CN108599786A - 用于信号产生、接收和自校准的设备和方法 - Google Patents

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Abstract

用于信号产生、接收和校准的设备和方法涉及正交调制和频率转换。本发明的实施例提供极宽的带宽、高的频谱纯度、配置的多样性和适应性以及校准简易性，并且特别适合于用在集成电路中。

Description

用于信号产生、接收和自校准的设备和方法
本申请是2014年09月11日提交的申请号为201480055863.7的同名专利申请的分案申请。
本申请要求2013年9月12日提交的、发明名称为“用于信号产生、接收和自校准的设备和方法(Apparatus and methods for signal generation,reception,and self-calibration)”的美国临时专利申请序列号61/876,949的利益，所述申请的公开内容特此以引用方式并入并且特此依据37CFR 1.78(a)(4)和(5)(i)来要求所述申请的优先权。
背景技术
产生宽带正交调制信号在实现宽的带宽和频谱纯度、对波形进行整形、从所递送信号去除杂散分量和非线性以及校准正交调制方面提出了许多挑战。接收和解调所述信号提出了类似挑战，特别是在中频(IF)下与镜像抑制和本机振荡器(LO)泄漏有关的频率转换的情况中。另一问题涉及本机振荡器处的正交不平衡，其中发生在发射/接收路径中的不同点处的不平衡通常是不可分的并且因此不是可容易校正的。因此，将希望具有用于产生和接收正交调制信号的设备和方法，所述信号不仅具有宽的带宽和频谱纯度而且还具有易于校准和抑制信号中的非所要伪影的特点。通过本发明的实施例来满足这个目标。
发明内容
本发明的实施例提供极宽频带的信号产生设备，所述设备的特点是采用具有可独立选择的配置以实现灵活互连的多个信号合成器和多个正交调制器。根据本实施例的设备允许方便地组合和隔离不同部分以实现对频谱分量和滤波器的方便表征以便优化性能和杂散信号伪影的抑制。
本发明的另一实施例提供正交调制器，所述正交调制器具有内部数字滤波器以补偿低通抗混叠滤波器的频率相依性。
本发明的另一实施例提供用于调节至如本文所公开的信号产生设备的输入波形的数字预处理设备。
本发明的其它实施例提供用于自校准如本文所公开的信号产生和接收设备的模拟和数字分量的方法。
本发明的实施例特别适合于合并在集成电路内。
由本发明的实施例提供的其它优点包含在运行中调适配置以及根据特定环境和操作设置而适应性地优化配置的能力。因此可以在关于性能、突波抑制、干扰复原、信噪比、误比特率等等的各种自由度(例如，依照频率)上优化本发明的实施例。
应理解，本发明不限于雷达这个特定领域，并且本发明的实施例还适用于微波信号场等其它领域；包含但不限于：通信；射频(RF)成像；多输入-多输出(MIMO)通信和相控阵列；基于传感器的应用(例如，材料分析/监视)；以及测试设备实施方案，例如矢量网络分析仪(VNA)。
附图说明
通过参考以下详细描述并结合附图进行阅读可以最好地理解所公开的标的，在附图中：
图1A示出了根据本发明的实施例的具有预校正的数字输入的信号产生器。
图1B示出了根据本发明的相关实施例的用于图1A所示的信号产生器的边带选择器开关。
图2示出了根据本发明的实施例的信号产生器。
图3示出了根据本发明的实施例的多信号产生器。
图4示出了根据本发明的实施例的收发器。
图5示出了根据本发明的实施例的正交接收器。
图6示出了根据本发明的实施例的多站雷达设备。
图7示出了根据本发明的实施例的3信道MIMO收发器。
图8示出了根据本发明的实施例的在信号产生块的输出端处的频谱分量测量布置。
图9示出了根据本发明的实施例的接收器辅助式频谱分量测量布置。
图10A示出了根据本发明的用于第一正交调制块的表征的对称的接收器辅助式频谱分量测量布置。
图10B示出了根据本发明的用于第二正交调制块的表征的对称的接收器辅助式频谱分量测量布置。
图11示出了根据本发明的实施例的基于多模块参考的定标布置。
图12是根据本发明的实施例的校准信号产生器的方法的流程图。
为了简单地和清楚地进行图示，图中所示的元件不一定按比例绘制，并且一些元件的尺寸可能相对于其它元件而夸示。另外，元件符号在图中可能会重复，以指示对应或类似的元件。
具体实施方式
图1A示出了根据本发明的实施例的具有预校正的数字输入181和183的信号产生器100。
在正交调制块101中，数字-模拟转换器(DAC)103和107分别接收数字输入181和183并且将与之对应的模拟信号分别发送至抗混叠低通滤波器(LPF)105和109。数字输入181是预校正的同相输入IC，而数字输入183是预校正的正交输入QC。抗混叠低通滤波器105和109又分别将信号输出至乘法混频器(“混频器”)111和113。90°分离器115从合成器121接收合成频率并且输出异相90°的两个信号，其中至混频器113的信号落后于至混频器111的信号90°。来自混频器111和混频器113的混频输出输入至加法单元117。
来自正交调制块101的输出输入至开关133A，所述开关可以是可选择地切换以传递正交调制块101的直接输出或与来自合成器123的合成频率通过混频器131混频的正交调制块101的输出。
本发明的各种实施例的特点是采用以与开关133A的配置方式类似的方式进行配置的开关。本发明的某些实施例假设这些开关是可独立地可选择地切换的。如下文所详述，根据本发明的这些实施例，独立的可切换性不仅在配置设备方面提供了多样性，而且还在设备的校准方面提供了好处。
正交调制通常会受累于杂散镜像-频率信号和本机振荡器馈通。可以通过数字域中的信号预补偿来显著减少这些缺点。预补偿或预校正系数的设置需要允许测量上述杂散信号的反馈机构。
因此，本发明的实施例为预校正作准备如下。数控振荡器(NCO)141接收用以设定振荡器的频率f的频率信号143以及用以设定初始相位的初始相位信号143。数控振荡器141输出两个信号，即，正弦波147sin和余弦波149cos所述信号输入至复数乘法器151，所述复数乘法器的其它输入是同相数据流153Idata(k)和正交数据流155Qdata(k)。复数乘法器151的复数乘积输出是所要的同相数据波157I和所要的正交数据波159Q。然而，为了补偿例如将通过正交调制块101执行的正交调制的振幅不平衡等效应，需要预校正，所述预校正是由矩阵乘法器161提供，所述矩阵乘法器含有用于单边带(SSB)抑制的滤波器163、165、167和169。另外，矩阵乘法器161还校正本机振荡器泄漏，其中直流偏移IDC和QDC分别至加法混频器177和175中。
此外，根据本发明的实施例，分别馈至加法混频器171和173中的数字滤波器163、165、167和169合并至矩阵乘法器161中以补偿抗混叠低通滤波器105和109的频率相依性。如先前所指出，结果是预校正的同相输入181IC和预校正的正交输入183QC。
图1B示出了根据本发明的相关实施例的边带选择器配置开关133B。边带选择器配置开关133B在正交调制块101的直接输出和与合成器123的输出经由混频器131混频的正交调制块101的输出的上边带或其下边带(如分别经过上边带滤波器135或下边带滤波器137)之间选择性地进行切换。
在以上描述中，发射信号产生是如图1A中所示的混合的可配置的单/双转换过程。在所述拓扑下达到的不同状态取决于开关133A的设置并且如下：
基于频率合成器121的直接转换，所述频率合成器是通过宽带正交调制器块101来直接调制；
基于正交调制器块101与合成器123的输出之间的混频的双重转换操作。
这种架构固有的特点是极宽的频率覆盖(DC至10s GHz)，同时维持低的杂散信号含量。在某些情况中，通过数字除法器来增大合成器频率范围。在这些情况中，为了噪声最小化和稳定性，使合成器在不同频率下操作可能是有用的。然而，数字上被进行除法运算的信号通常具有高的杂散谐波含量。在多倍频程的频率范围内操作通常需要复杂的可重新配置的滤波器和滤波器组以抑制这些杂散信号。通过对直接调制的信号进行外差式下变频，可以实现宽的频率覆盖，其中杂散信号位于带外。
随着频率覆盖要求变宽，来自合成器和直接调制器的覆盖要求也变宽。采用直接转换与双重转换可以放松以上要求。例如，覆盖4-8GHz范围的正交调制器可以与额外的8-12GHz合成器混合以便覆盖DC-4GHz范围，并且与12-16GHz合成器混合以便覆盖8-12GHz的频率范围。可以通过使用上变频而非下变频来覆盖较高频率。
由本发明的实施例提供的另一好处是在频率覆盖内的任何频率处任意地调制宽带波形(与基带一样宽)的能力。这准许例如用于脉冲压缩的线性调频/伪随机比特序列(PRBS)等调制方案用于雷达应用、通信星座(communication constellation)等等中。
由本发明的实施例提供的任意数字调制的其它使用允许数字域中的小频率偏移。这准许合成器中的较大的频率阶跃，从而对于相同的频率分辨率要求改善其相位噪声性能。
由本发明的实施例提供的另一好处是经由几个不同配置达到某一输出频率的能力。在非限制性实例中，通过使合成器变至较高频率并且相应地使基带频率变至较低频率，使输出频率不变。这在跨越所有合成器频率产生相干的频率覆盖上是有帮助的，即使它在频率变化内未保持特定相位也是如此。
图2示出了根据本发明的另一实施例的信号产生器，其中利用第二正交调制块203来直接地调制合成器123以产生用于进行第二转换的本机振荡器。这使得可以进行正交调制不平衡与相位噪声的取舍以在产生用于转换节点的本机振荡器过程中获得任意频率。
图3示出了根据本发明的实施例的多信号产生器。频率合成器301馈给正交调制块303和305，而频率合成器351馈给正交调制块353和355。选择器开关311、331、361和381按照先前针对选择器开关133A(图1A)所描述般操作，并且在正交调制块303、305、353和355各自的直接输出与混频器313、333、363和383各自的输出之间可选择地进行切换，所有所述混频器接收来自频率合成器391的输入。
如先前所指出，本发明的各种实施例假设选择器开关311、331、361和381是可独立切换的。
图3中所示的布置可用于雷达通信系统中，在雷达通信系统中需要并行的多个微波信号。此类需要的非限制性实例包含：
发射信号与接收本机振荡器信号的同时产生；
多输入多输出(MIMO)和相控/真延迟阵列系统中多个发射信号的产生；以及
正交下变频的正弦和余弦本机振荡器信号的产生。
例如，通过在近程调频连续波(FM-CW)雷达系统中数字地调制发射信号和接收本机振荡器信号，人们可以引入有意的频率偏移以便避免处置近DC信号(见图4)。这种架构的固有特质是几个直接转换块和外差转换器可以馈自相同的合成器，由此自然满足前述需要。这允许不同的微波信号之间的相位跟踪以及相位噪声的跟踪。
这种架构的另一优点是所产生的信号在许多节点(例如发射天线/接收器等)之间的分布。这使许多应用成为可能，例如“多站雷达”(见下文)。
本发明的其它实施例提供了多个合成器(如在图3中)，所述合成器中的一些是经调制的而一些不是，以便同时产生处于任意间隔开的频率的多个信号。
图4示出了根据本发明的实施例的收发器。频率合成器401馈给分别具有选择器开关411和431的正交调制器块403和405，所述选择器开关分别在来自正交调制器块的直接输出与混频器413和433的输出之间进行选择，所述两个混频器接收来自频率合成器407的输入。选择器开关411的输出馈入至放大器451中，所述放大器又馈给天线开关/环形器453并且至天线455以便发射。从天线455接收到的信号(例如通过所发射信号的反射)馈入至混频器457，所述混频器接收来自开关431的输入。混频器457的输出馈入至抗混叠低通滤波器459并且由此至模拟-数字转换器461(ADC)。
通过调制由具有频移的同一合成器407馈给的正交调制块403和405，产生用于任意中频(IF)接收器的发射信号和本机振荡器驱动。将所接收的信号下变频至与正交调制块403与405之间的调制频率的偏移对应的中频。
基于任意波形调制的接收器本机振荡器产生的另一实例是用于扩频雷达的具有伪随机二进制序列(PRBS)调制的调制。
可任意配置的解调的另一实例是多音调解调。此类配置可用于几个频谱分量的同时测量，例如，通过将它们下变频至相异的中频。可以测量所述频谱分量的振幅与相位。
信号产生器在几个配置中获得输出频率的上述能力使得可以跨越整个频率范围(即，包含本机振荡器和测得的路径相位)进行相关测量。根据相关实施例，这通过不同的本机振荡器频率之间的重叠测量来实现，其中调整基带频率以虑及所述测量之间的本机振荡器频率偏移。此相位相关测量不同于本领域中的常见做法，在常见做法中，当在覆盖范围内对本机振荡器进行调谐时，未虑及的相变发生。根据本实施例保持相对相位有助于在本发明的矢量网络分析仪(VNA)实施例中表征非线性参数。
图5示出了根据本发明的实施例的正交接收器。开关511与开关531通过共用的选择器533连结在一起，以产生0°本机振荡器541和90°本机振荡器543，所述振荡器分别馈给混频器561和563以转换通过天线555接收到的信号，所述信号通过放大器551来放大。两个中频信号分别馈入至抗混叠低通滤波器571和575中，以便分别通过模拟-数字转换器573和577进行解调。
与常规的模拟技术相反，图5中所示的配置允许在宽的频率范围内产生90°分离，并且不会引入大量的杂散谐波含量，这在使用数字除法器时会发生。
根据本发明的相关实施例，可以使用校准技术来调整正交信道之间的相对相位和振幅。在非限制性实例中：测量下变频的连续波信号的同相(I)与正交(Q)分量之间的相位和振幅；对几个信号同时测量相位和振幅；以及I臂与Q臂之间的交叉相关测量。
图6示出了根据本发明的实施例的多站雷达设备。在许多情况中，希望所产生的信号分布在许多节点间，例如发射天线/接收器等等。
图7示出了根据本发明的实施例的3信道多输入多输出(MIMO)收发器。在本实施例中，上文描述的相干任意调制拓扑与并行性(即，所有正交调制块是通过同一合成器馈给并且彼此相干)结合使用。这种配置实现了主动波束成形，例如在相控阵列天线的情形中。当前的实施方案原则上可用于窄带阵列中，在窄带阵列中载波频率达到微波范围并且使用模拟延迟引起的相移。本发明的本实施例通过数字相对延迟手段提供真波束成形。波束成形是通过相干信道相对于彼此的基带调制来实现，并且不会有碍于收发器阵列的宽带本质。另外，本实施例使得易于实施并且具有数字准确性。操控分辨率和相位相干非常精确，因为在任何基带频率处可获得的相对相位实际上是任意的，因为它原则上受限于数字-模拟转换器分辨率。
校准
校准起到了重要的作用，其中正交调制不平衡、本机振荡器泄漏以及接收器和发射器路径的响应包括在获得收发器的所需性能过程中的基本因素。
正交调制不平衡和本机振荡器泄漏校准通常是通过混频产物在通过宽带包络检测器后的最小化来执行。正交调制器经历了在频率fBB处用复合正弦波进行的调制。在包络检测器的输出端处，所检测的功率在与所要信号与杂散信号之间的频率偏移相关联的频率(对于正交调制镜像为2fBB或对于本机振荡器泄漏为fBB)处波动。通常通过模拟-数字转换器(ADC)来测量功率波动。重要的是要指出，如果使用高fBB，那么需要高速ADC以便捕捉并量化所述功率波动(ADC带宽需要为基带带宽的至少两倍以便捕捉两个频谱分量)。
当前的技术具有与碰上待测量的量的杂散信号和混频产物相关联的固有困难。举例来说，来自2fsignal–2fLO的混频产物碰上与正交调制镜像相关联的待测量频率：fsignal–fimage。因此，测量不是独立的。本发明的实施例便于校准正交调制不平衡和本机振荡器泄漏，而不会增加架构复杂性。
用于补偿正交调制不平衡和本机振荡器泄漏的纠正措施是本领域中众所周知的。正交调制不平衡补偿涉及将I和Q分量预乘以校正系数的矩阵。本机振荡器泄漏的补偿通常涉及将DC系数与I和Q分量相加。此程序的困难部分是确定将使用哪些系数的值。这涉及本机振荡器泄漏的镜像和频谱分量的强度的反馈测量。
图8示出了根据本发明的实施例的在信号产生块的输出端处的频谱分量测量布置。此处，两个正交调制块由单个、共用的合成器馈给。测量镜像或本机振荡器泄漏的方法是通过将第二合成器置于相对于相关频谱分量的频率偏移处，所述第二合成器用以将所述信号转换至基带。
为了测量处于fimage＝fSa–fIQa1的镜像，将第二合成器置于fSb＝fimage–fIF，所述第二合成器在fIF转换之后在原始镜像量值上将是线性的。为了在第二合成器的输出端处达到所要频率-驱动正交调制块的输出的转换，可以通过分数N合成器的利用和合成器输出的正交调制中的任一者或两者来促进精细的频率选择。对于上述方案，仅需要单个信道(一个正交调制器，两个合成器)。
图9示出了根据本发明的实施例的接收器辅助式频谱分量测量布置。
图10A示出了根据本发明的用于第一正交调制块的表征的对称的接收器辅助式频谱分量测量布置。
图10B示出了根据本发明的用于第二正交调制块的表征的对称的接收器辅助式频谱分量测量布置。
基带滤波器表征
基带滤波器特性可以在生产时发生变化。在集成电路实施方案的情况中，滤波器带宽和形状可以取决于工艺、温度和电压。发射和接收链中基带滤波器的特性可能会影响关于信噪比、符号间干扰、功率平坦度、掩膜保形性等等的系统性能。因此希望表征滤波器并且补偿其与所要特性的偏离。补偿的实例包含直接调整滤波器并执行数字补偿。
本发明的实施例的硬件架构便于测量滤波器特性而不会进一步增加复杂性。
为了表征发射滤波器，在相关范围内扫描fBB。对于每一fBB，调整合成器的频率(fsa,fsb)，使得所得中频是恒定的；因此避免接收滤波器响应变化(当依照fBB在不同中频处测量时)。
可以将接收器调谐至与混叠的频率±fBB+N·fsample(其中fsample是数字-模拟转换器采样频率)对应的频率。通过这样做，可以在数字-模拟转换器的奈奎斯特频率之外表征发射路径中的低通滤波器。
如上文所描述以及在图8与图10A和图10B中描绘的本发明的实施例示出了用于通过对信号产生块的输出进行数字化来如上文所描述扫描基带频率的两个类似方案。
测量接收器滤波器在概念上类似于以上方案，但得益于对发射器滤波器响应的先前了解：通过知道发射滤波器的响应，可以调谐正交调制频率以扫描接收器滤波器的频率。或者，有可能单独地测量接收器滤波器，而无需先表征发射滤波器。为此，使正交调制保持于恒定频率(以免引致响应变化)，并且通过调谐合成器的频率来扫描接收器频率。
可以在模拟-数字转换器的奈奎斯特频率之外调谐中频，使得接收抗混叠低通滤波器对输入中频作出反应，而数字化的输出处于混叠的频率±fBB+N·fsample(其中fsample是模拟-数字转换器采样频率。通过这样做，可以在模拟-数字转换器的奈奎斯特频率之外表征接收路径中的低通滤波器。
相位噪声的自表征
通过第二合成器进行下变频的第一合成器的数字化允许表征所述两个合成器之间的相对相位噪声。此测量可以用于自测试目的或用于性能优化，例如设置锁相回路参数以便优化相位噪声。此类参数的实例是相位检测器中的电荷泵电流的设置。
图11示出了根据本发明的实施例的基于多模块参考的定标布置。
图12是根据本发明的实施例的校准双合成器信号产生器的方法的流程图1200。在步骤1201中，将第一频率合成器设定为所要的测试频率。在步骤1203中，外循环开始，其中将第一数控振荡器设定为所要的测试频率偏移。在步骤1205中，设定第二频率合成器和第二数控振荡器以获得所要的接收中频。
在步骤1207中，用于配置一组正交调制不平衡校正系数值的内循环开始，并且在步骤1209中，测量不平衡相关量值。在决策点1211处，如果所述系数集合没用完，那么所述方法返回至步骤1207。要不然，如果所述集合用完，那么在步骤1207中开始的循环退出，并且方法前进至步骤1213，在步骤1213中计算最佳校正系数。
在决策点1215处，如果第一数控振荡器频率没用完，那么方法返回至步骤1203。要不然，如果所述频率用完，那么在步骤1203中开始的循环退出，并且方法以步骤1217结束，在步骤1217中计算最佳频率相依校正系数。

Claims (4)

1.一种用于接收的信号的正交接收机，所述正交接收机包括：
频率合成器(401)，其用于生成合成频率信号；
第一正交调制器(403)，其具有来自所述频率合成器(401)的所述合成频率信号的输入，并输出0°本地振荡器信号；
第二正交调制器(405)，其具有来自所述频率合成器(401)的所述合成频率信号的输入，并输出90°本地振荡器信号；
第一混频器(561)，其用于将所述接收的信号与来自所述第一正交调制器(403)的所述0°本地振荡器信号进行混频；
第二混频器(563)，其用于将所述接收的信号与来自所述第二正交调制器(405)的所述90°本地振荡器信号进行混频；
第一转换器(571)，其用于解调来自所述第一混频器(561)的输出；以及
第二转换器(575)，其用于解调来自所述第二混频器(563)的输出。
2.如权利要求1所述的正交接收机，还包括放大器(551)，其用于放大所述接收的信号。
3.如权利要求1所述的正交接收机，其中，所述第一正交调制器(403)和所述第二正交调制器(405)之间的相对相位是可调整的。
4.如权利要求1所述的正交接收机，其中，所述第一正交调制器(403)和所述第二正交调制器(405)之间的相对振幅是可调整的。
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