CN108738350B - 高分辨率功率电子器件测量 - Google Patents

Abstract

在所描述的用于在切换期间测量高压晶体管(M0)的漏极端子(106)的漏极电压的测量电路的示例中，测量电路包括衰减器电路(102)和差分放大器(124)，衰减器电路(102)用于产生衰减器输出信号(VDCLAMP)，该衰减器输出信号(VDCLAMP)表示当高压晶体管(M0)导通时，高压晶体管(M0)两端的电压，差分放大器(124)用于根据衰减器输出信号(VDCLAMP)提供放大的感测电压信号(VO)。衰减器电路(102)包括：钳位晶体管(M1)，其与高压晶体管(M0)的漏极端子(106)耦合以向第一内部节点(110)提供感测信号(VSENSE)；电阻分压器电路(116)，用于基于感测信号(VSENSE)提供衰减器输出信号(VDCLAMP)；以及第一钳位电路(Z1)，用于在高压晶体管(M0)关断时限制感测信号电压(VSENSE)。

Description

高分辨率功率电子器件测量

技术领域

本发明一般涉及测量晶体管操作特性，并且更具体地涉及在切换期间测量高压晶体管两端的电压以确定切换期间的导通状态阻抗的系统和电路。

背景技术

由于高击穿电压和低导通状态电阻以及降低的传导损耗，氮化镓(GaN)和氮化铝镓(AlGaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)、碳化硅(SiC)和其他高压晶体管在高压电源转换应用中变得流行。在某些动态条件下，AlGaN/GaN HEMT中的电子俘获导致电流崩塌和增加的漏-源导通状态电阻(RDSON)。但是，测量HEMT的动态RDSON性能很困难。通过半导体测试仪器进行的测量不能模拟实际功率电子器件电路中的真实器件状态。例如，典型功率转换器中的开关晶体管在导通之前经历硬切换转换。晶体管也以高频(通常为数百KHz)切换，且因此测量需要在导通后的非常短的时间内反映RDSON值，例如在某些情况下为微秒。这些状况很难在半导体测试仪器中复制，特别是对于测试多个器件。因此，需要用于在实际功率电子器件电路的操作状况下测量动态RDSON的改进的电路和技术，特别是对于诸如高压AlGaN/GaN和SiC晶体管的HEMT。一种方法是在动态操作期间测量导通状态漏-源电压和对应的晶体管电流。然而，高压应用中的漏极电压在关断状态下的数百伏特和导通状态下的毫伏特之间变化。因此，当高压晶体管关断时，使用普通示波器电压探头进行直接测量可能会使示波器通道饱和。此外，传统的高压示波器探头由于其高分(压)比(通常为100x)导致信号太小而示波器在晶体管导通时无法分辨，从而无法精确测量所测量的漏-源晶体管电压。传统的电压钳位电路能够用于限制示波器看到的最大电压，但这些电路会引入大的RC时间常数，因此无法提供足够短的建立时间来精确评估动态漏-源电压特性以及因此无法精确评估在实际状况下高压AlGaN/GaN和SiC晶体管的动态RDSON。

发明内容

在用于确定高压晶体管的RDSON的系统的所描述的示例中，该系统包括用于在高压电路中导通和断开高压晶体管的驱动电路，用于使高压晶体管承受硬切换转换的承受电路(subjecting circuit)，以及用于提供表示在切换期间流过高压晶体管的电流的信号的电流感测电路。此外，该系统包括具有衰减器和差分放大器电路的测量电路，以提供表示在切换期间高压晶体管的电压的放大的感测电压信号，以及包括高速模拟信号数字化转换器，例如示波器，以提供基于电流感测信号的斜率和放大的感测电压信号的斜率的导通状态阻抗值。

测量电路包括衰减器电路和差分放大器，该衰减器电路用于产生衰减器输出信号，该衰减器输出信号表示当高压晶体管导通时，高压晶体管两端的电压，差分放大器根据衰减器输出信号提供放大的感测电压信号。衰减器电路包括钳位晶体管和第一钳位电路，钳位晶体管与高压晶体管耦合以向电阻分压器电路提供感测信号以提供衰减器输出信号，第一钳位电路用于在高压晶体管关断时限制感测信号电压。在某些实施例中，第二钳位电路调节衰减器输出信号，包括低电容二极管以限制衰减器输出节点的电压，以及能够包括补偿电容器以补偿差分放大器输入的电容以获得快速信号建立时间。在某些示例中，电阻分压器电路是可调节的，以便于测量宽动态范围的漏-源电压和与DUT RDSON相关的其他参数。

附图说明

图1是被测高压晶体管器件和包括衰减器电路和差分放大器电路的测试盒(testpod)的示意图。

图2是示例的第二测试的示意图。

图3是包括多个测试盒和多路复用器电路的主板的示意图。

图4是示出多个主板向第一和第二级多路复用器提供信号以向示波器提供输入信号以分析被测器件的系统图。

图5是示出被测器件(DUT)高压晶体管在图4的系统中的高压承受电路中进行切换期间的漏极电压和源极电流的测量的简化系统图。

图6是示出栅极电压、漏极电压和源极电流波形的曲线图，用于在图4的系统中使用对被测器件高压晶体管的电压和电流斜率分析来分析漏极-源极导通电阻。

图7是示出图4的系统中的漏极电压和源极电流数据的过采样和线性曲线拟合的曲线图。

图8是示出图5的系统中的信号波形的曲线图。

具体实施方式

在附图中，相同的附图标记始终表示相同的元件，并且各种特征不一定按比例绘制。而且，术语“耦合(couple)”或“耦合(couples)”包括间接或直接电连接或其组合。例如，如果第一设备耦合到第二设备或与第二设备耦合，则该连接可以通过直接电连接，或通过经由一个或更多个中间器件和连接的间接电连接。

示例实施例包括用于确定高压晶体管RDSON的系统，以及用于在切换期间测量晶体管漏极电压的测量电路。该电路有助于高分辨率测量AlGaN/GaN和SiC器件或其他高压晶体管的漏-源电压的动态特性。该装置和技术在硬切换和其他高压电路中是有用的，包括经历切换的被测器件(DUT)高压晶体管。

图1示出了包括衰减器电路102和放大器电路120的测量电路100，用于测量高压晶体管M0的漏极电压。衰减器电路102在衰减器输出节点121处产生衰减器输出或漏极电压钳位信号VDCLAMP。衰减器输出信号VDCLAMP表示当M0导通时晶体管M0两端的电压，并且作为到放大器电路120的输入被提供。晶体管M0能够是任何合适的高压晶体管，例如氮化镓、氮化铝镓、硅或碳化硅高压晶体管。如图1所示，晶体管M0包括漏极端子(D)和源极端子(S)，漏极端子(D)通过线106通过承受电路(图1中未示出)连接到高压Vd，源极端子(S)通过电流感测电阻器R11(其用于测量DUT电流IDUT(例如，M0的源极电流))与恒定电压节点GND耦合。在一个示例中，电流感测电阻器R11是非常低阻抗的器件，例如0.1欧姆。在其他示例中，能够使用电流探针(未示出)来感测电流IDUT。

DUT晶体管M0还包括栅极控制端子(G)，其接收来自栅极驱动电路104的切换控制信号。在多DUT系统应用中，监控控制器能够操作栅极驱动电路104，以当通过测量电路100获得导通状态漏极电压测量，并通过一个或更多个多路复用器传送到信号数字化仪器，例如示波器时，提供DUT 103的切换操作。在一个示例中，高压晶体管M0被定位为测试夹具(test fixture)或盒中的被测器件(DUT)103，以完成切换或承受电路，例如下文与图5结合所说明和描述的高压硬切换电路。如下所描述的系统应用受益于测量电路100的使用，以便在切换期间促进若干DUT 103的高分辨率低压器件漏极电压测量。在一个示例中，测量电路100还包括钳位电路，以防止切换引起的过压尖峰，并且促进在亚微秒范围内的测量的快速建立时间。测量电路100提供信号调节，用于通过电缆和多路复用器放大和传输放大的电压感测信号VO，以允许单个数字化仪器或示波器根据多个DUT 103的测量的导通状态漏极电压并根据对应的电流感测信号IS来表征RDSON。在这样的系统配置中，每个DUT晶体管M0由对应的栅极驱动电路104驱动，并且每个晶体管电流IDUT由对应的电流感测电路130感测，以提供对应的电流感测信号IS。

衰减器电路102包括具有漏极或第一端子D的钳位晶体管M1，该漏极或第一端子D通过第一电阻器R1与高压晶体管M0的漏极端子106耦合，以感测M0的漏极电压。在一个示例中，第一电阻器R1是低电阻组件，例如10欧姆。M1的第二(例如，源极)端子S向衰减器电路102的第一内部节点110提供感测信号VSENSE。M1包括栅极控制端子G，其从基于第一电源电压V1的偏置电路112的内部节点114处接收第一偏置信号。当高压晶体管M0导通时，偏置电路112导通钳位晶体管M1。第一偏置电路112包括耦合在V1和钳位晶体管M1的控制端子G处的节点114之间的第二电阻器R2，以及耦合在控制端子节点114和恒定电压节点GND之间的第三电阻器R3。电路112还包括耦合在节点114和GND之间的偏置电路电容器C1，以在高压晶体管M0的切换期间减小电压尖峰并稳定M1的控制端子G上的电压。在一个示例中，第一电阻器R1是10欧姆，以在DUT 103的感测漏极线106与钳位晶体管M1的漏极线108之间提供少量阻抗。在所说明的示例中，M1是具有低栅-漏电容Cgd的N沟道场效应晶体管(FET)，其与偏置电路电容器C1组合，即使在当M0切换时漏极线处存在高压瞬变的情况下也通过M1的漏-源沟道提供稳定的感测。在一个示例中，M1是IXTY02N120P 1200V增强型FET，其额定漏极电流为200mA，最大额定电压VDSS为1200V，且RDSON为75欧姆，虽然能够使用其他合适的钳位晶体管，但是优选地在漏极D与栅极G和源极S端子两者之间都具有低电容。此外，在该示例中，对于12V的第一电源电压V1，R2是1千欧，R3是10千欧并且C1是1微法(μF)，尽管在其他实施例中能够使用其他合适的组件值。

衰减器电路102还包括第一分压器电路116，其由在第一内部节点110和GND之间彼此串联连接的电阻器R4和R5形成。分压器电阻器R4和R5在衰减器输出节点121处彼此连接，以基于来自钳位晶体管M1的感测信号VSENSE提供衰减器输出信号VDCLAMP。在一个示例中，R4和R5优选地是具有10千欧姆值的匹配的电阻器，以提供低电流衰减器输出信号VDCLAMP，和在电阻器R4、R5之间的良好的热匹配。在一个示例中，R4是可调节的。这些实施例中的R4能够实现为微调电位器(trim pot)，或者电阻R4可以实现为一组多个可切换电阻器，其配置成任何合适的串联、并联和/或组合串联/并联配置，以实现切换可选择的可调节电阻R4。在某些实施例中，可调节电阻R4单独或与放大器电路120的可调增益组合，能够用于为衰减电路102提供可调增益(如下所述)，以支持DUT 103的宽动态范围的可测量参数，例如RDSON。

衰减器电路102还包括第一钳位电路，用于在高压晶体管M0关断时限制第一内部节点110和GND之间的电阻分压器电路R4、R5的电压。在一个示例中，第一钳位包括耦合在第一内部节点110和GND之间的12V齐纳二极管Z1。在操作中，通过在M0的切换操作期间保护钳位晶体管M1免受第一内部节点110上的尖峰的影响，Z1增加了衰减器电路102的可靠性。例如，当M1的漏极端子108处的电压响应于M0关断而上升时，Z1通过将节点110处的电压钳位到大约12V来将任何尖峰电流传递到GND，以使衰减器输出信号VDCLAMP对于通过钳位晶体管M1的漏极-源极电容Cds耦合的电压尖峰稳定。Z1还通过防止高栅-源电压出现在钳位晶体管M1两端来改善衰减器电路102的鲁棒性。在这方面，M1的栅极节点114处的电压被偏置电路112偏置到小于或等于V1(例如，小于或等于12V)的电压，并且当DUT晶体管M0关断时，内部节点110处的标称源极电压(VSENSE)将是节点114处的栅极电压减去M1的阈值电压(Vt)，并且在M0关断时Z1防止感测电压VSENSE尖峰高于12V。以这种方式，包括钳位齐纳Z1的分压器电路116在存在DUT M0的高压切换操作时，从衰减器输出节点121提供稳定的衰减器输出信号VDCLAMP作为到放大器电路120的输入信号。

图1中的示例衰减器电路102还包括第二钳位电路118，以调节衰减器输出信号VDCLAMP。该示例中的第二钳位电路118包括第二分压器电路，其由在第二电源电压V2(例如，5V)和恒定电压节点GND之间彼此串联连接的电阻器R6和R7形成，以在第二内部节点119处提供偏置电压信号。第二钳位电路118还包括低电容二极管D1，其阳极与衰减器输出节点121耦合，并且阴极与第二内部节点119耦合。在一个示例中，D1是低电容BAT 15-03W硅肖特基二极管。在操作中，第二钳位电路118限制衰减器输出节点121的电压VDCLAMP。例如，当M0导通，并且电流小于10安培(Amp)时，M0的漏极电压通常小于几伏，并且VDCLAMP是低的，因此，二极管D1保持反向偏置并且不会导通。因此，在测量DUT漏极电压期间，M0处于导通状态，并且D1不影响VDCLAMP信号的衰减或放大。选择D1具有低电容值，通常小于1pf，以改善导通后第一微秒内的漏极电压测量的建立时间和精度。

在一个示例中，放大器电路120包括差分放大器124，其中第一输入(+)与衰减器输出节点121耦合以接收衰减器输出信号VDCLAMP，以及第二输入(-)经由线122耦合连接到GND。在其他实施例中，进入到差分放大器124的(-)输入耦合到DUT M0的源极，并且在RDSON测量中不需要考虑分流电阻器值。差分放大器124包括输出，以通过在M0导通时表示高压晶体管M0两端的电压的输出电阻器R10，沿线126提供放大的感测电压信号VO。如下文结合图3-图7进一步描述的，在一个示例中，输出电阻器R10是50欧姆电阻器，以有利地提供匹配的输出阻抗，以与50欧姆同轴电缆一起使用。差分放大器124的使用有利地促进消除或减轻偏移效应，并通过提供靠近DUT 103的接地参考来提供由于接地电感引起的信号的共模噪声抑制。在一个示例中，差分放大器124是德克萨斯仪器(Texas Instruments)VCA824超宽带可调节增益全差分放大器，其具有低输入电容，以促进衰减器输出信号VDCLAMP的快速建立时间和放大，以提供放大的感测电压信号VO，用于进一步处理以确定DUT M0的RDSON。在一个示例中，放大器124的增益由增益电阻R8设置。在某些实施方式中，放大器124的增益是通过可调节电阻器R8可调节的。放大器电路120还包括反馈电阻器R9，并且在一个示例中设置有增益调节偏置电压V3。

还参考图2，另一个实施例包括补偿电容器C3，以补偿差分放大器124的第一输入(+)的电容。补偿电容器C3包括连接到第一内部节点110的第一端子和连接到衰减器输出节点121的第二端子。在一个示例中，使用VCA824差分放大器124，(+)输入的输入电容大约为1pF，并且补偿电容器C3为1pF，以补偿放大器输入电容。这有效地创建了一个极点来消除放大器输入电容的零点，从而缩短了输入信号的建立时间并增强了测量系统的带宽。如上所述，氮化镓高压晶体管M0的高切换速率对于功率转换器或其他高压切换系统是有吸引力的特征。由测量电路100实现的高带宽和低建立时间促进测量DUT M0的高动态操作参数，同时针对高压系统中的与M0的高压切换操作相关联的电压尖峰和噪声，提供保护和/或抗干扰。因此，与示波器探针和传统钳位电路相比，电路100具有显著的优点，以便于准确表征DUTM0的性能，用于生产测试、寿命测试和其他应用。

图3-图7说明了衰减器电路102和差分放大器电路120在多DUT系统应用中的应用，用于在高压测试电路中的切换操作期间测试和/或测量多个DUT 103，以及RDSON的表征，该RDSON的表征针对被测DUT 103使用基于与各个被测器件103相关联的放大的感测电压信号Vd的斜率比较技术。

图3示出了主板300，其能够在测试建立中与若干其他相同的主板300一起安装在机架上，以形成一系统，该系统用于氮化镓、氮化铝镓和/或碳化硅或硅高压晶体管(例如，FET、HEMT、BJT)在切换操作期间和对应的高压电路的RDSON测量。在图3的示例中，主板300包括整数“M”个模块或“盒”，每个盒构成整数“N”个测量电路，例如100，每个测量电路具有其输出。在一个示例中，每个盒的两个测量电路用于确定RDSON，一个用于漏极电压测量，一个用于如上所述的电流测量，并且每个测量电路使用差分放大器。所说明的实施例每个盒具有一个DUT 103，以及衰减和钳位的漏极电压信号输出和器件电流信号输出。因此，如图所示，所说明的盒分别包括一个DUT 103、一个衰减器电路102和一个差分放大器电路120，以在对应的线126上提供对应的放大的感测电压信号VO。在一般情况下，每个主板300具有N个多路复用器302，并且每个多路复用器302具有M个输入。结果，每个主板将具有M个盒和N个输出，其中每个多路复用器从每个盒复用相同类型的测量信号。例如，在一个示例中，来自所有M个盒的衰减和钳位的漏极信号，VO连接到一个多路复用器，并且对应的DUT感测电流信号IS(来自在图2和图3中示出的对应的电流感测电路130)作为输出信号连接到另一个多路复用器。在图3的示例中，M＝4且N＝4。在一个示例中，主板上的多路复用器允许同轴输出连接到被采样的盒。本示例中使用四个4：1多路复用器对用于测量RDSON的衰减和钳位的漏极和电流信号进行采样，并且还允许对衰减到1/1000的漏极电压和衰减到1/20的栅极电压进行采样，从而在一个盒中产生四个信号。在其他示例中，能够使用整数N个M：1多路复用器，其中M是盒的数量，N是每个盒的信号和同轴输出的数量。在一个示例中，主板容纳4个盒，每个盒具有四个信号，因此每个主板有四个4：1多路复用器。在图3的示例中，主板300包括若干个多路复用器电路302，在该示例中为4：1多路复用器(MUX)，每个多路复用器接收4个输入信号并向同轴电缆(COAX，未示出)提供多路复用器输出304。

如图4中进一步所示，主板300各自使用匹配长度的同轴电缆向第一组N个X：1多路复用器提供多路复用的感测电压信号304，其中X是连接到每个多路复用器的主板的数量，每个多路复用器被示出为四通道4：1多路复用器401。在这个示例中，四个四通道4：1多路复用器401各自从对应的一组四个主板300接收四个多路复用输入304，并且四通道多路复用器401各自通过对应的匹配长度的同轴电缆，将四路多路复用输出402提供到第二级N个Y：l，例如四通道4：1多路复用器403，其中Y是连接到第二级多路复用器的第一级多路复用器的数量。多路复用器403又通过同轴电缆向数字化仪器，例如四通道示波器406提供多路复用的N通道(例如4通道)输出404。如下文结合图6和图7进一步描述的，数字化仪器406经配置以捕获放大的感测电压信号VO的斜率，用于处理单元对于分别测量的DUT 103计算并提供导通状态阻抗值(例如，RDSON)。尽管在下文中说明和描述了包括示波器406，但是能够使用任何合适的分析系统406，其包括至少一个模数转换器电路和至少一个处理器，用于数字化和处理接收的模拟信号。

图5示出了在图4的系统400中的高压测试电路504中的切换期间经历漏极电压和源极电流的测量的高压晶体管DUT 103(M0)。在该示例中，高压测试电路504是硬切换承受电路，其包括高压DC电源或电源504(例如，在一个示例中为400-600V)，其具有电容C4和与电阻器R12(例如，0.1至5)串联连接在源极502的正(+)输出和DUT 103的漏极线106(Vd)之间的负载电感L。高压电路504还包括第二二极管D2，其阳极连接到线106，且阴极连接到源极502的正(+)输出。也可以使用其他承受电路，例如软切换承受电路。在该示例中，盒的对应栅极驱动电路104驱动DUT栅极端子，以选择性地导通和关断M0，以交替地传导和阻断来自高压电源502的电流。在所说明的配置中，低切换控制信号导通DUT 103(M0)，允许累积或增加在电感器L中流动的电感器电流IL。衰减器电路102和差分放大器电路120测量DUT 103的漏极电压，以在晶体管M0导通时提供感测电压信号VO。类似地，电流感测电路130提供电流感测信号IS以表示当晶体管M0导通时从M0的源极流过电流感测电阻器R11的DUT电流IDUT。示波器406(或其他数字化仪器)接收Vd和IS信号(例如，通过如上所述的一个或更多个多路复用器)并处理这些信号以提供表示测试的DUT晶体管M0的RDSON的输出信号或值500。在一个示例中，使用连接到示波器或另一数字化仪器的计算机为给定DUT 103处理Vd和IS信号，以分析所接收的模拟信号的数字采样，并根据需要执行曲线拟合以及斜率确定，用于计算或估计DUT 103的RDSON。

还参考图6和图7，图6提供以下项的曲线图600：栅极电压曲线或信号电压波形VS，其用于驱动DUT栅极；漏极电压曲线Vd和源极电流曲线IS，其被示波器406使用，以用于使用在图4的系统中的电压和电流斜率分析来分析漏极源极导通电阻RDSON。虽然这里描述为具有示波器406以执行各种信号分析功能，但是能够使用任何合适的基于计算机或处理器的分析系统。在所说明的示例中，由计算机或其他数据处理设备确定第一斜率S1，其对应于Vd信号的斜率，并且确定第二斜率S2，其对应于在VS信号为高，指示高压晶体管DUT M0导通的时间期间，IS信号的斜率。在此方面，由Vd信号表示的漏-源电压和由IS信号表示的源极电流在高压电路500中的电感器L响应于M0导通而充电时斜升。数据处理设备406确定第一斜率S1和第二斜率S2，并将RDSON计算为(S1/S2)-R11(图1和图2)。在其他实施方式中，其中跨DUT M0 103的漏极和源极两端获得差分测量，不需要减去感测电阻器R11的值。在RDSON的计算中对斜率或斜坡S1和S2的使用提供了对衰减电路102和放大器电路120中的DC偏移误差的抗扰性。

图7提供了曲线图700，其示出了从图4和图5的系统400中的示波器406的模拟-数字(A/D)转换器获得的采样，包括与Vd信号有关的一系列采样702和与IS信号有关的一系列采样704。为了更准确地评估对应DUT漏-源电压和源极电流的实际斜率，在一个示例中，数据处理设备406被配置，不是采样单次测量，而是在可配置的时间段内对信号进行采样并执行线性曲线拟合，以在后处理中应用线性曲线以确定来自采样702的曲线拟合Vd，并从拟合曲线Vd确定对应的第一斜率S1。同样，曲线拟合也应用于当前采样704以确定曲线IS并从图7中的拟合曲线IS确定第二斜率S2。曲线拟合的动作使得以下两者：由于多个采样的平均而导致的噪声降低，并且由于对转换器的多个数字量化单元进行拟合，数据处理设备406的A/D转换器的有效位数也增加。

图8提供了图5的系统中的信号波形的曲线图800，包括表示在测试电路504的电感器L中流动的电流IL的电感器电流波形802，以及表示漏极电压106、晶体管M0(103)的Vd的曲线804。图8中的曲线806表示提供给驱动电路104的切换控制信号(VS)，驱动电路104驱动DUT 103(M0)的栅极控制端子。在一个示例中，驱动电路104将切换控制信号以图8中的821处所指示的短脉冲的第一序列提供给M0的栅极，以对高压晶体管M0施加应力(stress)，以便实现寿命测试或其他测试操作以模拟切换功率转换器测试电路504中的DUT 103的正常切换操作，而不浪费能量并使电感器电流中的纹波最小化。第一脉冲序列804可以执行任何合适的持续时间，具有足够数量的切换脉冲以确保DUT 103在指定的终端使用(end-use)电流、温度和电压状况下操作。在一个示例中，第一序列821期间的第一组脉冲具有短的导通持续时间808，例如大约250ns，并且短脉冲的第一序列在大约45μs的切换周期(对应于大约22kHz的切换频率)提供。第一序列821之后是第二序列822，在第二序列822中驱动电路104提供处于低状态的切换控制信号以关断高压晶体管M0。在一个示例中，第二序列822是几毫秒长，允许电感器电流IL(例如，图8中的曲线802)减小到预定值，例如在所说明示例中为零。允许电感器L的完全或至少部分放电促进使用更长导通时间的脉冲持续时间814，以在随后的第三序列823中导通高压晶体管M0，以获得电流感测信号IS和放大的感测电压信号VO，并且允许分析系统406计算高压晶体管M0的导通状态阻抗值RDSON。将电感器放电到预定值还允许RDSON测量对于不同的应力电流是可重复的。例如，在一个示例中，第三序列823中的导通持续时间大于大约1μs或更长的持续时间816，在此期间上文描述的衰减器电路102和差分放大器电路124测量并提供放大的感测电压信号Vd，包括电路102、124的任何合适的建立时间。

在一个示例中，驱动电路104经配置以向DUT 103提供切换控制信号，使得短脉冲的第一序列821分别具有小于第三序列823的导通时间814的第一导通时间808。以这种方式，短脉冲的第一序列821促进DUT 103在切换功率转换器中的模拟操作(其中电感器电流802表示实际切换转换器状况)，同时还使电感器电流纹波和能量使用两者最小化，而第二序列822促进电感器L的全部或部分放电持续几毫秒的持续时间812以减小电感器电流电平IL，并且随后的第三序列823此后提供测试脉冲以导通M0持续导通时间持续时间814，以允许足够的测量时间来测量DUT 103的漏极电压，同时电感器电流足够低以在导通状态阻抗测量期间减少对DUT 103过分施加应力的可能性，并且用于在FET线性区域(BJT的饱和区域)中进行RDSON测量。而且，对于第二序列822的持续时间812，晶体管保持在高压下，使得DUT 103的界面或体陷阱保持充电，并且在图8中的时间段816期间在测量脉冲期间测量RDSON值，使得确定的RDSON反映DUT 103中经充电陷阱的存在。此后，如图8所示，驱动电路104重新开始如上所述的第一序列821中的切换操作。在一个示例中，在短脉冲的下一个序列821开始之前，第三序列823允许足够时间820，用于电感器电流IL再次斜降到零或一些其他确定值。如图8所示，随着通过DUT 103的重新开始的切换操作的连续充电和放电周期，电感器电流曲线802再次开始斜升，并且在一个示例中，在电感器电流曲线802再次重新开始正常操作电平并且已经经过足够的应力时间以保证测量之后，重复第二和第三序列822和823的下一个实例。所说明的测试序列能够由多个盒和主板300的各个栅极驱动电路104实现，其中集中控制器(未示出)协调各个DUT 103的切换测试操作以及经由多路复用器302、401、403和匹配长度的电缆的对应的漏极电压和晶体管电流的测量，使得单个分析系统(例如，范围406)能够对来自各个主板300的经转换的模拟信号执行基于斜率的RDSON计算。

在权利要求的范围内，所描述的实施例中的修改是可能的，并且其他实施例也是可能的。

Claims (10)

1.一种电子设备，包括：

高压晶体管，其具有漏极端子、源极端子和栅极端子；

钳位晶体管，其具有耦合到所述高压晶体管的所述漏极端子的漏极端子，与所述高压晶体管的所述源极端子隔离的源极端子，以及与所述高压晶体管的所述栅极端子隔离的栅极端子；以及

齐纳二极管，其具有耦合到接地参考端子的阳极和耦合到所述钳位晶体管的所述源极端子的阴极。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述高压晶体管包括高电子迁移率晶体管即HEMT。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述HEMT是氮化镓晶体管即GaN晶体管或氮化铝镓晶体管即AlGaN晶体管。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述高压晶体管包括碳化硅晶体管。

5.根据权利要求1所述的设备，其中所述钳位晶体管包括n沟道MOSFET晶体管。

6.根据权利要求1所述的设备，其中：

所述高压晶体管的所述栅极端子被配置为接收栅极驱动信号；并且

所述钳位晶体管的所述栅极端子被配置为接收偏置电压，用于在所述钳位晶体管的所述源极端子处衰减所述高压晶体管的漏极电压。

7.根据权利要求1所述的设备，还包括：

栅极驱动电路，其耦合到所述高压晶体管的所述栅极端子；以及

偏置电路，其耦合到所述钳位晶体管的所述栅极端子。

8.一种电子设备，包括：

氮化镓晶体管即GaN晶体管，其具有漏极端子、源极端子和栅极端子；

钳位晶体管，其具有耦合到所述GaN晶体管的所述漏极端子的漏极端子，与所述GaN晶体管的所述源极端子隔离的源极端子，以及与所述GaN晶体管的所述栅极端子隔离的栅极端子；以及

齐纳二极管，其具有耦合到接地参考端子的阳极和耦合到所述钳位晶体管的所述源极端子的阴极。

9.根据权利要求8所述的设备，还包括：

分压器，其耦合在所述钳位晶体管的所述源极端子和所述接地参考端子之间，所述分压器具有分压电压节点；以及

电容器，其耦合在所述钳位晶体管的所述源极端子和所述分压电压节点之间。

10.根据权利要求8所述的设备，还包括：

栅极驱动电路，其耦合到所述GaN晶体管的所述栅极端子；以及

偏置电路，其耦合到所述钳位晶体管的所述栅极端子。

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