在图1所示的例子(后述)中，从信号输入端到达多个晶体管的多个信号路径的衰减相互不同。

而且，在本实施方式的可变放大器中，各个单位放大器仅由一级晶体管构成。在本实施方式的可变放大器中，使用npn型双极晶体管作为晶体管。而且，在本实施方式的可变放大器中，多个晶体管中都使用具有相同特性的晶体管，具体来说，使用发射极的面积为20μm×0.5μm的SiGe双极晶体管。

图1是表示本发明的一实施方式的可变放大器的结构的电路图(其中基极电流控制电路由方框图表示)。如图1所示，本实施方式的可变放大器包括用于放大信号的三个晶体管：第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、以及第三晶体管Q3，和后述的基极电流控制电路(基极电流控制电路；基极电流切换电路)1。

晶体管Q1、Q2、以及Q3并联连接在被输入包含直流分量的信号的输入端子(信号输入端子)INPUT，和用于输出放大的信号的输出端子(信号输出端)OUTPUT之间。晶体管Q1、Q2、Q3的发射极被接地。晶体管Q1、Q2、Q3的集电极连接到输出端子OUTPUT，同时连接到作为共用的负载电阻的电阻器RL的一端，电阻器RL的另一端连接到被施加电源电压的电源线VCC。

输入端子INPUT经由阻挡输入信号的直流分量的电容器CSR1连接到第一晶体管Q1的基极。而输入端子INPUT经由电容器CSR1和用于衰减输入信号的衰减器AT1连接到第二晶体管Q2的基极。衰减器AT1由以下元件构成：电容器CSR2，串联(与电容器CSR1串联)连接到第一晶体管Q1的基极；以及电容器CSH2，对于电容器CSR2后级的信号路径，即连接电容器CSR2和第二晶体管Q2的基极的信号路径，分路(shunt)连接在信号路径和地之间。同样，输入端子INPUT经由电容器CSR1以及衰减器AT1，和用于衰减输入信号的衰减器AT2，连接到第三晶体管Q3的基极。衰减器AT2由以下元件构成：电容器CSR3，与第二晶体管Q2的基极串联(与电容器CSR2串联)连接；以及电容器CSH3，对于电容器CSR3后级的信号路径，即连接电容器CSR3和第三晶体管Q3的基极的信号路径，分路连接在信号路径和地之间。

这里，研究从输入端子INPUT经由晶体管Q1、Q2、Q3到达输出端子OUTPUT的三条信号路径(以下分别称为“经由晶体管Q1的信号路径”、“经由晶体管Q2的信号路径”、以及“经由晶体管3的信号路径”)的特性。这里，设流过晶体管Q1、Q2、Q3的基极的电流相同。首先，由于输入输入端子INPUT的信号不经由衰减器而输入第一晶体管Q1，所以经由第一晶体管Q1的信号路径在三个信号路径中增益最高。与此相反，由于输入输入端子INPUT的信号经由衰减器AT1输入第二晶体管Q2，所以经由第二晶体管Q2的信号路径比经由第一晶体管Q1的信号路径增益低，而比经由第一晶体管Q1的信号路径线性高。由于输入输入端子INPUT的信号经由衰减器AT1、AT2输入第三晶体管Q3，所以比经由第二晶体管Q2的信号路径增益还低，且比经由第二晶体管Q2的信号路径线性还高。

进而，晶体管Q1、Q2、Q3的基极上分别连接基极电流控制电路1的端子IB1、IB2、以及IB3，流入晶体管Q1、Q2、以及Q3的基极的电流(基极电流)由基极电流控制电路1独立控制。

如图2所示，基极电流控制电路1包括：用于生成参照电压的电阻器RC1、RC2、RC3、用于设定总基极电流的电阻器RREF、构成设定总电流的电流镜电路场效应晶体管QBREF、QBCS、构成第一差动对的场效应晶体管QB1、QB2、以及构成第二差动对的场效应晶体管QB3、QB4。晶体管QBREF、QBCS、QB1、QB2、QB3、QB4为p沟道MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶体管。

晶体管QBREF、QBCS通过连接晶体管QBREF的栅极以及漏极和晶体管QBCS的栅极沟构成电流镜电路。晶体管QBREF的源极连接到电源线VCC，漏极以及栅极连接到电阻器RREF的一端，电阻器RREF的另一端接地。晶体管QBCS的源极连接到电源线VCC，漏极连接到晶体管QB1、QB2的源极。该电流镜电路设定应该流过晶体管Q1、Q2以及Q3的基极的总电流(以下，称为“总基极电流”)，与设定的总电流相等的电流流过晶体管QB1、QB2的源极。由电流设定电阻RREF决定晶体管QBREF的栅极以及漏极中流过的电流，根据决定的电流决定经由电流镜电路流入晶体管QB1、QB2的源极的电流(总基极电流)。如果构成电流镜电路的晶体管QBREF和晶体管QBCS相同大小，则流入晶体管QB1、QB2的漏极的电流(总基极电流)与由电流设定电阻RREF决定的电流相同，成为时常一定的电流。

电阻器RC1、RC2、RC3串联连接在施加电源电压的电源线VCC和地之间，将电源电压分压而生成参考电压VR1、VR2(参考电压VR1的大小＜参考电压VR2的大小)。

晶体管QB1、QB2的源极互相连接，而构成第一差动对。晶体管QB1的栅极上施加参考电压VR2，而晶体管QB2的栅极上从外部经由控制电压端子VCTRL施加可改变的控制电压VCTRL。而且，晶体管QB1的漏极经由端子IB1连接到晶体管Q1的基极，晶体管QB2的漏极连接到晶体管QB3、QB4的源极。该第一差动对根据控制电压VCTRL和参考电压VR2的大小关系，决定流过晶体管Q1的基极的电流和流过晶体管QB3、QB4的源极的电流的比。

晶体管QB3、QB4源极互相连接，构成第二差动对。晶体管QB3的栅极上施加参考电压VR1，而晶体管QB4的栅极上从外部经由控制电压端子VCTRL施加可变动的控制电压VCTRL。而且，晶体管QB3的漏极经由端子IB2连接到晶体管Q2的基极，晶体管QB4的漏极经由端子IB3连接到晶体管Q3的基极。该第二差动对根据控制电压VCTRL和参考电压VR1的大小关系，决定流过晶体管Q2的基极的电流和流过晶体管Q3的基极的电流的比。

由此，在基极电流控制电路1中，由晶体管QBREF、QBCS决定的、传送到晶体管QB1、QB2的源极的总基极电流，通过晶体管QB1、QB2、QB3、QB4，根据控制电压VCTRL被分配到端子IB1、IB2、IB3。其结果，如图3所示，流过端子IB1、IB2、IB3的电流(流过晶体管Q1、Q2、Q3的基极的电流)的值IB1、IB2、IB3的比例根据控制电压VCTRL而模拟地变化。图3表示施加到晶体管Q1、Q2、Q3的基极的电流(基极电流)的切换特性(基极电流对于控制电压的变化)。

此时，在控制电压VCTRL小于大约0.9V时，电流值IB1对于总基极电流的比例为0％，在控制电压VCTRL从大约0.9V上升到大约2.35V期间，电流值IB1对于总基极电流的比例从0％连续增加到100％，在控制电压VCTRL超过2.35V时，电流值IB1对于总基极电流的比例成为100％。在控制电压VCTRL小于大约0.2V时，电流值IB2对于总基极电流的比例0％，在控制电压VCTRL从大约0.2V上升到大约1.35V期间，电流值IB2对于总基极电流的比例从0％连续增加到80％，在控制电压VCTRL从大约1.35V上升到大约2.35V期间，电流值IB2对于总基极电流的比例从80％连续减少到0％，在控制电压VCTRL超过大约2.35V时，电流值IB2对于总基极电流的比例成为0％。在控制电压VCTRL小于大约0.2V时，电流值IB3对于总基极电流的比例为1 00％，在控制电压VCTRL从大约0.2V上升到大约1.45V期间，电流值IB3对于总基极电流的比例从100％连续减少到0％，在控制电压VCTRL超过大约1.45V时，电流值IB3对于总基极电流的比例成为0％。此时，在控制电压VCTRL处于大约0.2V～大约2.35V的范围内时，流过晶体管Q1、Q2、Q3的基极的电流的值IB1、IB2、IB3的比例根据控制电压VCTRL连续变化。

接着，说明使控制电压VCTRL变化时的可变放大器的工作。在控制电压VCTRL对比参考电压VR1(＝0.85V)以及、VR2(＝1.7V)充分高(大约大于或等于2.4V)的状态下，基极电流控制电路1的晶体管QB2以及晶体管QB4成为关断状态，所以由总电流设定用的电流镜电路(晶体管QBREF、QBCS)设定的总基极电流全部经由晶体管QB1被提供给放大器的晶体管Q1的基极。从而，除此以外的晶体管Q2、Q3成为关断状态。在该状态下，被输入输入端子PUT的信号不经由衰减器而输入晶体管Q1，所以增益最高。而在该状态下，作为可变放大器整体的线性指标的IIP3(Input 3rd orderIntercept Point)(3rd order intermodulation)(dBμV、dBc)中，晶体管Q1的线性原样表现。

随着控制电压VCTRL降低，对晶体管Q1的基极供给的电流的一部分被供给给晶体管Q2的基极。即，随着控制电压VCTRL降低，晶体管Q1慢慢减少，而晶体管Q2的基极电流慢慢增加。由此，晶体管Q1中，集电极电流减少，并且增益慢慢降低。另一方面，晶体管Q2的集电极电容增加，增益徐徐增高。经由晶体管Q2的信号路径与经由晶体管Q1的信号路径基极电流相同时的增益低，所以可变放大器整体的增益下降(参照图4)。而如前所述，经由晶体管Q2的信号路径与经由晶体管Q1的信号路径基极电流相同时的线性高，所以可变放大器整体的线性上升(参照图4。)

不久，在控制电压VCTRL降低时，随着晶体管Q2的集电极电流增加，晶体管Q2的增益升高，晶体管Q1完全成为关断状态。在该情况下，由于对晶体管Q2的输入添加衰减器AT1，所以可变放大器整体的增益降低，但可变放大器整体的IIP3相当于用晶体管Q2的特性加上用分贝(dB)标记的衰减率。

控制电压VCTRL进一步降低时(成为小于或等于大约0.2V时)，晶体管QB1以及晶体管QB3成为关断状态。因此，由基极电流控制电路1的电阻器RREF以及晶体管QBREF、QBCS设定的总基极电流全部经由晶体管QB1被供给给晶体管Q3的基极，其它的晶体管Q1、Q2全部成为关断状态。在该状态下，被输入到输入端子INPUT的信号经由衰减器AT1、AT2被输入晶体管Q3，所以可变放大器整体的增益成为最低，相反可变放大器整体的IIP3成为最高。

图4表示增益以及IIP3对于控制电压VCTRL的特性。

这样，本实施方式的可变放大器可以在宽范围内改变增益，并且在大信号输入的低增益状态下，可以实现高线性。本实施方式的可变放大器的放大电路的形式不是在硅的RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit)中经常使用的差动电路，而是共发射极电路。因此，本实施方式的可变放大器中的信号的输入不是差动输入而是单端输入(不平衡输入)。因此，本实施方式的可变放大器可以直接与天线或滤波器等单端信号源连接。

进而，本实施方式的可变放大器中，本质上，由于消耗电力的部分仅有晶体管一级的放大部和负载电阻，所以可以以低电源电压使可变放大器动作，例如可以从1V开始使其动作。另一方面，差动电路中必需电流源、放大部、以及负载电阻，由于放大器有必要由两级晶体管组成，所以无法大幅降低电源电压。

另外，在图1所示的可变放大器中，对于控制电压的增益特性(图4)有起伏，线性不很高。但是，通过增加切换级数(可切换的单位放大器的数目)，对于控制电压的增益特性可以接近直线。另一方面，增大切换级数时电路规模增大。因此，切换级数最好由电路规模和对于控制电压的增益特性的线性的平衡决定。

而且，在本实施方式中，使用了npn型晶体管，但也可以用pnp型晶体管构成相同的可变放大器。

进而，在本实施方式中，使用电容器的衰减器AT1、AT2作为插入输入端子INPUT和晶体管Q2、Q3之间的衰减器，但电容器的衰减器的结构不必特别限定。而且，如图5所示，也可以使用电阻器的衰减器AT3以及衰减器AT4来分别代替电容器的衰减器AT1以及衰减器AT2。其中，在使用电阻器的衰减器AT3以及衰减器AT4时，由于设为可工作，所以在共发射极的晶体管Q1、晶体管Q2、以及晶体管Q3的每一个，和衰减器AT3、AT4之间，分别插入电容器CDC1、电容器CDC2、以及电容器CDC3，晶体管Q1、Q2、Q3的基极必须与衰减器AT3、AT4直流分离。而且，在图5所示的可变放大器中，晶体管Q1、Q2、Q3的基极和入输入端子INPUT之间设置电阻器RSR1。

衰减器AT3由以下电阻器构成：电阻器RSR2，串联(与电阻器RSR1串联)连接到第一晶体管Q1的基极；以及电阻器RSH2，对于电阻器RSR2后级的信号路径，即连接电阻器RSR2和第二晶体管Q2的基极的信号路径，分路连接在信号路径和地之间。衰减器AT4由以下电阻器构成：电阻器RSR3，串联(与电阻器RSR2串联)连接到第二晶体管Q2的基极；以及电阻器RSH3，对于电阻器RSR3后级的信号路径，即连接电阻器RSR3和第三晶体管Q3的基极的信号路径，分路连接在信号路径和地之间。

使用电阻型的衰减器AT3、AT4具有以下优点：(1)可以减小可变放大器的尺寸，特别是由集成电路芯片实现时的芯片面积，(2)可以减少可变放大器内的信号的泄漏，特别是在一个衬底上安装构成电路时通过衬底的信号的泄漏，(3)容易匹配等。另外，电阻器的衰减器的结构不特别限定。而且，在图5所示的结构中，电阻器RSR1不是必需的。

而且，在本实施方式中，使用图2所示的结构的模拟电路作为基极电流控制电路。但是，对于规定数值范围内的控制电压VCTRL，如果用于该基极电流的基极电流控制电路可以根据控制电压VCTRL连续地使流过晶体管Q1、Q2、Q3的基极的电流的值IB1、IB2、IB3的比例变化，则不特别限定。例如，基极电流控制电路也可以是利用D/A(数字-模拟)转换器等数字地控制晶体管Q1、Q2、Q3的基极电流的结构。在由模拟电路控制晶体管Q1、Q2、Q3的基极电流时，也可以使用其它电路形式的基极电流控制电路。

进而，本实施方式的基极电流控制电路设计为总基极电流大致一定。但是，总基极电流不必一定。线性重要的放大部中流过较多电流，线性不很重要的放大部中也可以流过较少电流。即，晶体管Q1、Q2、Q3的基极电流中，可以将线性重要的晶体管Q3的基极电流最大时的总电流设为比晶体管Q2的基极电流最大时的总基极电流大；并可以将线性不很重要的晶体管Q1的基极电流最大时的总基极电流设为比晶体管Q2的基极电流最大时的总基极电流小。或者，可以对晶体管Q2、Q3施加可以得到充分的线性的负反馈，并减少基极电流。由于对于晶体管Q1必须满足高线性和低噪声、高增益的所有特性，所以需要某一程度的电流，但对于晶体管Q2、Q3，由于增益或噪声特性有少许剩余，所以通过使用负反馈可以降低消耗电流。其中，有如下优点：如果晶体管Q1、Q2、Q3的总基极电流一定，则输出的直流电压大致一定。

而且，在本实施方式的可变放大器中，从信号输入端经由多个晶体管到达信号输出端的多个信号路径具有完全不同的特性。但是，如果这些信号路径的至少一个具有与其它信号路径不同的特性，则也可以存在多个具有相同特性的信号路径。

而且，在本实施方式的可变放大器中，增益以及线性通过控制流过各晶体管的基极的电流而变化，但任何特性通过控制流过各晶体管的基极的电流而变化也可以。

如上所述，本实施方式的可变放大器有多个双极晶体管构成，该晶体管的发射极实质上接地，该晶体管的集电极实质上连接到相同的负载上，是通过使各自的晶体管的基极电流变化，可以改变放大器整体的特性的结构。如果是该结构，因为不是差动电路而是单纯的共发射极，所以输入为单端，不需要平滑-不平衡变换器等单端/差动变换器。而且，可以满足增益的可变范围、线性、噪声性能等特性。

而且，如上所述，通过在多个发共发射极的放大电路中，通过模拟信号连续(模拟地)切换这些放大所使用的双极晶体管的基极电流，并通过使可变放大器整体的特性变化，本实施方式的可变放大器实现宽可变增益范围和线性。

另外，当前时刻存在多个单端型可变增益放大器，但在多数情况下，仅增益变化，线性不变化。或者，线性随着增益下降而恶化。与此相反，如上所述，本发明的单端型可变增益放大器具有线性随增益下降而好转的特征。具有这样的特征的可变增益放大器，在现有技术项中叙述的差动输入型中已经看到先例，但在单端型中看不到先例。由此，本发明的可变增益放大器增益高而噪声低，并且在低增益而高线性的可变放大器中，具有单端化的特征。

(实施方式2)

下面，根据图6以及图7说明本发明的其它的实施方式。另外，为了说明的简便，对于与所述实施方式1表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

在实施方式1的可变放大器中，由于使用简单的共发射极，所以晶体管Q1、Q2、Q3的基极/集电极之间的电容通过镜像效应而增长。因此，实施方式1的可变放大器的高频特性不很好。

因此，在本实施方式的可变放大器中，为了改善高频特性而使用级联连接。图6表示本实施方式的可变增益放大器的结构。

在实施方式1的可变放大器中，将共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的集电极连接到作为负载的电阻器RL，而本实施方式的可变放大器将晶体管(附加晶体管)Q4级联连接到共发射极的晶体管(双极型晶体管)Q1、Q2、Q3，将该晶体管Q4的发射极间接到共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的发射极，将晶体管Q4的集电极连接到作为负载的电阻器RL上。晶体管Q4，通过其基极上经由端子VBB施加固定偏置电压VBB(＝2.0V)而被高频接地。下面，将这样高频接地的晶体管称为“共基极晶体管”。本实施方式的可变放大器除了该不同点以外与实施方式1的可变放大器具备相同的结构。

在本实施方式的可变放大器中，与实施方式1同样，使用npn型双极晶体管作为共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3。而也使用npn型双极晶体管作为共基极的晶体管Q4。与实施方式1同样，共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的基极电流通过图2的电路图所示的基极电流控制电路1控制。在本实施方式的可变放大器中，可以得到与实施方式1相同的效果。

关于实施方式1的可变放大器和本实施方式的可变放大器，图7表示模拟增益的频率特性的结果。在本实施方式的可变放大器中，与实施方式1的可变放大器比较，增益的绝对值大，并且频率特性也稍微被改善。这是镜像效应由于级联连接而被抑制的结果。

另外，图6所示的可变放大器中，使用共基极的双极型晶体管Q4，作为级联连接到共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的集电极的晶体管(附加晶体管)，但也可以使用共栅极的MOS晶体管等场效应晶体管(FET)。此时，将上述场效应晶体管的源极连接到晶体管Q1、Q2、Q3的集电极，将上述场效应晶体管的漏极连接到作为负载的电阻器RL。

如上所述，本实施方式的可变放大器具有第一组晶体管和第二晶体管，第一组双极晶体管的发射极实质上接地，第一组晶体管的集电极实质上连接到第二晶体管的发射极或者源极上，第二晶体管的基极或者栅极高频接地，构成共基极电路或者共栅极电路，第二晶体管的集电极或者漏极实质上连接到负载，通过调整第一组的晶体管的各自的基极电流，可以改变放大器整体的特性。该电路形式中，由于实质上为级联连接，所以可以抑制镜像效果，与实施方式1相比，可以进一步改善增益的可变范围、线性的特性。

(实施方式3)

下面，根据图8以及图9说明本发明的其它的实施方式。另外，为了说明的简便，对于与所述实施方式1或2表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

图8表示本实施方式的可变放大器的电路图。在实施方式2的可变放大器中，使用对于全部共发射极的晶体管Q1～Q3共同的一个晶体管Q4作为级联连接到共发射极的晶体管的共基极的晶体管。与此相对，在本实施方式的可变放大器中，对于共发射极的晶体管Q1、Q2以及Q3的每一个个别级联连接共基极的晶体管Q41、Q42以及Q43，将这些晶体管Q41、Q42以及Q43的发射极连接到共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的集电极，将这些晶体管Q41、Q42以及Q43的发射极连接到作为共同的负载电阻的电阻器RL上。本实施方式的可变放大器除了该不同点以外与实施方式2的可变放大器具有同样的结构。另外，在本实施方式的可变放大器中，与实施方式1、2同样，对所有的晶体管使用npn型双极晶体管。将晶体管Q4的集电极连接到作为负载的电阻器RL上。而且，晶体管Q41、Q42以及Q43，它们的基极上经由端子VBB1、VBB2、以及VBB3被施加固定偏置电压VBB1、VBB2、以及VBB3(＝2.0V)，同时高频接地。

在实施方式2的可变放大器中，即使共发射极的晶体管Q1～Q3为关断状态，信号通过共发射极的晶体管Q1～Q3的基极/集电极之间的容量分量泄漏。与此相比，在本实施方式的可变放大器中，通过对共发射极的晶体管Q1、Q2、以及Q3个别设置共基极的晶体管Q41、Q42以及Q43，共发射极的晶体管Q1～Q3成为关断状态，同时共基极的晶体管Q41～Q43的集电极电流也停止流动，共基极的晶体管Q41～Q43也成为关断状态。从而，共基极的晶体管Q41～Q43的信号泄漏路径，仅成为比基极/集电极间的电容分量低很多的集电极/发射极间的容量分量，所以可以得到高信号分离特性(isolation特性)。

关于将共基极的晶体管共用为晶体管Q1～Q3的实施方式2的可变放大器(“共用共基极”)，和将共基极的晶体管对应于各晶体管Q1～Q3分离的本实施方式的可变放大器(“分离共基极”)，在图9中表示对于控制电压的增益特性，以及对于控制电压的IIP3特性的模拟结果。本实施方式的可变放大器与将共基极的晶体管共用的实施方式2的可变放大器相比，提高低增益时的分离特性，同时大幅提高IIP3特性。

另外，在本实施方式中，对所有的共发射极的晶体管Q1～Q3分别追加共基极的晶体管Q41～Q43。但是，不必对所有的共发射极的晶体管Q1～Q3个别附加共基极的晶体管，对于分组化的多个共发射极的晶体管附加一个共基极的晶体管也可以。例如，在图8的可变放大器中，可以对于晶体管Q2和晶体管Q3附加一个共基极的晶体管。

而且，与实施方式2同样，在本实施方式的可变放大器中，替代共基极的双极型的晶体管Q41、Q42、Q43使用共栅极的MOS晶体管等场效应晶体管作为级联连接到共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3的集电极的晶体管(附加晶体管)，也可以将上述场效应晶体管的源极连接到晶体管Q1、Q2、Q3的集电极，并将上述场效应晶体管的漏极连接到作为负载的电阻器RL。

如上所述，本实施方式的可变放大器，是在包括第一组晶体管以及第二晶体管的实施方式2的可变放大器中，具有多个所述第二晶体管的结构。即，本实施方式的可变放大器，为对于实施方式2的可变放大器，将级联连接电路的共基极或者共栅极的晶体管分割为多个的结构。由此，可以防止来自非工作的共发射极的晶体管的信号的泄漏，可以得到高的分离特性。其结果，可以扩大增益的可变动范围或改善线性。

(实施方式4)

下面，根据图8、图10、以及图11说明本发明的其它实施方式。另外，为了说明的方便，对于与所述实施方式1至3的任何一个表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

在至此说明的实施方式2、3的可变放大器中，控制共发射极的晶体管Q1、Q2的偏置，但共基极的晶体管(Q4以及Q41、Q42、Q43)为固定偏置。在这样的结构的可变放大器中，共基极的晶体管(Q4以及Q41、Q42、Q43)由于电流停止流动而被动地成为关断状态，所以通过高电平的输入信号暂时成为关断状态。因此，在至此说明的实施方式2、3的可变放大器中，为了进一步得到宽可变增益范围，有时分离特性不足。而且，由于共基极的晶体管(Q4以及Q41、Q42、Q43)即使为关断状态也少许工作，从而有时产生失真分量并且线性恶化。

因此，在图8所示的电路中，在共发射极的晶体管Q1、Q2、Q3关断时，本实施方式的可变放大器控制共基极的晶体管Q41、Q42、Q43的基极电压，以便强制地使与此对应的共基极的晶体管Q41、Q42、Q43的基极电压靠近0附近。由此，可以主动地关断共基极的晶体管Q41、Q42、Q43，并进一步提高分离特性。

本实施方式的可变放大器，对于图8所示的级联连接的可变放大器的端子VBB1、VBB2、VBB3，连接用于控制共基极的晶体管Q41、Q42、Q43的基极电压VBB1、VBB2、VBB3的基极电压控制电路。

图10表示连接到图8所示的电路的基极电压控制电路(电压控制部)的结构。

如图10所示，基极电压控制电路2，与图2所示的基极电流控制电路1相比，电流切换部MOS晶体管由n型场效应晶体管(n沟道MOS晶体管)构成。而且，包括由p型场效应晶体管(p沟道MOS晶体管)构成的电流镜电路。图2所示的基极电流控制电路1从电流切换部直接流出电流。与此相对，在图10的基极电压控制电路2中，电流切换部控制电流的流入，通过上述电流镜电路改变该电流的流动方向。通过该操作，可以提高可允许的最高输出电压。将由晶体管QB3C和晶体管QB3M构成的镜电路插入晶体管QB1的漏极，将由晶体管QB2C和晶体管QB2M构成的镜电路插入晶体管QB3的漏极，将由晶体管QB1C和晶体管QB1M构成的镜电路插入晶体管QB4的漏极，进而，为了将来自镜电路的电流变换为电压，由QB1M、QB2M、QB3M构成的镜电路上分别连接一组电阻器R1U、R1L、一组电阻器R2U、R2L、以及一组电阻器R3U、R3L。这些晶体管QB1C、QB1M、QB2C、QB2M、QB3C、QB3M全部是p型场效应晶体管(P沟道MOS晶体管)。

在基极电压控制电路2中，电流IB1、IB2、IB3通过由晶体管QBXC(X为1、2、3)和晶体管QBXM(X为1、2、3)构成的镜电路改变流动方向的电流。该电流通过电阻器RXU(X为1、2、3)和电阻器RXL(X为1、2、3)构成的电阻器被变换为电压，生成应该施加到晶体管Q41、Q42、Q43的基极电压VBB1、VBB2、VBB3。

如上所述，基极电压控制电路2根据控制电压VCTRL产生基极电流IB1、IB2、IB3，根据该基极电流IB1、IB2、IB3生成基极电压VBB1、VBB2、VBB3，分别从端子VB1、VB2、VB3输出。

与图2所示的基极电流控制电路1同样，流入图10所示的晶体管QB4、QB3、以及QB1的每一个的电流IB1、IB2、IB3表示图3所示的控制电压依赖性。

构成镜电路的晶体管对(晶体管QBXC(X为1、2、3)和晶体管QBXM(X为1、2、3)的对)的栅宽度相同时，决定电阻器R1U、R1L、R2U、R2L、R3U、R3L的电阻值，或流过电阻器的电流IREF的值以便满足

(RXU+RXL)×IREF＞＞电源电压的关系时，可以得到图11所示的基极电压的控制电压依赖性。在图11中，相同的线种类(实线、虚线、一点划线)表示构成级联连接的晶体管对的共发射极的晶体管(Q1～Q3)的基极电流，或者共基极的晶体管(Q41～Q43)的基极电压。共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1、VBB2、VBB3在共发射极的晶体管(Q1～Q3)工作时尽可能不变动的情况较理想，所以流过电阻器R1U、R1L、R2U、R2L、R3U、R3L的电流最好与必需的基极电流相比充分大。

如果检查切换特性则发现，在使共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1、VBB2、VBB3以及共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1、IB2、IB3下降时，由于共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3充分减小，共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3为关断状态(0V附近)。在共发射极的晶体管Q1～Q3不工作的状态下，共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3被控制在0V附近，所以可以进一步得到高分离特性，并改善增益的抑制或IIP3特性。

与基极电流控制电路同样，作为控制共基极的晶体管Q41、Q42、Q43的基极电压的电路，不必限定于图10所示的模拟电路(基极电压控制电路2)，其它形式的模拟电路，或通过计算机控制数字地生成控制信号，并根据该控制信号使用D/A转换器生成共基极的晶体管Q41、42、43的基极电压而进行各单位放大器的控制的电路等，考虑各种结构。

如上所述，本实施方式的可变放大器，是在实施方式3的可变放大器中，使所述第一组晶体管的基极电流变化，并且使所述多个第二晶体管的基极电压或者栅极电压变化的结构。而且，本实施方式的可变放大器是根据共发射极的晶体管的工作状况主动地关断所述多个共基极或者共栅极的晶体管的结构。由此，可以进一步改善特性。

(实施方式5)

下面，根据图12以及图13说明本发明的其它实施方式。另外，为了说明的方便，对于与所述实施方式1至4的任何一个表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

详细地检查实施方式4的可变放大器的特性时，IIP3特性随着共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3减小而恶化。为了改变该特性，在使共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3，以及共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3减小时，并要产生失真前，本实施方式的可变放大器强制共基极的晶体管关断。由此，可以改善特性。

通过调整生成图10所示的基极电压控制电路2中的参考电压的电阻RC1、RC2、RC3的电阻值，或进行电流/电压转换的电阻器R1U、R1L、R2U、R2L、R3U、R3L的电阻值等值，可以得到这样的切换特性。

图12中一并表示由控制电压VCTRL控制的共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3的切换特性，和由控制电压VCTRL控制的共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3的切换特性。

在图11中，对于共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3流动的控制电压VCTRL的范围，共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3时常为一定值，使共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3以及共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3下降时，共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3完全成为关断状态(0V附近)，共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3成为0V附近。

与此相对，在图12中，共发射极的晶体管Q1～Q3的基极电流IB1～IB3小于或等于规定电流的大约10％(规定值)时，共基极的晶体管Q41～Q43的基极电压VBB1～VBB3在0V附近，成为关断状态(断开状态)。

图13中表示本实施方式的可变放大器(“仅通过共发射极控制增益的结构”)的增益特性以及IIP3特性，和实施方式4的可变放大器(“通过共基极除去失真的结构”)的增益特性以及IIP特性的比较。本实施方式的可变放大器中，大幅抑制了切换晶体管Q1～Q3的附近的控制电压VCTRL中的IIP3的恶化。

如上所述，本实施方式的可变放大器的结构如下：在实施方式4的可变放大器中，作为共发射极的晶体管的基极电流，以及共基极或者共栅极的晶体管的基极电压或者栅极电压的控制方法，在共发射极的晶体管的基极电流断开之前，断开共基极或者共栅极的晶体管的基极电压或者栅极电压。而且，由此可以抑制共发射极的晶体管的关断附近的失真的增加。

(实施方式6)

下面根据图14说明本发明的其它实施方式。另外，为了说明的方便，对于与所述实施方式1至5的任何一个表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

至此说明的实施方式1～5中，多个单位放大器(晶体管Q1～Q3)具有完全相同的特性(增益以及线性)，但可以使各个单位放大器的特性相互不同。需要高增益时，通常要求低噪声性，但不那么要求线性。但是，在高信号被输入，且放大器的增益被设定为低的状况下，要求高线性。

作为满足这样的特性的方法，对最靠近输入端的放大器不施加负反馈，通过对晶体管Q2、Q3的发射极连接电阻或电感等，对晶体管Q2、Q3施加负反馈，可以对衰减器后级的放大器提高线性。

如图14所示，本实施方式的可变放大器，对于图1所示的实施方式1的可变放大器，分别在晶体管Q2的发射极和地之间，以及晶体管Q3的发射极和地之间插入用于施加负反馈的电阻器RE2以及电阻器RE3。该情况下，通过晶体管Q2以及电阻RE2构成一个单位放大器，通过晶体管Q3以及电阻器RE3构成一个单位放大器。

作为对晶体管Q2、Q3施加负反馈的方法，另外还可以使用电容器或电阻在晶体管Q2、Q3的基极/集电极之间施加负反馈。其中，在发射极插入电感时噪声特性最好，在发射极插入电阻时噪声特性稍差。在晶体管Q2、Q3的基极/集电极之间加入电阻器或电容器而施加负反馈，使噪声特性相当恶化。

而且，作为进一步提高线性的方法，提高晶体管Q2、Q3的电流密度的方法也有效。为了实现低噪声，最靠近输入的晶体管Q1必需低的基极电阻。因此，晶体管Q1必需使用尺寸较大的。为了尽可能减小消耗电流，晶体管Q1的电流密度不能上升太高。但是衰减器AT1、AT2的后级连接的晶体管Q2、Q3对于噪声特性的规格缓和，所以通过减小晶体管Q2、Q3的尺寸，并提高晶体管Q2、Q3的电流密度，可以提高线性。

按照这样的方法，通过使各个单位放大器的特性最优化，在高增益时可以实现低噪声，在低增益时可以实现高线性。

如上所述，本实施方式的可变放大器，是在实施方式1至5的任何一个中记载的可变放大器中，所述多个晶体管构成的多个单位放大器包含特性不同的多个种类的单位放大器的结构。在该结构中，通过根据各自的特性而使放大器特性最优化，可以大幅改善放大器整体的特性。

(实施方式7)

下面根据图15说明本发明的其它实施方式。另外，为了说明的方便，对于与所述实施方式1至6的任何一个表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

在所述实施方式1～6的可变放大器中，如前所述，对与输入最接近的单位放大器(晶体管Q1)求出的特性为高增益以及低噪声性能。为了实现低噪声，必须降低晶体管Q1的基极电阻，为此，晶体管Q1的尺寸变大。而且，为了实现高增益，必须使某一程度的大电流流过晶体管Q1。进而为了实现某一程度的线性，也必须使某一程度的大电流流过晶体管Q1。从而，最初的单位放大器(晶体管Q1)的消耗电流恰如其分地增大。

另一方面，在所述实施方式1～6的可变放大器中，在经由衰减器AT1、AT2被输入信号的晶体管Q2、Q3构成的两个单位放大部中，线性为重要的特性。为了提高这些单位放大部的线性，有使大量电流流过晶体管Q2、Q3的方法。但是，在所述实施方式1～6的可变放大器的电路形式中，由于这些单位放大部的输入上连接衰减器AT1、AT2，所以仅该部分改善了作为线性指标的IIP3特性。进而，通过减小对晶体管Q2、Q3施加负反馈的晶体管Q2、Q3的发射极面积而提高电流密度等，可以改善这些单位放大部的线性。即，如果噪声特性不很重要，则即使减少流过晶体管Q2、Q3的电流，也可以提高这些单位放大部的线性。

本实施方式的可变放大器，是在图14所示的实施方式6的可变放大器中，将图2所示的基极电流控制电路1变更为图15所示的基极电流控制电路1的可变放大器，其它与实施方式6的可变放大器具有同样的结构。

如图15所示，基极电流控制电路11与图2所示的基极电流控制电路1相比，电流切换部的MOS晶体管由n型场效应晶体管(n沟道MOS晶体管)构成。而且，包括p型的场效应晶体管(p沟道MOS晶体管)构成的电流镜电路。图2所示的基极电流控制电路1从电流切换部直接流出电流。与此相对，在图15的基极电流控制电路11中，电流切换部控制电流的流入，通过上述电流镜电路改变该电流的流向。晶体管QB1的漏极上连接由晶体管QB3C和晶体管QB3M构成的镜电路，晶体管QB3的漏极上连接晶体管QB2C和晶体管QB2M构成的镜电路，晶体管QB4的漏极上连接晶体管QB1C和晶体管QB1M构成的镜电路。这些晶体管QB1C、QB1M、QB2C、QB2M、QB3C、QB3M都是p型场效应晶体管(p沟道MOS晶体管)。

在图15所示的的基极电流控制电路11中，与将总基极电流保持为一定的图1的基极电流控制电路1不同，通过调整晶体管QB1M、QB2M、QB3M的栅极宽度，可以分别独立自由调整晶体管Q1、Q2、Q3中流过的基极电流IB1、IB2、IB3。而且，基极电流控制电路11根据各晶体管Q1、Q2、Q3中流过的基极电流IB1、IB2、IB3的比的变化来控制基极电流IB1、IB2、IB3，以使晶体管Q1、Q2、Q3的消耗电流的总和变化。

例如，IIP3和集电极电流为大致比例的关系，所以对于图1的可变放大器，通过增加图14的发射极电阻器RE2、RE3，如果可以将相同集电极电流下的IIP3改善3dB，则将晶体管Q2、Q3的集电极电流对于图1的可变放大器设为1/2，也可以大致维持同等的IIP3。从而，此时，例如最好控制晶体管Q1、Q3中流过的基极电流IB1、IB3，以便晶体管Q3的集电极电流的最大值成为晶体管Q1的集电极电流的最大值的1/2。通过这样的设定，在减少输入电流并必须高灵敏度时，即在基极电流IB1对于基极电流IB3的比增大时，晶体管Q1、Q2、Q3中流过恰如其分的消耗电流，但在输入功率大时，即在基极电流IB1对于基极电流IB3的比小时，可以进一步减小晶体管Q1、Q2、Q3中流过的消耗电流的总和。此时，例如，在基极电流IB1对于总基极电流的比例为100％时，晶体管Q1、Q2、Q3的消耗电流与图1的可变放大器相等，但在基极电流IB3对于总基极电流的比例为100％时，晶体管Q1、Q2、Q3的消耗电流成为图1的可变放大器的1/2。

而且，使用可变放大器的装置，通过该线路设计，成为输入功率小时必需的IIP3的规格不很严格，并不太需要高增益，而在输入功率大时需要高IIP3的装置时，可以反过来在输入功率小时，减小消耗电流，在输入功率大且需要高IIP3时，将消耗电流提高某一程度。

另外，本实施方式中，使用对应于实施方式1的最简单的共发射极电路，在如实施方式2～5所示，通过级联连接，或改进基极电压控制电路，可以进一步提高特性。

另外，非专利文献1以及非专利文献2中公开的现有电路中，进行切换控制的电路，和决定总电流的电路独立，所以无法配合性能调整消耗电力。

如上所述，本实施方式的可变放大器，为在实施方式1～6的任何一项中记载的可变放大器中，所述第一组的各个晶体管的消耗电流(集电极电流)不同的结构。由此，可以削减放大器整体的消耗电流。

(实施方式8)

下面根据图16说明本发明的其它实施方式。另外，为了说明的方便，对于与所述实施方式1至7的任何一个表示的各部件具有相同功能的部件，赋予相同符号，并省略其说明。

图16表示使用至此说明的实施方式中所示的可变放大器作为高频可变增益放大器(RFVGA)的携带无线终端(移动电话等)的方框图。如图16所示，本实施方式的携带无线终端10包括：天线16；带通滤波器(BPF)17，接收由天线16接收的高频信号，限制高频信号的频带；高频可变增益放大器(RFVGA)12，将通过带通滤波器17进行频带控制的高频信号放大；混合器(MIX)13，通过将由高频可变增益放大器12放大的高频信号与电压控制振荡器(VCO)14的振荡信号混合而转换为基带信号；解调器(DEMOD)15，将基带信号解调，而复原原始信号。高频可变增益放大器12为实施方式1～7的任何一项的可变放大器。

上述结构的携带无线终端10，通过使用本发明的高频可变增益放大器12作为高频可变增益放大器，可以将带通滤波器(BPF)17直接连接到高频可变增益放大器的输入，而不需要使用现有的差动放大电路的携带无线终端中所必需的平滑-不平衡变换器。由于没有平滑-不平衡变换器，不仅携带无线终端的电路整体的大小变小，还可以防止平滑-不平衡变换器的泄漏造成的接收功率的下降。从而，通过使用本发明的高频可变增益放大器12，可以实现小型，且高灵敏度的携带无线终端10。

进而，在本发明的高频可变增益放大器12中，由于可以根据携带无线终端的特性，使增益和消耗电流的关系最优化，所以可以实现可以低消耗功率长时间使用的携带无线终端。

本发明的可变放大器可作为携带无线终端的接收信号的放大器等利用。而且，本发明的携带无线终端可以用于移动电话等使用高频的无线通信系统的终端。

另外，本发明的详细的说明项中的具体的实施方式、或实施例，始终用于使本发明的技术内容变得清楚，不应仅限定于这样的具体例子而狭义解释，在本发明的精神和申请的技术方案的范围内，可以各种变更实施。

Claims (15)

1.一种可变放大器，其特征在于，该可变放大器设置：

单位放大器，包含并列连接在信号输入端以及信号输出端之间、用于放大信号的多个双极型晶体管，该晶体管的发射极实质上被接地，从信号输入端经由多个晶体管到达信号输出端的多个信号路径中，至少一个与其它信号路径具有不同的特性；以及

基极电流控制部，控制各晶体管的基极中流过的电流，以使可变放大器整体的特性变化。

2.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

上述晶体管的集电极实质上连接到相同负载。

3.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

该可变放大器还包括具有实质上连接到上述晶体管的集电极的发射极或源极的附加晶体管，

附加晶体管的基极或栅极被高频接地，

上述附加晶体管的集电极或漏极实质上连接到负载。

4.如权利要求3所述的可变放大器，其特征在于，

上述附加晶体管为具有其发射极或源极连接不同晶体管的集电极的多个附加晶体管。

5.如权利要求4所述的可变放大器，其特征在于，

该可变放大器还包括控制上述多个附加晶体管的基极电压或栅极电压的电压控制部。

6.如权利要求5所述的可变放大器，其特征在于，

在流入晶体管的基极的电流小于或等于规定的电流值时，上述电压控制部使上述附加晶体管的基极电压或栅极电压大致为0。

7.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

上述各晶体管分别构成单位放大器，

这些单位放大器中，至少一个具有与其他单位放大器不同的特性。

8.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

从上述信号输入端输入的信号为单端信号。

9.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

上述多个信号路径的相互不同的特性，从信号放大的增益、线性、噪声性能中选择。

10.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

作为上述多个信号路径，包括：

第一信号路径；以及

第二信号路径，以比上述第一信号路径的信号放大增益低的增益来放大信号，同时具有比第一信号路径高的线性。

11.如权利要求10所述的可变放大器，其特征在于，

为了使上述第二信号路径的线性比第一信号路径高，对构成第二信号路径的晶体管施加负反馈，而不对构成第一信号路径的晶体管施加负反馈。

12.如权利要求10所述的可变放大器，其特征在于，

为了使上述第二信号路径的线性比第一信号路径高，相对于构成第一信号路径的晶体管，将构成第二信号路径的晶体管的尺寸减小，从而提高电流密度。

13.如权利要求10所述的可变放大器，其特征在于，

在上述第二信号路径中，在晶体管和输入端之间插入使信号衰减的衰减器。

14.如权利要求1所述的可变放大器，其特征在于，

上述基极电流控制部控制流过各晶体管的基极的电流，以根据流过各晶体管的基极的电流的比率的变化来使上述多个晶体管的消耗电流的总和变化。

15.一种携带无线终端，其特征在于，

该携带无线终端包括放大接收信号的放大器，

上述放大器为权利要求1至14的任何一项中记载的可变放大器。

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