CN109905184A - 用于测试高频接收电路的高频测试信号的生成 - Google Patents

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Abstract

根据本公开的实施例描述了一种电路。该电路包括：用于接收高频振荡器信号的输入电路节点；测试信号发生器电路，包括至少一个调制器，并且被配置为通过调制高频振荡器信号以生成高频测试信号。该电路还包括至少一个接收信道，该接收信道包括接收器电路和耦合器，该耦合器被配置为将高频测试信号输送到接收器电路中。

Description

用于测试高频接收电路的高频测试信号的生成
技术领域
本公开涉及高频电路领域。一些实施例涉及具有用于生成测试信号的电路的单片微波集成电路(MMIC)，其能够测试MMIC中包含的高频接收电路。
背景技术
高频发射器和接收器存在于各种应用中，特别是在无线通信和雷达传感器领域。在汽车领域中，对雷达传感器的需求不断增长，尤其是在驾驶员辅助系统(高级驾驶辅助系统，ADAS)中，例如用于自适应巡航控制(ACC)系统中。这种系统可以自动调节汽车的速度，以便与前车(以及其他物体和行人)保持安全距离。汽车领域的其他应用还有例如盲点检测，车道变换辅助等。
现代雷达系统使用高度集成的高频电路，它可以将雷达收发器高频前端的所有核心功能组合在一个壳体中(单芯片雷达收发器)。这种高度集成的高频电路通常被称为单片微波集成电路(MMIC)。高频前端通常(但不是必须)包括锁相环压控振荡器(VCO)，功率放大器(PA)，定向耦合器，混频器以及用于控制和监视高频前端的相关控制电路。MMIC还包括基带(或中间频带)模拟信号处理电路和模数转换器(ADC)，以处理数字信号。根据应用使用数控振荡器(DCO)代替压控振荡器。出版物US 2017/0082756 A1中已知一种用于补偿频率漂移的系统，其用于无线电接收器。该系统包括导频信号发生器，其生成两个导频信号。借助混频器和局部振荡器，这些导频信号被频移并施加到无线电接收器的中频信号上。基于信号复合，可以检测并补偿频率漂移。
在传感器应用中，通常需要或必须测试一个或多个高频电路部件以保证传感器正确操作并保持所需的测量精度。为此，雷达传感器中使用的高压电路部件能够实现一个或多个测试/自测试，以测试和/或表征特定高频电路的组件。专利公开DE 10 2015 115 017A1描述了一种具有自测功能的雷达传感器。
发明内容
本文描述了一种电路，根据实施例，该电路包括：输入电路节点，用于接收高频振荡器信号；测试信号发生器电路，包括至少一个调制器，并且被配置为通过调制高频振荡器信号生成高频测试信号。该电路还包括至少一个接收信道，该接收信道包括接收器电路和耦合器，该耦合器被配置为将高频测试信号传输到接收器电路中。
根据另一实施例，该电路包括：输入电路节点，用于接收高频振荡器信号；第一调制器，被配置为通过使用第一信号调制高频振荡器信号以生成第一高频信号；第二调制器，被配置为通过使用第二信号调制高频振荡器信号以生成第二高频信号。该电路还包括高频合并电路，其被配置为通过合并第一高频信号和第二高频信号以生成高频测试信号。
此外，本文将描述一种高频接收设备。根据实施例，该高频接收设备包括：用于连接天线的天线输入端；高频信号源，其被配置为提供高频振荡器信号；用于生成高频测试信号的电路；接收混频器，包括高频输入端和高频输出端；耦合器，其与天线输入端、用于生成高频测试信号电路的输出端以及接收混频器的高频输入端相连接，并且被配置为传输高频测试信号到接收混频器的高频输入端。用于生成高频测试信号的电路包括：输入电路节点，其与高频信号源耦合以接收高频振荡器信号；第一调制器，其被配置为通过使用第一信号调制高频振荡器信号以生成第一高频信号；第二调制器，其被配置为通过使用第二信号调制高频振荡器信号以生成第二高频信号。高频合并电路被配置为通过合并第一高频信号和第二高频信号以生成高频测试信号。
此外，本文描述了一种方法，根据实施例，该方法包括：通过将多个调制信号调制到高频信号以生成高频测试信号，并且将高频测试信号输送到至少一个高频电路。
根据另一实施例，该方法包括：通过使用第一信号调制高频振荡器信号以生成第一高频信号，以及通过使用第二信号调制高频振荡器信号以生成第二高频信号。该方法还包括：通过合并第一高频信号和第二高频信号以生成高频测试信号。
附图说明
以下将参考附图更详细地解释实施例。附图不一定按比例绘制，并且实施例不限于所示出的方面。相反，重点在于表示实施例的基本原理。在图片显示：
图1以草图图解用于距离和/或速度测量的调频连续波(FMCW)雷达系统的工作原理。
图2包括两个时序图，用于图解由FMCW系统生成的高频信号的频率调制。
图3以框图图解FMCW雷达系统的基本结构。
图4以框图图解雷达系统发射信道和接收信道的示例性实施。
图5以框图图解具有附加高频测试信号发生器电路的雷达系统接收信道的示例，其允许测试高频前端包含的接收器电路。
图6示例性示出单音频信号和双音频信号的频谱，其在图5示例中作为测试信号出现。
图7是改进的测试信号发生器电路的实施例的框图，其在图5的示例中使用。
图8示出图7实施例的示例性实施。
图9示例性示出单音频信号和双音频信号的频谱，其作为测试信号在图7或8示例中出现。
图10示例性示出不同相位的单音频信号的频谱，其作为测试信号在图7或8示例中出现。
图11以流程图图解用于生成高频测试信号以测试高频接收电路的方法的实施例。
图12以流程图图解利用高频测试信号定量测试高频接收电路的方法的实施例。
具体实施方式
这里描述的实施例将在下文雷达接收器或收发器中描述。然而，这里描述的各种实施例不限于雷达应用，并且还可以用在其他区域中，例如高频通信设备的高频收发器中。
图1示出了应用FMCW雷达系统作为传感器测量物体的距离和速度，该物体通常被称为雷达目标。在本示例中，雷达设备10包括单独的发射(TX)和接收(RX)天线5和6(双基地或虚拟单基地雷达配置)。然而应该注意，也可以使用单个天线同时作为发射天线和接收天线(单基地雷达配置)。发射天线5发射连续的高频信号SRF(t)，其例如通过线性啁啾信号(周期性，线性频率斜坡)进行频率调制。发射信号SRF(t)在雷达目标T处反向散射，并且所述反向散射(反射)信号yRF(t)由RX天线6接收。
图2示例性示出了上述信号sRF(t)的频率调制。如图2所示，信号sRF(t)由一组“啁啾”组成，即信号sRF(t)包括一组具有上升(上啁啾)或下降(下啁啾)频率的正弦波形序列(参见图2中的上图)。在本示例中，啁啾的瞬时频率f(t)在时间段TRAMP内线性地从起始频率fSTART增加到停止频率fSTOP(参见图2中的下图)。这种啁啾也称为线性频率斜坡。图2示出了三个相同的线性频率斜坡。然而应该注意，参数fSTART，fSTOP，TRAMP和各个频率斜坡之间的中断可以变化。频率变化不一定必须是线性的。根据实现方式，例如，还可以使用指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)频率变化的发送信号。
图3以框图示例性示出雷达设备1(雷达传感器)可能的结构。类似的结构也可以在高频收发器中找到，其应用在例如无线通信系统中。因此，至少一个TX天线5(TX天线)和至少一个RX天线6(RX天线)与高频前端10相连，其可以包括所有高频信号处理所需的电路元件。这些电路元件包括例如本地振荡器(LO)、高频功率放大器、低噪声放大器(LNA)、定向耦合器(例如，鼠竞杂耦合器，环行器等)以及将高频信号下变频到基带或中频带的混频器。该高频前端10如有必要可以与其它的电路部件一起集成到在单片微波集成电路(MMIC)中。该示例示出了具有单独的RX和TX天线的双基地(或虚拟单基地)雷达系统。在单基地雷达系统中，单个天线将用于发射和接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器被用于(例如，循环)从雷达信道接收的高频信号(雷达回波)中分离出雷达信道发射的高频信号。雷达系统实际上通常包括多个发送和接收信道(具有多个发射和接收天线)，其使得测量接收雷达回波的方向(DOA，到达方向)成为可能。
在调频连续波雷达系统(FMCW雷达系统)中，通过TX天线5发射的高频信号约在20GHz至100GHz的范围内(例如，在某些应用中约为77GHz)。如上所述，RX天线6接收的高频信号包括雷达回波，即那些在一个或多个雷达目标物上反向散射的信号分量。接收的高频信号yRF(t)将向下混频到基带以及在基带中通过模拟信号处理进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所述模拟信号处理基本包括滤波和可选的基带信号增益。最后将基带信号数字化(参见图3，模数转换器30)并在数字域中进一步处理。数字信号处理链可以至少部分通过软件实现，其可以在处理器上执行，例如微控制器或数字信号处理器(参见图3，DSP 40)。整个系统通常由系统控制器50控制，可以至少部分地通过软件实现并能够在处理器(例如微控制器)上运行。高频前端10和模拟基带信号处理链20(可选地还有模数转换器30)可以一起集成在单个MMIC(即，高频半导体芯片)中，或者各个组件也可以分布在几个集成电路上。
图4示出了具有下游基带信号处理链20的高频前端10的示例性实施方式，其可以是图3的雷达传感器的一部分。应当注意的是，图4示出简化的电路图，示意出具有发送信道(TX信道TX01)和接收信道(RX信道RX01)的高频前端的基本结构。当然，实际实现可能强烈依赖于特定应用，其可能更复杂并且通常拥有多个TX和/或RX信道。高频前端10包括生成高频振荡器信号sLO(t)的本地振荡器101(LO)。高频振荡器信号sLO(t)如上面图2描述是频率调制的，并且也被称为本地振荡器信号(LO信号)。在雷达应用中，LO信号通常在超高频/厘米波或极高频/毫米波频带范围内，例如在一些汽车领域应用中在76GHz至81GHz的间隔中。
LO信号sLO(t)既在发送信号路径(TX信道中)也在接收信号路径(RX信道中)中被处理。从TX天线5发送的发送信号sRF(t)(见图2)，通过LO信号sLO(t)的放大器(例如，通过高频功率放大器102)生成，并因此是LO信号sLO(t)的仅仅一个放大版本。放大器102的输出端与TX天线5相耦合(在双基或虚拟单基地雷达配置的情况下)。接收信号yRF(t)(其由所述RX天线6接收)被输送到RX信道的接收器电路中并且直接或间接地输送到混频器104的高频端口。接收信号路径(RX信道)基本上包括超外差接收器。在本示例中，借助于放大器103(增益g)预放大高频接收信号yRF(t)(天线信号)。因此，放大的高频接收信号g·yRF(t)被输入到混频器104中。放大器103可以是例如低噪声放大器。LO信号sLO(t)被输送到混频器104中，使得混频器104将(预扩增的)高频接收信号yRF(t)向下混频到基带。下变频的基带信号(混频器输出信号)由yBB(t)表示。首先基带信号yBB(t)被模拟处理，其中模拟基带信号处理链20基本上包含增益(放大器22)和滤波(例如带通21)，以抑制不想要的频带和镜像频率。所得模拟输出信号输送到模数转换器(参见图3，ADC 30)中，由y(t)表示。用于数字处理输出信号(数字雷达信号)的方法本身是为人熟知的(例如，距离多普勒分析)，因此这里将不再进一步讨论。
在本示例中，混频器104将预放大的高频接收信号g·yRF(t)(即放大的天线信号)向下混频到基带。混频可以通过一个阶段(即从高频带直接到基带)或通过一个或多个中间阶段(即从高频带到中频带并进一步到基带)完成。在这种情况下，接收混频器104有效地包括多个串联连接的单个混频器级。鉴于图4所示的示例，很明显雷达测量的质量很大程度上取决于LO信号sLO(t)的质量以及布置在接收信号路径中的电路部件的线性度。例如，接收混频器104的线性度是重要的参数。
接收混频器104的非线性导致雷达信号的互调失真。电路元件(如接收混频器104)的线性(或非线性)可以通过测量互调分量(IMPs)的特性(幅度，功率等)来定量地表征。例如，当互调分量的功率低于指定的阈值，则可以认为被测电路元件(或测试的信号路径)足够线性(对于特定应用)。在雷达应用中，互调分量导致的互调失真会对测量结果产生不利影响，从而降低雷达测量的准确性和可靠性。为了表征接收信道的线性度，MMIC可以包括这类电路组件，其可以在测试和/或自测试中确定线性度的信息。这样的测试可以是例如所谓的生产线终端测试或在MMIC运行期间进行地自测试。
图5示出了高频收发器接收信道RX01的接收器电路框图，其类似于图4的实施例，但包括能够进行上述测试的额外电路。高频输入信号yRF(t)输送到高频接收器电路，该信号例如借助于天线(未示出)接收。在测试期间，当该信号为零时(yRF(t)＝0V)，将实现无故障运行。高频输入信号yRF(t)经由定向耦合器110传递到混频器104。如图4的示例，高频输入信号yRF(t)能够被预放大，其中放大器103可以在定向耦合器15的上游或下游。在本示例中，放大器103连接在定向耦合器110和混频器104之间。混频器104之后的信号处理链与图4的示例相同。因此，混频器104的输出端与模拟基带信号处理链20的输入端相耦合，这抑制特别不期望的频带以及混频器104输出信号中镜像频率。模拟基带信号处理链20的输出端与模数转换器30的模拟输入端相耦合，其被配置为能够将所述预处理基带信号y(t)数字化。预处理的基带信号y(t)的数字化表示由y[n]表示，并且可以借助信号处理器40进一步处理。从定向耦合器110到模数转换器30的信号处理链也称为接收器电路或接收器信道。如上所述，真实雷达系统通常具有多个接收信道。
定向耦合器110使高频测试信号sRFTEST(t)能够耦合到RX信道RX01的接收信号路径中，从而将高频测试信号sRFTEST(t)提供给混频器104的高频端口(高频门)(例如，替代地输入信号yRF(t))。高频测试信号sRFTEST(t)与高频输入信号yRF(t)一样可以通过放大器103预放大。定向耦合器110可以是如通过带状线实现的环形耦合器。通常对于这种耦合器，端口由终端阻抗16终止。或者，耦合器110可以是无源或有源循环器，也可以使用其他类型的耦合器。如上所述，接收混频器104也可以是由多个混频器级串联连接构成。
在本质上，高频测试信号sRFTEST(t)被“注入”到RX信道RX01的接收信号路径中，因此混频器104把高频测试信号sRFTEST(t)“看作”普通的高频输入信号。因此，高频测试信号sRFTEST(t)也可以称为“虚拟雷达回波”。在图示的例子中，通过测试信号发生器电路(TSG)生成高频测试信号sRFTEST(t)。这包括调制器111，其通过测试信号sTEST(t)(调制信号)调制LO信号sLO(t)(例如，从芯片中的本地振荡器生成或通过外部引脚输入)。测试信号sTEST(t)可以是如仅具有单一频率fTEST的单音频信号。在实践中，单音频信号是非常窄频带信号，其基本上仅具有一个频谱线。“音”通常被理解为表示具有特定频率和相位的正弦曲线。可以叠加多个音频并形成N音频信号，其中N表示音频的数量。在上述示例性实施例中，代替单音频信号，还可以使用频带不重叠的窄频带调制信号。在这种情况下，窄频带意味着调制信号具有大于零的定义的频带宽，因此包括多于一个单音频。调制信号的频谱可以是(在所考虑的频带内)连续的或由若干个离散频率组成。
在理想条件下，基带信号y(t)和相应数字雷达信号y[n]是单个音频；混频器104实现解调，其解调反转由调制器111实现的调制。在接收信号路径(例如，在混频器104)中(轻微)的非线性将导致谐波失真，并且数字雷达信号y[n]将包括高阶谐波(除频率fTEST外)，即频率fTEST的整数倍。对于一些测试，双音频信号或通常N个音频信号(N音频信号)都被需要，其包括两个或更多个频率或频谱线，特别是，不仅接收信号路径(RX信道的接收器电路)的功能被测试，而且其线性/非线性被定量地确定。如果测试信号具有两个或更多个音频(正弦曲线)，则除了谐波失真之外，还将在下面更详细地讨论由互调引起的上述失真(参见图6)。测试信号sTEST(调制信号)可以例如通过直接数字合成器(DDS)生成，是这样一种类型的频率合成器，可用于任意波形的生成。也可以使用其他类型的信号源。代替使用直接数字合成器，在生产线终端测试中能够通过外部设备(例如，自动测试器，ATE)生成测试信号sTEST(t)，并通过外部引脚或测试垫将其输送到MMIC中。在这种情况下，测试信号发生器电路(TSG)仅需要调制器111。
图5所示的测试信号发生器电路(TSG)适于测试布置在RX信道中电路部件的功能。对雷达系统的几个或所有RX信道可以重复该测试。下面将参考图6进行说明，图5所示的测试信号发生器电路(TSG)不适合定量检测RX信道中接收器电路的线性度，即不适合测量由非线性引起的失真。线性度的可能值可以是例如所有互调分量(IMPS)功率和测试信号sTEST(t)功率的比值。对于线性度的定量表征而言，高频测试信号sRFTEST(t)应该是高品质的双音频信号或N音频信号(频移偏移了载波频率fLO)。然而，理论情况下，该信号sTEST(t)是完美的双音频信号，所述高频测试信号sRFTEST(t)可以包含互调分量和谐波，并且在测量中可以不再区分，是否在模拟和数字雷达信号y(t)或y[n]由调制器111或接收混频器104生成互调分量。因此，调制器111应具有相对高的线性度。在MMIC实际实施例中，因为调制器111的线性度通常不明显好于接收混频器104的线性度，所以图5中简单的测试信号发生器电路(TSG)不适合定量表征集成在MMIC中的高频接收器电路的线性度。
图6示出了基于示例性频谱，检测接收器电路输出信号(模拟或数字雷达信号y(t)或y[n])的互调分量以及确定互调分量的功率。图6的图(a)例示了双音频信号的频谱作为测试信号sTEST(t)的例子；该频谱基本上包括两条谱线，一条频率为f1，一条频率为f2。如上所述，该测试信号sTEST(t)由调制器111(见图5)转化为高频并且将所得到的高频测试信号sRFTEST(t))输送到接收信道中(见图5，RX信道RX01)，并通过接收混频器104再次混频到基带中。接收信道中所得输出信号y[n]的频谱示例性地在图6的图(a)中示出。因此，所得基带信号的频谱还包括频率f1和f2处的两个频谱线，但另外还包括高阶谐波和互调分量(IMP)的其他谱线。如上所述取代单音频信号，频率f1和f2也可以指或多或少的窄频带调制信号，其包括有限带宽的非重叠频带(例如，以f1或f2作为中心频率)。
由于谐波失真，附加的频谱线是频率f1和f2的整数倍，即m·f1和n·f2(m,n＝2，3，4...)。互调分量的附加谱线是频率f1和f2的整数倍的和，即k·f1+l·f2(k＝±1,±2,±3,…,并且l＝±1,±2,±3,…)。由于因子k和l也可以是负数，所以所述“和”还包括频率f1和f2的整数倍的差。在频率k·f1+l·f2处的频谱线的功率相对于双音频信号(图6的图(a))的功率比值，可以作为相应接收信道的接收器电路线性度的度量，其中线性度越大，那么互调分量和高谐波的功率越小。
互调分量的功率因此可以用作线性度的度量。在图5所示的实施例中存在这样的问题，当通过测试信号sTEST(t)调制LO信号sLO(t)(见图5，调制器111)时，双音频测试信号sTEST(t)被变换成高频。然而，因为调制器111本身导致互调分量，因此基于测量的频谱(参见图6，图(b))，不能明确地确定互调分量是否实际上是由接收器电路(例如，混频器104)引起的，或者由调制器111引起的。出于这个原因，图5的电路虽然可以用于测试RX信道RX01中接收器电路本身的功能，但它是不适合于定量测定所述接收器电路(混频器104)的线性度。对于定量确定，需要高质量的高频测试信号sRFTEST(t)，其没有互调分量，因此在频谱中检测到的互调分量可以明确地归因于接收电路。
图7示出了改进的测试信号发生器电路(TSG)的示例，其可以用在MMIC中而不是图5中所示的电路中生成高频测试信号。如图7所示，测试信号发生器电路(TSG)可以包括两个信号源SQ1和SQ2，其输出信号分别表示为s1(t)和s2(t)。如果要生成N音频信号而不是双音频信号，则可以提供两个以上的信号源。在所示的示例中，信号源SQ1和SQ2布置在相同的MMIC中(例如RX信道RX01)。但是，对于生产线终端测试，信号s1(t)或s2(t)也可以在外部测试设备中生成，并通过引脚或测试焊盘输送到MMIC中。
在图7所示的例子中，信号源SQ1和SQ2均包括数字信号发生器(DSG)112a和112b以及模拟数字转换器113a，113b。第一信号发生器112a的输出信号由s1[n]表示，第二信号发生器112b的输出信号由s2[n]表示。数字信号s1[n]和s2[n]分别由模数转换器113a和113b转换成模拟信号s1(t)和s2(t)，它们在信号源SQ1和SQ2的输出端可用，或者，可以生成模拟信号。无论信号源SQ1或SQ2的实施方式如何，两个(或更多个)信号源SQ1和SQ2的输出信号是频率或相位(或频率和相位)不同的单音频信号。
测试信号发生器电路(TSG)包括用于每个信号源SQ1或SQ2的调制器。在两个单音频信号s1(t)和s2(t)的情况下，第一信号源SQ1之后是第一调制器111a和第二信号源SQ2之后是第二调制器111b。在两个以上信号源的示例中，相应地提供了两个以上的调制器。调制器111a和111b被配置为通过信号源SQ1和SQ2的输出信号s1(t)和s2(t)调制高频振荡器信号如LO信号sLO(t)。所得到的调制高频信号被表示为sRF1(t)和sRF2(t)。两个高频信号sRF1(t)和sRF2(t)输入到高频合并电路114中，该高频合并电路114可以例如实施为威尔金森功率合并器。高频合并电路114的其他有源或无源实施是可能的。根据实施例，高频合并电路114被配置为在高频测试信号sRFTEST(t)的输出端形成两个高频信号sRF1(t)和sRF2(t)的线性合并。在这种情况下，高频测试信号sRFTEST(t)等于g1·sRF1(t)+g2·sRF2(t)，其中所述因素g1和g2为增益，通常是相同的(g1＝g2)，也可以是小于1。
与图5的例子不同，两个调制器被用于通过双音频信号生成调制高频测试信号，其分别通过单音频信号(信号s1(t)和s2(t))调制高频振荡器信号。在N音频信号的情况下，N个调制器用于生成N个调制的高频信号(通过相应单音频信号)。使用多个调制器(单音频信号作为调制信号被提供给相应调制器)有这样的效果，在调制器中虽然出现谐波失真但没有出现互调失真。然而，即使例如代替四个单音频信号和四个调制器，仅使用两个双音频信号和两个调制器并通过四个音频来调制高频振荡器信号，与该情况相比，只使用一个调制器可以实现改进(减少互调分量)。如果互调分量仍然在确定输出信号的频谱中出现(例如，参见图5，信号y[n])，则可以将这些互调分量明确地归因于相应接收信道的接收器电路，特别是相应的接收混频器。
图8示出了改进测试信号生成电路(TSG)的另一示例。在所示的示例中，由信号源SQ1和SQ2生成的信号s1(t)和s2(t)是复值信号。即，s1(t)＝sI1(t)+j·sQ1(t)和s2(t)＝sI2(t)+j·sQ2(t)，其中信号分量sI1(t)和sI2(t)被称为同相分量，和信号分量sQ1(t)和sQ2(t)被称为正交分量(j表示虚数单位)。在这种情况下，信号s1(t)和s2(t)是单音频信号，通常形式为s1(t)＝A1·exp(j·2πf1·t)或s2(t)＝A2·exp(j·2πf2·t)，其中A1和A2分别表示信号幅度，exp(·)表示自然指数函数。在信号源SQ1和SQ2数字化的实施情况中，这些信号源可以分别具有两个模数转换器113a，113a'和113b，113b'(或者相应的具有两个信道的模数转换器)，将数字同相信号分量sI1(t)和sI2(t)以及数字正交信号分量sQ1(t)和sQ2(t)转换为模拟信号。模数信号生成器设计用于生成复值单音频信号(本身是已知)，因此这里不再详细解释。
在复值单音频信号s1(t)和s2(t)的实施中，相关联的调制器111a和111b可以配置为IQ调制器。IQ调制器本身是已知的，因此这里不再进一步解释。IQ调制器在其他名称也是已知的，例如正交调制器，正交上变频器和笛卡尔上变频器等。本质上，IQ调制器引起LO信号sLO(t)的单边带调制。如图7前述例子，调制器111a和111b的输出信号sRF1(t)和sRF2(t)由高频合并电路114合并，其也可以被配置为威尔金森功率合并器。在这种情况下，高频合并电路114的输出信号sRFTEST(t)是高频信号sRF1(t)和sRF2(t)的线性合并。由于(复值)单音频信号输送到IQ调制器111a和111b作为调制信号，因此仅生成高阶谐波而没有互调分量。合并信号sRFTEST(t)也不包含互调分量。
如上所述，通过两个或多个单音频信号独立调制高频振荡器信号sLO(t)和随后(线性)合并调制的高频信号有以下效果，在高频测试信号sRFTEST(t)中不存在互调分量。因此在接收信道(参见图5，RX信道RX01)输出信号y[n]的光谱中确定的互调分量可以明确地归因于接收信道相应的接收器电路。该情况在图9中所示的光谱中以示例的方式示出。第三图(下图)显示了RX信道输出信号y[n]的光谱，在接收器电路完全线性(理论)的情况下，没有出现互调分量。在测试信号发生器电路(TSG)的调制器111a和111b中，由于谐波失真出现高阶谐波。与图6所示的情况不同，在测试信号发生器电路(TSG)中不生成互调分量，因为对于每个单音频信号规定了单独的调制器。图9的第一图(上图)表示由频率为f1的第一单音频信号s1(t)引起的部分频谱；图9的第二图(中间图)表示由频率f2的第二单音频信号s2(t)引起的部分频谱。
如果RX信道输出信号y[n]的频谱中(参见图9的下图)出现互调分量，则这些可以明确地归因于相应RX信道接收器电路的非线性，从而使接收器电路的线性度的定量测量是可能的。由于高频测试信号不包括频率为k·f1+l·f2其中k≠0和l≠0(k和l是整数)的频谱线(由于调制偏移了频率fLO)，也就是说，没有互调分量，那么可能出现的互调分量必定是由接收器电路的非线性产生的，例如接收混频器104。一般而言，在RX信道输出信号y[n]的频谱中，频谱线(例如，由于互调分量)源自相关信道的接收器电路的非线性，其中频谱线在高频测试信号sRFTEST(t)中没有对应关系(即没有相应的谱线)。
图10示出了基于所得光谱生成高频测试信号的另一替代方案，其可以在图7和图8的示例中使用。如图9的示例，图10的第一图(上图)示出了频率f1的第一单音频信号s1(t)引起的部分频谱，以及图10的第二图(中间图)示出了频率为f2的第二单音频信号s2(t)引起的部分频谱。第三图(下图)示出了接收器电路完全线性的(理论)情况下RX信道输出信号y[n]的频谱，因此不会出现互调分量。
与前一种情况不同，在所示的示例中，两个频率f1和f2是相同的(f1＝f2)。两个单音频信号s1(t)和s2(t)的相位不同，其中固有振动相位差是90°(即π/2)或是奇数倍。在图示的例子中，第一信号s1(t)的相位是0°以及第二信号s2(t)的相位为90°。调制器111a，111b中生成的高阶谐波(2·f2,3·f2等)的相位(等)相应地相乘。因此，一阶谐波2·f2(＝2·f1)的相位是180°，因此高频合并电路114中的叠加导致相消干涉(见图7或8)。所得到的高频测试信号sRFTEST(t)在本示例中不是双音频信号，而是频率f1＝f2的单音频信号，但是通过使用两个单独的调制器来确保在高频测试信号sRFTEST(t)中频率为2·f2的二阶谐波消除。
在RX信道输出信号y[n]的频谱中(参见图10的下图)出现频率为2·f1频谱线，这可以清楚地归因于相应RX信道中接收器电路中的非线性。同样在这种情况下，定量测量接收器电路的线性度是可能的，因为一阶谐波的信号功率可以用作相关信道接收器电路的线性或非线性的度量，因为频率为2·f1的频谱线在高频测试信号sRFTEST(t)中没有对应关系(即没有相应的频谱线)。
图11和图12是以下方法示例的流程图，其在MMIC中生成高质量的高频测试信号(即基本上没有显著的互调分量)并测试MMIC中一个或多个RX信道的一个或多个接收器电路。图11示出了生成测试信号以及图12示出了测试MMIC中集成的接收器电路。在图示的例子中，该方法(步骤S1)包括通过第一单音频信号(见图7，信号s1(t)频率为f1，相位为)调制高频振荡器信号(见图5和图7，LO信号sLO(t))生成第一高频信号(见图7，高频信号sRF1(t))，以及(步骤S2)通过第二单音频信号(见图7，信号s2(t)频率为f2，相位为)调制高频振荡器信号生成第二高频信号(见图7，高频信号sRF2(t))。单音频信号的频率不同或相位不同或两者都不同(f1≠f2和/或)。高频测试信号(见图7，高频测试信号sRFTEST(t))(步骤S3)通过合并所述第一高频信号和第二高频信号而产生，由此很大程度可以防止产生互调分量。
如上所述，可以通过集成在MMIC中的信号源生成两个单音频信号(见图7和8，信号源SQ1和SQ2)，或在外部测试设备中生成并输送到MMIC中。高频测试信号(例如通过耦合器)将被输送到接收器电路中，以便将其输送到接收混频器的高频输入端(见如图5，耦合器110，接收混频器104)。接收混频器实现高频测试信号向下混频到基带中(见图12，步骤S4)。基带信号(例如，模拟处理)可以被认为是接收器电路的输出信号(见图5，信号y(t))；该输出信号被数字化(见图5，数字输出信号y[n])，其允许数字化处理(见图12，步骤S5)。数字化进一步处理包括数字化信号的频谱分析，其中计算至少部分频谱(例如，功率密度频谱)。最后，在频谱中可以检测到那些与高频测试信号没有对应关系(即没有相应的谱线)的频谱线。这些检测到的谱线可以归因于接收器电路的非线性。这些谱线的功率也可被用作接收器电路线性度的量度，特别是接收混频器，其中线性度越高，被检测的光谱线的功率或幅度越小，其在高频测试信号中没有对应关系。

Claims (27)

1.一种电路，包括：
输入电路节点，用于接收高频振荡器信号(sLO(t))；
第一调制器(111a)，被配置为通过使用第一信号(s1(t))调制所述高频振荡器信号(sLO(t))以生成第一高频信号(sRF1(t))；
第二调制器(111b)，被配置为通过使用第二信号(s2(t))调制所述高频振荡器信号(sLO(t))以生成第二高频信号(sRF2(t))；和
高频合并电路(114)，被配置为通过合并所述第一高频信号(sRF1(t))和所述第二高频信号(sRF2(t))以生成高频测试信号(sRFTEST(t))。
2.根据权利要求1所述的电路，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))是频率和/或相位不同的音频信号。
3.根据权利要求1所述的电路，还包括：
信号源，被配置为生成所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))分别具有基本单个的频率(f1，f2)和相位
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一信号源包括：
第一数字信号发生器(112a)和位于下游的第一数模转换器(113a)，所述第一数模转换器(113a)被配置为提供第一信号(s1(t))作为输出信号；和
第二数字信号发生器(112b)和位于下游的第二数模转换器(113b)，所述第二数模转换器(113b)被配置为提供第二信号(s2(t))作为输出信号。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电路，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))分别是复值信号，其相应地通过同相信号分量(s1I(t)，s2I(t))和正交信号分量(s1Q(t)，s2Q(t))表示，
其中所述第一调制器(111a)和所述第二调制器(111b)是IQ调制器。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电路，还包括：
高频接收电路，其包括接收混频器(104)和位于所述接收混频器(104)上游的耦合器(110)，所述耦合器(110)被配置为接收所述高频测试信号(sRFTEST(t))并传递到所述接收混频器(104)的高频输入端。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述高频接收电路还包括：
模数转换器(30)，其与所述接收混频器(104)的输出端耦合，并且被配置为将所述接收混频器(104)的输出信号数字化并生成相应的数字信号(y[n])。
8.根据权利要求7所述的电路，还包括：
处理器(40)，其与所送模数转换器(30)耦合并且被配置为计算所述数字信号(y[n])的至少部分频谱。
9.根据权利要求8所述的电路，
其中所述处理器(40)还被配置为基于所述数字信号(y[n])的频谱提供关于所述高频接收电路的线性度的信息。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述高频接收电路还包括：
高频放大器(103)，其连接在所述耦合器(110)和所述接收混频器(104)之间，
其中关于所述高频接收电路的线性度的信息包括：关于所述高频放大器(103)和所述接收混频器合并的线性度的信息。
11.根据权利要求9或10的电路，
其中关于所述高频接收电路的线性度的信息包括：关于所述数字信号(y[n])的与所述高频测试信号(sRFTEST(t))没有对应关系的频谱线的信息。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的电路，
其中所述第一高频信号(sRF1(t))包括以下频谱线：其与所述第一信号(s1(t))的频率的整数倍相对应，并且偏移所述高频振荡器信号(sLO(t))的频率，
其中所述第二高频信号(sRF2(t))包括以下频谱线：其与所述第二信号(s2(t))的频率的整数倍相对应，并且偏移所述高频振荡器信号(sLO(t))的频率，并且
其中所述第一高频信号(sRF1(t))和所述第二高频信号(sRF2(t))不包括以下频谱线：其与所述第一信号(s1(t))的频率的整数倍与所述第二信号(s2(t))的频率的整数倍的和和/或差相对应，并且偏移所述高频振荡器信号(sLO(t))的频率。
13.根据权利要求2所述的电路，
其中所述音频信号是单音频信号。
14.一种方法，包括：
通过使用第一信号(s1(t))调制高频振荡器信号(sLO(t))以生成第一高频信号(sRF1(t))；
通过使用第二信号(s2(t))调制所述高频振荡器信号(sLO(t))以生成第二高频信号(sRF2(t))；和
通过合并所述第一高频信号(sRF1(t))和所述第二高频信号(sRF2(t))以生成高频测试信号(sRFTEST(t))。
15.根据权利要求14所述的方法，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))是频率和/或相位不同的音频信号。
16.根据权利要求15所述的方法，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))分别被生成为复值信号，其分别通过同相信号分量(s1I(t)，s2I(t))和正交信号分量(s1Q(t)，s2Q(t))表示，并且
其中调制所述高频振荡器信号(sLO(t))是通过IQ调制器(111a，111b)实现的。
17.根据权利要求14至16中任一项所述的方法，还包括：
将所述高频测试信号(sRFTEST(t))耦合到具有接收混频器(104)的所述高频接收电路，使得所述高频测试信号(sRFTEST(t))被施加到所述接收混频器(104)的输入端。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括：
数字化所述高频接收电路的输出信号y(t)；和
计算数字化信号(y[n])的至少部分频谱。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括：
基于所述数字化信号(y[n])的频谱提供关于所述高频接收电路的线性度的信息。
20.根据权利要求19所述的方法，
其中关于所述高频接收电路的线性度的信息包括：关于所述数字化信号(y[n])的与所述高频测试信号(sRFTEST(t))没有对应关系的频谱线的信息。
21.根据权利要求15所述的方法，
其中所述音频信号是单音频信号。
22.一种高频接收设备，包括：
天线输入端，用于连接天线(6)；
高频信号源(101)，其被配置为提供高频振荡器信号(sLO(t))；
用于生成高频测试信号(sRFTEST(t))的电路；
接收混频器(104)，其包括高频输入端和高频输出端；
耦合器(110)，其与所述天线输入端、所述用于生成高频测试信号(sRFTEST(t))的电路的输出端以及所述接收混频器(104)的高频输入端相连接，并且被配置为将所述高频测试信号(sRFTEST(t))传输到所述接收混频器(104)的高频输入端；
其中所述用于生成高频测试信号(sRFTEST(t))的电路包括：
输入电路节点，其与所述高频信号源(101)耦合以接收所述高频振荡器信号(sLO(t))；
第一调制器(111a)，其被配置为通过使用第一信号(s1(t))调制所述高频振荡器信号(sLO(t))以生成第一高频信号(sRF1(t))；
第二调制器(111b)，其被配置为通过使用第二信号(s2(t))调制所述高频振荡器信号(sLO(t))以生成第二高频信号(sRF2(t))；
高频合并电路(114)，其被配置为通过合并所述第一高频信号(sRF1(t))和所述第二高频信号(sRF2(t))以生成高频测试信号(sRFTEST(t))。
23.根据权利要求22所述的高频接收设备，
其中所述第一信号(s1(t))和所述第二信号(s2(t))是频率和/或相位不同的音频信号。
24.根据权利要求23所述的高频接收设备，
其中所述音频信号是单音频信号。
25.一种方法，包括：
通过将相位或频率成对不同的多个调制信号调制到高频信号(sLO(t))以生成高频测试信号(sRFTEST(t))；和
将所述高频测试信号(sRFTEST(t))输送到至少一个高频电路中。
26.一种电路，包括：
输入电路节点，用于接收高频振荡器信号(sLO(t))；
测试信号发生器电路(TSG)，包括至少一个调制器(111，111a，111b)，并且被配置为通过调制高频振荡器信号(sLO(t))生成高频测试信号(sRFTEST(t))；
至少一个接收信道(RX01)，包括接收器电路和耦合器(110)，所述耦合器(110)被配置为将所述高频测试信号(sRFTEST(t))输送到所述接收器电路中。
27.根据权利要求26所述的电路，其中所述测试信号发生器电路(TSG)包括：
至少两个调制器(111a，111b)；和
高频合并电路(114)，其耦合到所述调制器(111a，111b)的输出端。
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