CN111060793B

CN111060793B - 直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路

Info

Publication number: CN111060793B
Application number: CN201911104146.XA
Authority: CN
Inventors: 余彬; 王莉
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2019-11-13
Filing date: 2019-11-13
Publication date: 2021-09-28
Anticipated expiration: 2039-11-13
Also published as: CN111060793A

Abstract

本发明公开一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，其特征在于：它包括由第一直流电压源、功率管、功率管驱动电路组成的直流固态功率控制器，由第一电阻、第二电阻、二极管和第二直流电压源组成的钳位电路，以及由第一运算放大器、第二运算放大、第三运算放大器、第四运算放大器、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻和第十电阻构成的补偿电路以及数字示波器。本发明相比其他功率管的导通电压在线测量电路，具有简单可靠、易于集成、适合高温环境测量、在低导通电压下仍具有较高测量精度的特点。

Description

直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路

技术领域

本发明渋及一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，属于电力电子技术与电工技术领域。

背景技术

固态功率控制器(Solid State Power Controller，简称SSPC)是一种以半导体功率管为核心的具有开通关断负载和电路故障保护功能的固态配电装置。SSPC的主要优点是无触点、无电弧、快速的响应速度、长寿命、高可靠性以及便于计算机远程控制，在飞机、战车、轮船以及民用配电网等领域得到广泛的应用。

直流SSPC是应用于直流电源系统，实现负载的开通关断以及故障保护功能。直流SSPC在开通关断负载以及负载短路故障保护时，功率管内部会产生大量的热。另外，直流SSPC工作环境温度恶劣，工作环境温度可达85℃，如果功率管变的过热，会引起功率管性能的下降，甚至损坏。功率管导通电压是反映功率管性能好坏的重要参数，在功率管性能大幅度下降或损坏之前，功率管导通电压会有较大的变化。如果能够准确实时的在线测量直流SSPC的功率管导通电压，就能够提前预知功率管的失效情况，从而有助于提前采用维护措施，提高直流电源的系统可靠性。

直流SSPC的功率管在开通状态时，漏极到源极之间的导通电压较低，约几十mV到几V；直流SSPC的功率管在关断状态时，功率管漏极到源极之间的电压是直流SSPC的输入电压。在目前应用较广泛的高压直流电源系统中，高压直流SSPC的输入电压(270Vdc或540Vdc)远高于功率管导通电压值。为了能够在线精确的测量高压直流SSPC功率管的导通电压，测量仪器(如数字示波器)内部的ADC必须具有足够高的有效位，才能够保证在线测量过程中，功率管的关断高电压不至于损坏测量仪器同时又能保证测量精度。但是，目前常用的测量仪器如数字示波器内部的ADC的有效位数只有8位或者12位，若示波器量程为 270V，则测量精度只有65.9mV，对于导通电压只有几十mV的功率管，会造成极大的测量误差。

因此，必须设计一种直流SSPC的功率管导通电压的在线测量电路，该测量电路能够在较高环境温度下高精度实时在线测量直流SSPC功率管导通时的漏极到源极电压，同时又而不受功率管关断时的高电压的影响。

美国发明专利US 20080309355A1，提出一种功率管导通电压在线测量电路，能够将功率管关断高电压钳位到较低值。该发明主要优点是结构简单，但缺点是在功率管关断瞬间会存在瞬时高电压，可能损坏测量设备。中国发明专利CN 106569007 B，提出一种IGBT关断电压和导通电压集成的测量电路，能够较准确的在线测量IGBT的导通电压，但是该方案的主要缺点是，由于二极管D₁和 D₃物理位置不同以及恶劣的工作环境温度，很难保证D₁和D₃的温度相等，因此，在功率管导通电压较低时(如新型宽禁带半导体功率管SiC MOSFET和GaN HEMT，其导通电压可达到几十mV)，测量精度会大大降低。中国发明专利CN104181462 B，提出一种半导体开关器件导通压降的测量电路。该发明的主要优点是能够用一套测量电路方便的测量逆变器各个功率管和对应功率管的漏极和源极间反并联二极管的导通电压，但是该方案的缺点是，低导通电压功率管(如新型宽禁带半导体功率管SiCMOSFET和GaN HEMT，其导通电压可达到几十 mV)的导通电压的在线测量精度受基于霍尔效应或其他方式的电压传感器的精度影响较大。如电压传感器精度为±0.1％，输入电压270V，则误差电压约± 270mV，±270mV的误差电压足以使得功率管导通电压在线测量精度受到极大影响；而且高环境温度下的霍尔电压传感器精度会更差，进一步降低功率管导通电压在线测量精度。

因此，迫切需要研究一种能够在较高环境温度下精确在线测量各种类型功率管(无论是传统Si功率管如Si-MOSFET和Si-IGBT还是具有低导通电压的新型宽禁带半导体功率管，如SiC-MOSFET和GaN-HEMT)导通电压的电路。

发明内容

本发明的目的是针对前述背景技术中的不足之处，提供一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，用于提高直流固态功率控制器的功率管导通电压的测量精度。

为达到上述发明目的，本发明所采用的具体技术方案是：

一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，其特征在于包括钳位电路、补偿电路和数字示波器；

所述钳位电路包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、二极管D₁和第二直流电压源 V_CC；第一电阻R₁的一端与直流固态功率控制器的功率管的漏极D连接，另一端与A点连接；A点还与第二电阻R₂的一端连接；第二电阻R₂的另一端与B 点连接；B点还与二极管D₁的阳极连接；二极管D₁的阴极与第二直流电压源 V_CC的正极连接；第二直流电压源V_CC的阴极与控制地FGND连接；控制地FGND 还与所述功率管的源极S连接；

所述补偿电路包括第一运算放大器OP₁、第二运算放大器OP₂、第三运算放大器OP₃、第四运算放大器OP₄、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉和第十电阻R₁₀；第一运算放大器OP₁的正输入端与B点连接；B点还与第七电阻R₇的一端连接；第一运算放大器OP₁的负输入端与第一运算放大器OP₁的输出端C点连接；C点还与第三电阻R₃的一端连接；第三电阻R₃的另一端F点与第四电阻R₄的一端以及第三运算放大器OP₃的正输入端连接；第四电阻R₄的另一端与控制地FGND连接；第二运算放大器OP₂的正输入端还与A点连接；第二运算放大器OP₂的负输入端与第二运算放大器OP₂的输出端E点连接；E点还与第五电阻R₅的一端连接；第五电阻R₅的另一端G与第三运算放大器OP₃的负输入端以及第六电阻 R₆的一端连接；第六电阻R₆的另一端与第三运算放大器OP₃的输出端K点连接；K点还与第九电阻R₉的一端连接；第九电阻R₉的另一端与第四运算放大器 OP₄的负输入端N点连接；N点还与第十电阻R₁₀的一端连接；第十电阻R₁₀的另一端与第四运算放大器OP₄的输出端P点连接；第七电阻R₇的另一端H点与第八电阻R₈的一端和第四运算放大器OP₄的正输入端连接；第八电阻R₈的另一端与控制地FGND的连接。

本发明具有以下有益效果：

1)本发明可实现实时在线的测量功率管导通电压，同离线测量方法相比，可以实时准确的反映功率管健康情况，有利于提高直流电源系统的可靠性。

2)本发明采用钳位电路和补偿电路克服了高环境温度下直流固态功率控制器功率管导通电压在线测量精度低的问题，提高了直流固态功率控制器功率管导通电压的在线测量精度；

3)电路结构简单，器件少，易于集成；

4)本发明的直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路适用于应用于直流固态功率器的各种类型功率管的导通电压的在线测量，如常规的Si-MOSFET和Si-IGBT以及新型半导体功率管如SiC-MOSFET、 SiC-IGBT、SiC-IGBT以及GaN-HEMT。

附图说明

图1为本发明的电路图；

图2为本发明的工作时序波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的作进一步详细的说明：

如图1所示，本发明提供一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，它包括由第一直流电压源V_IN、功率管Q、功率管驱动电路Driver Circuit组成的直流固态功率控制器，由第一电阻R₁、第二电阻R₂、二极管D₁和第二直流电压源V_CC组成的钳位电路，以及由第一运算放大器OP₁、第二运算放大器OP₂、第三运算放大器OP₃、第四运算放大器OP₄、第三电阻R₃、第四电阻 R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉和第十电阻R₁₀构成的补偿电路以及数字示波器。

上述的直流固态功率控制器包括第一直流电压源V_IN、功率管Q、功率管驱动电路Driver Circuit；第一直流电压源V_IN的正极连接到功率管Q的漏极D,第一直流电压源V_IN的负极连接到功率地PGND；功率管Q的源极S连接到负载 Z_L的一端，负载Z_L的另一端与功率地PGND连接；功率管驱动电路Driver Circuit 包括输入端X，第一输出端M和第二输出端T，输入端X与直流固态功率控制器的开通关断控制信号CMD连接；第一输出端M与功率管Q的门极G连接，第二输出端T点与功率管Q的源极S连接。

上述的钳位电路包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、二极管D₁和第二直流电压源V_CC；第一电阻R₁的一端与功率管Q的漏极D连接，另一端与A点连接；A 点与同时又第二电阻R₂的一端连接；第二电阻R₂的另一端与B点连接；B点还与二极管D₁的阳极连接；二极管D₁的阴极与第二直流电压源V_CC的正极连接；第二直流电压源V_CC的阴极与控制地FGND连接；控制地FGND还与功率管Q 的源极S连接，同时也与驱动电路Driver Circuit的第二输出端T点连接。

上述的补偿电路包括第一运算放大器OP₁、第二运算放大器OP₂、第三运算放大器OP₃、第四运算放大器OP₄、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉和第十电阻R₁₀；第一运算放大器OP₁的正输入端与B点连接；B点还与第七电阻R₇的一端连接；第一运算放大器OP₁的负输入端与第一运算放大器OP₁的输出端C点连接；C点又与第三电阻R₃的一端连接；第三电阻R₃的另一端F点与第四电阻R₄的一端以及第三运算放大器OP₃的正输入端连接；第四电阻R₄的另一端与控制地FGND 连接；第二运算放大器OP₂的正输入端还与A点连接；第二运算放大器OP₂的负输入端与第二运算放大器OP₂的输出端E点连接；E点还与第五电阻R₅的一端连接；第五电阻R₅的另一端G与第三运算放大器OP₃的负输入端以及第六电阻R₆的一端连接；第六电阻R₆的另一端与第三运算放大器OP₃的输出端K点连接；K点还与第九电阻R₉的一端连接；第九电阻R₉的另一端与第四运算放大器OP₄的负输入端N点连接；N点还与第十电阻R₁₀的一端连接；第十电阻R₁₀的另一端与第四运算放大器OP₄的输出端P点连接；第七电阻R₇的另一端H点与第八电阻R₈的一端和第四运算放大器OP₄的正输入端连接；第八电阻R₈的另一端与控制地FGND的连接。

上述的数字示波器，并联在功率管导通电压的在线测量电路的输出端，也就是P点和控制地FGND之间。

图2所示是本发明的工作时序波形图，结合此图说明本发明的具体工作原理如下：

t₀-t₁阶段,CMD信号为低电平，该信号通过功率管驱动电路Driver Circuit控制功率管关断。该阶段，

功率管Q的漏源电压V_ds为第一直流电压源的电压V_IN，也即

V_ds＝V_IN (1)

钳位电路输出电压V_BJ将第一直流电压源的电压V_IN钳位到V_clamp1，也即

V_BJ＝V_clamp1＝V_F+V_CC (2)

其中V_F是二极管D₁的正向导通电压。

补偿电路中各个电阻满足以下关系：R₃＝R₅，R₄＝R₆，R₇＝R₉，R₈＝R₁₀， R₄×R₂＝R₃×(R₁+R₂),同时第一电阻R₁远大于第二电阻R₂(R₁/R₂≥10)，因此，补偿电路输出电压V_o可表示为：

其中V_AJ表示A点与J点电压差。

需要说明的是，V_CC的电压值应远小于第一直流电压源V_IN的电压值(V_IN/ V_CC≥10)，同时又高于期望在线测量的功率管导通电压的最大值，从而保证功率管导通电压的较高测量精度。

t₁-t₂阶段,t₁时刻，CMD信号由低电平变为高电平，该信号通过功率管驱动电路Driver Circuit控制功率管开通。该阶段，

功率管Q的漏源电压V_ds从第一输入直流电压源的电压值V_IN快速降到功率管导通电压值V_on；钳位电路的输出电压V_BJ则由V_clamp1经过时间△T(△T＝t₂- t₁)缓慢降低到稳定输出电压V_BJ-on。

造成图2所示的这段时间△T的主要原因是：第一电阻R₁和第二电阻R₂与由二极管D₁的寄生电容和第一运算放大器OP₁输入寄生电容构成的等效寄生电容C₁以及第二运算放大器OP₂输入寄生电容C₂，引入了RC延时电路。由于第一电阻R₁远大于第二电阻R₂，通常二极管D₁的寄生电容较小，因此，延时时间常数近视为τ＝R₁×C₂。为了减小电路损耗，第一电阻R₁一般选取为几百kΩ，如 100kΩ，因此，在电路测量中会引入一个us级的延时时间。

t₂-t₃阶段,该阶段CMD信号处于高电平，该信号通过功率管驱动电路DriverCircuit控制功率管一直处于开通状态。该阶段,

功率管Q的漏源电压V_ds是功率管的导通电压V_on，也即

V_ds＝V_on (4)

在环境温度较低情况下，由于第二直流电压源V_CC的电压值大于功率管导通电压V_on的最大值，因此，二极管D₁是处于反向截止状态。二极管D₁反向漏电流，第一运算放大器OP1的输入偏置电流和第二运算放大器OP2的输入偏置电流在低环境温度下较小，可以忽略，因此，钳位电路的输出电压即为功率管Q 的导通电压V_on，即

V_BJ＝V_on (5)

补偿电路的输出电压V_o为

也即补偿电路的输出电压V_o与功率管Q的导通电压V_on成倍数关系。

但是，在高温环境下二极管D₁的反向电流会迅速增大，由于第一电阻R₁较大,会在R₁上形成误差电压，会影响测量结果影响测量精度，增加补偿电路后，输出电压可表示为：

其中

V_BJ＝V_on+i_leak(R₁+R₂) (8)

V_AJ＝V_on+i_leakR₁ (9)

由于R₄×R₂＝R₃×(R₁+R₂)，因此，补偿电路输出电压为

因此，即使在较高环境温度下，补偿电路的输出电压V_o也能较精确的反映功率管导通电压V_on，只要选择高精度电阻值，就能保证测量电路具有较高的测量精度。

t₃-t₄阶段,t₃时刻，CMD信号由高电平变为低电平，该信号通过功率管驱动电路Driver Circuit控制功率管关断。由于第二直流电压源V_CC的电压值远小于第一直流电压源V_IN的电压值，因此，当功率管接受关断信号之后，功率的漏极到源极电压值，也即功率管导通电压的在线测量电路的输入电压值V_ds，很快就达到第二直流电压源V_CC的电压值，因此，二极管D₁正向导通，钳位电路的输出电压V_BJ被钳位到V_clamp1，补偿电路输出电压也被钳位到V_clamp2。

此后，电路工作情况与t₀-t₁阶段一样，不在赘述。

综上所述，本发明一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，可以在较高环境温度下实时准确的在线测量各种类型功率管导通电压，电路结构简单，器件少，易于集成。

需要指出的是，尽管本发明的基本结构、原理、方法通过上述实施例予以具体阐述，在不脱离本发明要旨的前提下，根据以上所述的启发，本领域普通技术人员可以不需要付出创造性劳动即可实施变换/替代形式或组合均落入本发明保护范围内。

Claims

1.一种直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，其特征在于包括钳位电路、补偿电路和数字示波器；

所述钳位电路包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、二极管D₁和第二直流电压源V_CC；第一电阻R₁的一端与直流固态功率控制器的功率管的漏极D连接，另一端与A点连接；A点还与第二电阻R₂的一端连接；第二电阻R₂的另一端与B点连接；B点还与二极管D₁的阳极连接；二极管D₁的阴极与第二直流电压源V_CC的正极连接；第二直流电压源V_CC的阴极与控制地FGND连接；控制地FGND还与所述功率管的源极S连接；

所述补偿电路包括第一运算放大器OP₁、第二运算放大器OP₂、第三运算放大器OP₃、第四运算放大器OP₄、第三电阻R₃、第四电阻R₄、第五电阻R₅、第六电阻R₆、第七电阻R₇、第八电阻R₈、第九电阻R₉和第十电阻R₁₀；第一运算放大器OP₁的正输入端与B点连接；B点还与第七电阻R₇的一端连接；第一运算放大器OP₁的负输入端与第一运算放大器OP₁的输出端C点连接；C点还与第三电阻R₃的一端连接；第三电阻R₃的另一端F点与第四电阻R₄的一端以及第三运算放大器OP₃的正输入端连接；第四电阻R₄的另一端与控制地FGND连接；第二运算放大器OP₂的正输入端还与A点连接；第二运算放大器OP₂的负输入端与第二运算放大器OP₂的输出端E点连接；E点还与第五电阻R₅的一端连接；第五电阻R₅的另一端G与第三运算放大器OP₃的负输入端以及第六电阻R₆的一端连接；第六电阻R₆的另一端与第三运算放大器OP₃的输出端K点连接；K点还与第九电阻R₉的一端连接；第九电阻R₉的另一端与第四运算放大器OP₄的负输入端N点连接；N点还与第十电阻R₁₀的一端连接；第十电阻R₁₀的另一端与第四运算放大器OP₄的输出端P点连接；第七电阻R₇的另一端H点与第八电阻R₈的一端和第四运算放大器OP₄的正输入端连接；第八电阻R₈的另一端与控制地FGND的连接；其中，R₃＝R₅，R₄＝R₆，R₇＝R₉，R₈＝R₁₀，R₄×R₂＝R₃×(R₁+R₂)，R₁/R₂≥10；

所述数字示波器并联到功率管导通电压的在线测量电路的输出端，也就是并联在P点和控制地FGND之间。

2.根据权利要求1所述的直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，其特征在于：所述的直流固态功率控制器包括第一直流电压源V_IN、功率管Q、功率管驱动电路Driver Circuit；第一直流电压源V_IN的正极连接到功率管Q的漏极D,第一直流电压源V_IN的负极连接到功率地PGND；功率管Q的源极S连接到负载Z_L的一端，负载Z_L的另一端与功率地PGND连接；功率管驱动电路Driver Circuit的第一输出端M连接功率管Q的栅极G，第二输出端T连接功率管Q的源极S，输入端X连接开通关断控制信号CMD。

3.根据权利要求1所述的直流固态功率控制器的功率管导通电压的在线测量电路，其特征在于：第二直流电压源V_CC的电压值远小于直流固态功率控制器的直流电压源的电压值，同时又高于期望在线测量的功率管导通电压的最大值。