JP2994458B2 - 集積回路チップ上のイメージ除去ミキサー回路 - Google Patents
集積回路チップ上のイメージ除去ミキサー回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、通信に一般的に関係し、特に、集積回路周
波数変換回路に関する。
波数変換回路に関する。
発明の背景 Lawrence H.Raganによって1988年に７月30日に出願さ
れた、“Wrist−watch Receiver Architecture"と題さ
れる米国特許出願07/213,719は、ページング（ポケット
ベル）への応用に適した、少数のみのチップ外部品を有
する単一の集積回路チップ上に構成されたFMラジオを記
述している。個別のチップ外部品の数を最小にすること
が望ましいが、これは、ユニットのコストを下げ、この
個別部品によって以前占有されていたパッケージ内に余
分の空間を与え、装置を組み立てるのに、労力をより少
なくするという理由からである。
れた、“Wrist−watch Receiver Architecture"と題さ
れる米国特許出願07/213,719は、ページング（ポケット
ベル）への応用に適した、少数のみのチップ外部品を有
する単一の集積回路チップ上に構成されたFMラジオを記
述している。個別のチップ外部品の数を最小にすること
が望ましいが、これは、ユニットのコストを下げ、この
個別部品によって以前占有されていたパッケージ内に余
分の空間を与え、装置を組み立てるのに、労力をより少
なくするという理由からである。
受信機内のミキサーは、或る周波数で受信された信号
を、中間周波数（IF）と呼ばれる別の周波数に変換す
る。この中間周波数で、信号をより都合良く、効率的に
処理することができる。中間周波数は、送信され、伝播
された無線周波数に保たれた信号が可能とするよりもよ
り簡単且つ効率的に信号を処理し、濾波し、検出するこ
とを容易にする。
を、中間周波数（IF）と呼ばれる別の周波数に変換す
る。この中間周波数で、信号をより都合良く、効率的に
処理することができる。中間周波数は、送信され、伝播
された無線周波数に保たれた信号が可能とするよりもよ
り簡単且つ効率的に信号を処理し、濾波し、検出するこ
とを容易にする。
全てのミキサー回路に固有の問題は、イメージ周波数
信号の発生である。二つの信号が混合された時、複数の
信号成分が、二つの信号周波数の和及び差及びこの周波
数の高調波として発生される。ミキサー回路のイメージ
周波数応答を減少又は除去することが望ましいが、イメ
ージ周波数をフィルターで除去することはしばしば実際
的でない。ミキサー後置フィルターは、入力信号イメー
ジが混合されて所望の信号と同じ中間周波数になる場合
があるので、適当でないことが分かった。位相シフト技
術を利用するイメージ除去ミキサー回路が知られてい
る。しかしながら、この様な回路は現在のところ伝送ラ
イン、演算増幅器又はＬ−Ｃネットワークを使用してい
る。これらの何れも、単一集積回路の受信機で実施する
のには都合が良くない。
信号の発生である。二つの信号が混合された時、複数の
信号成分が、二つの信号周波数の和及び差及びこの周波
数の高調波として発生される。ミキサー回路のイメージ
周波数応答を減少又は除去することが望ましいが、イメ
ージ周波数をフィルターで除去することはしばしば実際
的でない。ミキサー後置フィルターは、入力信号イメー
ジが混合されて所望の信号と同じ中間周波数になる場合
があるので、適当でないことが分かった。位相シフト技
術を利用するイメージ除去ミキサー回路が知られてい
る。しかしながら、この様な回路は現在のところ伝送ラ
イン、演算増幅器又はＬ−Ｃネットワークを使用してい
る。これらの何れも、単一集積回路の受信機で実施する
のには都合が良くない。
発明の要約 本発明に従う、無線ページングシステムに使用される
単一チップ集積回路の受信器は、改良されたチップ内イ
メージ除去ミキサー回路を含む。増幅された、広帯域RF
入力信号が分離され、第１及び第２の二重平衡ミキサー
の入力に加えられる。局部発振器信号が第１のミキサー
に同相で注入され、第２のミキサーに90゜だけ位相がシ
フトして注入される。第２のミキサーの直角成分出力
が、平衡位相シフト素子に加えられ、ここで、信号が更
に90゜シフトされ、次に同相ミクサーの出力と結合され
る。これらの信号の和がイメージ周波数を相殺し、所望
の信号を増強する。
単一チップ集積回路の受信器は、改良されたチップ内イ
メージ除去ミキサー回路を含む。増幅された、広帯域RF
入力信号が分離され、第１及び第２の二重平衡ミキサー
の入力に加えられる。局部発振器信号が第１のミキサー
に同相で注入され、第２のミキサーに90゜だけ位相がシ
フトして注入される。第２のミキサーの直角成分出力
が、平衡位相シフト素子に加えられ、ここで、信号が更
に90゜シフトされ、次に同相ミクサーの出力と結合され
る。これらの信号の和がイメージ周波数を相殺し、所望
の信号を増強する。
平衡型90゜位相シフト素子は、コレクタ負荷抵抗器と
直列のダイオード接続されたトランジスタ、及びコレク
ター−ベース間コンデンサーを各々有するトランジスタ
を採用し、これらトランジスタは、等しいエミッター及
びコレクター抵抗器を用いて、電流値と無関係な利得１
の構成で、一定の増幅度の位相シフトを提供する。エミ
ッター電流は、厳密に90゜位相シフトを発生する様に調
節することができる。この調節が、トランジスタ及びダ
イオード中の電流を変化することにより、固定抵抗の絶
対値に生じる変動を補償する。これによって、動的抵抗
が、固定抵抗の変動をオフセットする。この改良された
ミキサー回路は、所望の信号周波数で約7dBの変換利得
を有する。
直列のダイオード接続されたトランジスタ、及びコレク
ター−ベース間コンデンサーを各々有するトランジスタ
を採用し、これらトランジスタは、等しいエミッター及
びコレクター抵抗器を用いて、電流値と無関係な利得１
の構成で、一定の増幅度の位相シフトを提供する。エミ
ッター電流は、厳密に90゜位相シフトを発生する様に調
節することができる。この調節が、トランジスタ及びダ
イオード中の電流を変化することにより、固定抵抗の絶
対値に生じる変動を補償する。これによって、動的抵抗
が、固定抵抗の変動をオフセットする。この改良された
ミキサー回路は、所望の信号周波数で約7dBの変換利得
を有する。
図面の簡単な説明 本発明は添付された請求の範囲に特に記載されてお
り、本発明の他の目的、特徴、構成、操作方法がより明
らかになるであろう。本発明は、添付図面とともに以下
の詳細に記述を参照することによりより良く理解されよ
う。
り、本発明の他の目的、特徴、構成、操作方法がより明
らかになるであろう。本発明は、添付図面とともに以下
の詳細に記述を参照することによりより良く理解されよ
う。
図１は本発明に従う改良されたイメージ除去ミキサー
回路のブロック図、 図２及び図３は、図１の回路図、 図４は図２の90゜位相シフト回路の概念化された表
現。
回路のブロック図、 図２及び図３は、図１の回路図、 図４は図２の90゜位相シフト回路の概念化された表
現。
好適な実施例の記述 本発明の部品、材料、構造、機能、動作及び他の特徴
のより詳細な説明のために図面の種々の様相を参照文字
によって参照する。図１は、（図示されない）受信器RF
段からの入力ノード14上の、好ましくは88から108メガ
ヘルツのFM放送帯にある、増幅された、広帯域無線周波
数（RF）信号を受信する入力バッファー12を有するイメ
ージ除去ミキサー回路10を示している。通常の方法で分
離されたバッファーされているRF信号は、バス16、18に
よって二重平衡ミキサー22、24の低レベル信号入力にそ
れぞれ加えられる。周波数合成器26は、高側注入である
と仮定され、周波数制御信号28に応答して98.7から118.
7メガヘルツの範囲で同調して、10.7メガヘルツのIFを
生じる。240メガヘルツの範囲で作動する局部発振器（L
O）29は、従来の２分周回路（図示せず）から同相信号
を発生する。これは、バス30を介してミキサー22の高レ
ベル信号入力に与えられる。LO信号の位相は位相シフト
回路32で90゜シフトされ、バス34を介してミキサー24の
高レベル入力に加えられる。厳密に90゜の位相シフト
が、局部発振器29の基本出力と２分周回路の排他的ORか
ら論理的に導かれた直角成分出力を利用することにより
得られる。同相ミキサー22の出力信号はレベルシフト及
びインバータ回路36を介して加算回路40に加えられる。
90゜ミキサー24の出力信号は位相シフト回路42に加わ
り、反転され、更に90゜位相がシフトされ、次に加算回
路40に加わえられる。信号の位相差は、ミキサー22、24
の周波数変換では保存され、IF成分の出力は、元のLO入
力項と同じ位相関係を有している。即ち、ノード44の同
相ミクサー22から出力された信号は、位相シフトを受け
ず、通常の仕方で、低周波変換される。ノード46で90゜
ミキサー24から出力された信号は、ノード44の信号に対
して90゜の遅延を被る。
のより詳細な説明のために図面の種々の様相を参照文字
によって参照する。図１は、（図示されない）受信器RF
段からの入力ノード14上の、好ましくは88から108メガ
ヘルツのFM放送帯にある、増幅された、広帯域無線周波
数（RF）信号を受信する入力バッファー12を有するイメ
ージ除去ミキサー回路10を示している。通常の方法で分
離されたバッファーされているRF信号は、バス16、18に
よって二重平衡ミキサー22、24の低レベル信号入力にそ
れぞれ加えられる。周波数合成器26は、高側注入である
と仮定され、周波数制御信号28に応答して98.7から118.
7メガヘルツの範囲で同調して、10.7メガヘルツのIFを
生じる。240メガヘルツの範囲で作動する局部発振器（L
O）29は、従来の２分周回路（図示せず）から同相信号
を発生する。これは、バス30を介してミキサー22の高レ
ベル信号入力に与えられる。LO信号の位相は位相シフト
回路32で90゜シフトされ、バス34を介してミキサー24の
高レベル入力に加えられる。厳密に90゜の位相シフト
が、局部発振器29の基本出力と２分周回路の排他的ORか
ら論理的に導かれた直角成分出力を利用することにより
得られる。同相ミキサー22の出力信号はレベルシフト及
びインバータ回路36を介して加算回路40に加えられる。
90゜ミキサー24の出力信号は位相シフト回路42に加わ
り、反転され、更に90゜位相がシフトされ、次に加算回
路40に加わえられる。信号の位相差は、ミキサー22、24
の周波数変換では保存され、IF成分の出力は、元のLO入
力項と同じ位相関係を有している。即ち、ノード44の同
相ミクサー22から出力された信号は、位相シフトを受け
ず、通常の仕方で、低周波変換される。ノード46で90゜
ミキサー24から出力された信号は、ノード44の信号に対
して90゜の遅延を被る。
図２及び３を参照する。図１の回路がより詳細に示さ
れている。入力バッファー12及び同相ミキサー22は、通
常の集積回路化二重平衡ミキサーであり、入力バッファ
ー12からの低レベルRF信号が、トランジスタ50、51のベ
ース内に受信される。高レベル、同相LO信号が、トラン
ジスタ52、55のベースに注入される。ミキサー22の出力
信号I1,I2及びミキサー24の信号D1,D2はレベルシフト回
路58に加わる。この回路は、エミッターフォロワートラ
ンジスタである。各トランジスタのエミッターに直列に
接続された電流調整トランジスタはミキサー22、24と対
応する回路36、42との間にインピーダンスマッチングを
与える。
れている。入力バッファー12及び同相ミキサー22は、通
常の集積回路化二重平衡ミキサーであり、入力バッファ
ー12からの低レベルRF信号が、トランジスタ50、51のベ
ース内に受信される。高レベル、同相LO信号が、トラン
ジスタ52、55のベースに注入される。ミキサー22の出力
信号I1,I2及びミキサー24の信号D1,D2はレベルシフト回
路58に加わる。この回路は、エミッターフォロワートラ
ンジスタである。各トランジスタのエミッターに直列に
接続された電流調整トランジスタはミキサー22、24と対
応する回路36、42との間にインピーダンスマッチングを
与える。
位相シフト回路42は、ミキサー24から平衡出力信号
D1,D2を受信し、トランジスタ61、62のベースにそれぞ
れ入力する２つの平衡回路からなる。トランジスタ61、
62のコレクタは、それぞれのダイオード接続されたトラ
ンジスタ63、64及び500オームのエミッタ抵抗65、66を
介して、電源VCCに接続されている。平衡MOSキャパシタ
67、68はそれぞれトランジスタ61、62のコレクターとベ
ースとの間に接続されており、500オーム抵抗器69、70
は、トランジスタ61、62のエミッターと電流源トランジ
スタ71のコレクタとの間にそれぞれ接続されている。回
路42は、出力ノード74、75の差電圧に至るベースノード
72、73間の差電圧に対して全域通過フィルター伝達関数
を提供する。回路42は、位相シフトは−2arctan（Ｒ′
Ｃ）に等しい位相シフトを有する公称利得１の伝達関数
を有している。ここで、Ｒ′はＲ＋（kT/IC q）であ
り、ICは動作点コレクタ電流である。導出法は以下の通
りである。図４を参照する。90゜位相シフト回路42の概
念化された表現が示されており、ベータβ及び相互コン
ダクタンスgmは無限大∞である。AC量に対しては、 IR :＝VE/R 及び Vo :＝（Icap−IR）×Ｒ である。
D1,D2を受信し、トランジスタ61、62のベースにそれぞ
れ入力する２つの平衡回路からなる。トランジスタ61、
62のコレクタは、それぞれのダイオード接続されたトラ
ンジスタ63、64及び500オームのエミッタ抵抗65、66を
介して、電源VCCに接続されている。平衡MOSキャパシタ
67、68はそれぞれトランジスタ61、62のコレクターとベ
ースとの間に接続されており、500オーム抵抗器69、70
は、トランジスタ61、62のエミッターと電流源トランジ
スタ71のコレクタとの間にそれぞれ接続されている。回
路42は、出力ノード74、75の差電圧に至るベースノード
72、73間の差電圧に対して全域通過フィルター伝達関数
を提供する。回路42は、位相シフトは−2arctan（Ｒ′
Ｃ）に等しい位相シフトを有する公称利得１の伝達関数
を有している。ここで、Ｒ′はＲ＋（kT/IC q）であ
り、ICは動作点コレクタ電流である。導出法は以下の通
りである。図４を参照する。90゜位相シフト回路42の概
念化された表現が示されており、ベータβ及び相互コン
ダクタンスgmは無限大∞である。AC量に対しては、 IR :＝VE/R 及び Vo :＝（Icap−IR）×Ｒ である。
Vo :＝（Icap−VE/R）×Ｒ Vin:＝VE Vo :＝Icap×Ｒ−Vin Vo :＝（Vin−V0）×Ｃ×Ｓ×Ｒ−Vin,ここで、Ｃ×
Ｓはアドミッタンスである。
Ｓはアドミッタンスである。
Vo :＝Vin×〔（−１＋Ｒ×Ｃ×Ｓ）／（１＋Ｒ×Ｃ
×Ｓ）〕 Vo :＝−〔（１−Ｒ×Ｃ×Ｓ）／（１＋Ｒ×Ｃ×
Ｓ）〕×Vin 以上は、１ポールの、全域通過フィルターの機能であ
る。
×Ｓ）〕 Vo :＝−〔（１−Ｒ×Ｃ×Ｓ）／（１＋Ｒ×Ｃ×
Ｓ）〕×Vin 以上は、１ポールの、全域通過フィルターの機能であ
る。
ダイオード接続されたトランジスタ63、64の機能は、
エミッター抵抗＋動的エミッター抵抗に等しいコレクタ
ー負荷を達成することにある。これによって、利得１の
特性が得られる。動的抵抗項KT/Icqは全抵抗及びＲ′Ｃ
時定数を、周波数ｆ＝1/（Ｒ′Ｃ）で90゜位相シフトを
発生する値に調節することを容易にする。エミッター電
流は、集積回路チップのボンディングパッド77に接続さ
れた外部抵抗器76によって変化することができる。エミ
ッター電流源トランジスタ71は、絶対温度比例（PTAT）
バイアス電流源であり回路78と鏡像の関係にある。従っ
て、ダイオード63、64の増分抵抗が、或る温度範囲に渡
って維持され、安定した抵抗及び時定数を温度の関数と
して与える。電流が変化する時、コレクタ負荷はエミッ
ター負荷に追随するので、利得１が保存され、位相のみ
が変化される。
エミッター抵抗＋動的エミッター抵抗に等しいコレクタ
ー負荷を達成することにある。これによって、利得１の
特性が得られる。動的抵抗項KT/Icqは全抵抗及びＲ′Ｃ
時定数を、周波数ｆ＝1/（Ｒ′Ｃ）で90゜位相シフトを
発生する値に調節することを容易にする。エミッター電
流は、集積回路チップのボンディングパッド77に接続さ
れた外部抵抗器76によって変化することができる。エミ
ッター電流源トランジスタ71は、絶対温度比例（PTAT）
バイアス電流源であり回路78と鏡像の関係にある。従っ
て、ダイオード63、64の増分抵抗が、或る温度範囲に渡
って維持され、安定した抵抗及び時定数を温度の関数と
して与える。電流が変化する時、コレクタ負荷はエミッ
ター負荷に追随するので、利得１が保存され、位相のみ
が変化される。
レベルシフト及び反転回路36は、レベルシフト回路58
の出力ノード79、80によってそれぞれミキサー22の入力
に対する利得ブロックを与える。回路36は、信号経路の
損失に対して調節する。加算回路40は、それぞれ、トラ
ンジスタ84−87のベースに注入されるノード81、82から
の同相信号及びノード74、75からの逆相信号を加算す
る。和はノード90、92で発生する。トランジスタ84と86
及び85と87のコレクタ電流がそれぞれ一緒に加算され
る。ノード90、92の出力信号が、出力回路96の平衡トラ
ンジスタ94及び出力トランジスタ95のベースに入って駆
動する。出力回路96は、ノード98の出力信号を単一端フ
ィルター段（図示せず）に供給する。
の出力ノード79、80によってそれぞれミキサー22の入力
に対する利得ブロックを与える。回路36は、信号経路の
損失に対して調節する。加算回路40は、それぞれ、トラ
ンジスタ84−87のベースに注入されるノード81、82から
の同相信号及びノード74、75からの逆相信号を加算す
る。和はノード90、92で発生する。トランジスタ84と86
及び85と87のコレクタ電流がそれぞれ一緒に加算され
る。ノード90、92の出力信号が、出力回路96の平衡トラ
ンジスタ94及び出力トランジスタ95のベースに入って駆
動する。出力回路96は、ノード98の出力信号を単一端フ
ィルター段（図示せず）に供給する。
ミキサー24のノード99からのD2信号出力の遅延は、正
の周波数成分の負の90゜位相シフト及び負の周波数成分
の正の90゜の位相シフトによって、表現される。D2信号
は次にノード69で回路42の更な90゜遅延を次に受ける
時、上側帯部項からのIF成分が180゜シフトされ、より
下側帯部項は未変更のままで残る。D2及びI2信号は加算
回路40内のノード92で加算される。上側帯成分は相殺
し、シフトされない下側帯部項が残る。同じ関係によっ
て、ノード90の他の出力は、IF信号の所望の上側帯項を
含む。
の周波数成分の負の90゜位相シフト及び負の周波数成分
の正の90゜の位相シフトによって、表現される。D2信号
は次にノード69で回路42の更な90゜遅延を次に受ける
時、上側帯部項からのIF成分が180゜シフトされ、より
下側帯部項は未変更のままで残る。D2及びI2信号は加算
回路40内のノード92で加算される。上側帯成分は相殺
し、シフトされない下側帯部項が残る。同じ関係によっ
て、ノード90の他の出力は、IF信号の所望の上側帯項を
含む。
ミキサー回路は従って、対称性及び内部平衡によっ
て、所望の信号を増強し、高調波イメージ周波数積を抑
圧し、大きく減衰する。効率的な位相相殺が、極めて精
密な位相角を保持する能力によって達成される。初期の
90゜位相シフトは、周波数合成回路でデジタル的に得ら
れる。位相シフト回路42は、等しいエミッターコレクタ
ー抵抗を有し、電流に無関係な利得１の構造で一定の増
幅度位相を与える。エミッター電流が、第２の厳密な90
゜位相を発生する様に調整することができる。この調整
は、トランジスタ61、62及びダイオード63、64内の電流
を変化することにより、固定抵抗の絶対値に発生する変
動を補償する。動的抵抗が固定抵抗に発生される変動を
オフセットする。
て、所望の信号を増強し、高調波イメージ周波数積を抑
圧し、大きく減衰する。効率的な位相相殺が、極めて精
密な位相角を保持する能力によって達成される。初期の
90゜位相シフトは、周波数合成回路でデジタル的に得ら
れる。位相シフト回路42は、等しいエミッターコレクタ
ー抵抗を有し、電流に無関係な利得１の構造で一定の増
幅度位相を与える。エミッター電流が、第２の厳密な90
゜位相を発生する様に調整することができる。この調整
は、トランジスタ61、62及びダイオード63、64内の電流
を変化することにより、固定抵抗の絶対値に発生する変
動を補償する。動的抵抗が固定抵抗に発生される変動を
オフセットする。
本発明の原理は、以上の説明された実施例で明らかで
あるが、当業者には、本発明を実施するのに使用される
構造、構成、寸法、素子、材料及び部品の多くの変更が
存在することは明らかであろう。また、これらの変更
は、本発明の原理から離れることなしに、特定の環境及
び動作要請に特別に適合される。添付された請求の範囲
は、従って、本発明の真の精神及び範囲のみに関する制
限内のこの様な変更を包含するものと意図されている。
あるが、当業者には、本発明を実施するのに使用される
構造、構成、寸法、素子、材料及び部品の多くの変更が
存在することは明らかであろう。また、これらの変更
は、本発明の原理から離れることなしに、特定の環境及
び動作要請に特別に適合される。添付された請求の範囲
は、従って、本発明の真の精神及び範囲のみに関する制
限内のこの様な変更を包含するものと意図されている。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−72514（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/28 H03D 7/00 - 9/00
Claims (5)
- 【請求項１】それぞれが無線周波数信号を受ける第１の
ミキサーと第２のミキサー、この第２のミキサーへ接続
され、第２のミキサーから変換された積信号を受ける位
相シフト回路、そして第１のミキサーと位相シフト回路
とへ接続された加算回路を備え、前記の第１のミキサー
は局部発振基準信号を受け、そして前記の第２のミキサ
ーは90度位相をずらされた局部発振基準信号を受け、前
記の位相シフト回路は変換された積信号を更に90度遅ら
せ、そしてそれの出力信号の位相角を調整する調整手段
を含んでおり、そして前記の加算回路は前記の第１のミ
キサーからの変換された積信号の同相成分を180度遅ら
された、変換された積信号と組み合わせ、それによりそ
の組み合わされた信号のイメージ周波数成分を実質的に
減衰させるようにした集積回路チップ上のイメージ除去
ミキサー回路であり、 前記位相シフト回路は利得１のトランジスタ増幅器を備
え、このトランジスタ増幅器は、第２のミキサーから変
換された積信号を受けるベース回路と、コレクター・ベ
ース間キャパシタと、固定抵抗を含むエミッター負荷
と、ダイオード接続トランジスタとこれと直列の固定抵
抗を含むコレクター負荷とを含み、前記調整手段は調整
式エミッター負荷抵抗を含んでいて、それによりその調
整式抵抗により生ぜしめられたエミッター負荷電流の変
化が動的エミッター抵抗を変えて固定抵抗の生成変動を
補償し、そして出力信号の90度位相シフトを生ぜしめる
RC時定数をつくるようにした集積回路チップ上のイメー
ジ除去ミキサー回路。 - 【請求項２】前記位相シフト回路の調整式エミッター負
荷に温度補償電流源を更に備える請求項１に記載の集積
回路チップ上のイメージ除去ミキサー回路。 - 【請求項３】NPNトランジスタを有する利得１の増幅器
回路を備え、そのトランジスタのベースは入力信号を受
け、コレクター・ベース間キャパシタがあり、エミッタ
ー負荷は固定抵抗を含み、コレクター負荷はダイオード
接続トランジスタとこれと直列の固定抵抗を含み、前記
の増幅器回路は入力信号に対して出力信号の位相角を調
整する位相調整手段を有し、この位相調整手段は調整式
エミッター負荷抵抗を含み、それによりその調整式抵抗
により生ぜしめられたエミッター負荷電流の変化が動的
エミッター抵抗を変えて固定抵抗の生成変動を補償し、
そして入力信号に対する出力信号の所望の位相シフトを
生ぜしめるRC時定数をつくるようにし、コレクター負荷
電流は変化するエミッター負荷電流に追随して、位相が
変化するとき増幅器回路の利得１を維持するようにした
集積回路位相シフト要素。 - 【請求項４】利得１の前記増幅器回路のエミッター負荷
に温度補償電流源を備える請求項３に記載の集積回路位
相シフト要素。 - 【請求項５】第１の同相基準周波数信号を発生する手
段、この第１の基準周波数信号に対して90度だけ位相を
ずらせた第２の基準周波数信号を発生する手段、無線周
波数入力信号を受け、この入力信号を第１の基準周波数
信号と混合して同相複合信号を発生する第１の混合手
段、無線周波数入力信号を受け、この入力信号を第２の
基準周波数信号と混合して直角位相複合信号を発生する
第２の混合手段、この第２の混合手段へ接続され、直角
位相複合信号の位相を更に90度ずらして同相複合信号に
対して180度位相をずらした複合信号を発生する位相シ
フト手段、同相複合信号と180度複合信号とを加算して
イメージ周波数成分が減衰した中間周波数信号を発生す
る手段を含むイメージ除去ミキサー回路であって、前記
位相シフト手段はNPNトランジスタを有する利得１の増
幅器回路を含み、そのトランジスタのベースは直角位相
複合信号を受け、コレクター・ベース間キャパシタがあ
り、エミッター負荷は固定抵抗を含み、そしてコレクタ
ー負荷はダイオード接続トランジスタとこれと直列の固
定抵抗を含み、前記の増幅器回路は位相シフト手段の位
相角を調整する手段を有し、この位相角を調整する手段
は調整式エミッター負荷抵抗を含み、それによりその調
整式抵抗により生ぜしめられたエミッター負荷電流の変
化が動的エミッター抵抗を変えて固定抵抗の生成変動を
補償し、そして入力直角位相複合信号に対する出力信号
の90度シフトを生ぜしめるRC時定数をつくるようにし、
コレクター負荷電流は変化するエミッター負荷電流に追
随して、位相が変化するとき増幅器回路の利得１を維持
するようにしたイメージ除去ミキサー回路。
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