CN108292837A - 用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换 - Google Patents

用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换 Download PDF

Info

Publication number
CN108292837A
CN108292837A CN201680067719.4A CN201680067719A CN108292837A CN 108292837 A CN108292837 A CN 108292837A CN 201680067719 A CN201680067719 A CN 201680067719A CN 108292837 A CN108292837 A CN 108292837A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
transistor
terminal
circuit
grid
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680067719.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108292837B (zh
Inventor
马克·D·克里齐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cept Technology LLC
Original Assignee
Cept Technology LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cept Technology LLC filed Critical Cept Technology LLC
Priority to CN201911355453.5A priority Critical patent/CN110994547B/zh
Publication of CN108292837A publication Critical patent/CN108292837A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108292837B publication Critical patent/CN108292837B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H02H3/085—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current making use of a thermal sensor, e.g. thermistor, heated by the excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
    • H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
    • H01L27/0251—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices
    • H01L27/0266—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices using field effect transistors as protective elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
    • H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
    • H01L27/0251—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices
    • H01L27/0288—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection for MOS devices using passive elements as protective elements, e.g. resistors, capacitors, inductors, spark-gaps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H3/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection
    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
    • H02H3/087—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current for dc applications
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/02—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess current
    • H02H9/025—Current limitation using field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K2017/6875—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using self-conductive, depletion FETs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

具有一个主晶体管或并联的多个主晶体管的器件保护电子电路免受过流状况的影响。可选地，这些器件只具有两个端子并且不需要辅助电力便可进行操作。在这些器件中，器件两端的电压降提供了向该器件供电的电能。第三端子或第四端子可以出现于其他器件中，从而允许另外的过流和过压监测机会。自催化式电压转换允许某些器件快速限制或阻断出现的过流。

Description

用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换
相关申请的交叉引用
本申请根据PCT条约第8条和35U.S.C.§119(e)要求享有下列各项美国临时专利申请的优先权的权益：
(a)于2015年9月21日递交的、题为“OΝΕ-TRANSISTOR DEVICES FOR PROTECTINGCIRCUITS AND AUTOCATALYTIC VOLTAGE CONVERSION THEREFOR(用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换)”的美国临时专利申请No.62/221,428；
(b)于2016年1月21日递交的、题为“OΝΕ-TRANSISTOR DEVICES FOR PROTECTINGCIRCUITS AND AUTOCATALYTIC VOLTAGE CONVERSION THEREFOR(用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换)”的美国临时专利申请No.62/281,453；
(c)于2016年4月1日递交的、题为“OΝΕ-TRANSISTOR DEVICES FOR PROTECTINGCIRCUITS AND AUTOCATALYTIC VOLTAGE CONVERSION THEREFOR(用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换)”的美国临时专利申请No.62/317,092；以及
(d)于2016年6月17日递交的、题为“OΝΕ-TRANSISTOR DEVICES FOR PROTECTINGCIRCUITS AND AUTOCATALYTIC VOLTAGE CONVERSION THEREFOR(用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换)”的美国临时专利申请No.62/351,625。
上述临时专利申请(a)-(d)中的每一个通过引用被完整结合于此。
版权声明
本专利文件的公开内容的一部分包含受版权保护的材料。版权所有者并不反对任何人对专利文献或者专利公开内容进行复制，因为它出现在专利和商标局专利文件或者记录中，但是在别的方面保留全部版权权利。
技术领域
本发明涉及用于保护电子电路的器件和方法。
背景技术
目前，利用单个晶体管来阻断危险电流的各种尝试都面临着相当大的困难。当两个晶体管串联放置在要保护的电路的主电流路径中时，其中一个晶体管两端的电压降可用于另一晶体管的栅极。然而，出于在常规的、长期操作期间提供用于保护电路的高效且有效的器件的目的而尝试利用单个晶体管上的电压降来驱动其自身的栅极的方式还未取得成功。当过流状况出现时，必须迅速检测到该状况并对其进行处理。若单个晶体管器件反应太慢，那么受该器件保护的电路就会受到损害。而且，若单个晶体管花费很长时间才能进入阻断耗尽模式，单个晶体管自身也会因流过该晶体管的过流而受损。类似地，太慢地进入电流限制模式也可能会使受保护的电路和晶体管受损。
可选地，可以使用辅助电源来控制被置于所要保护的电路的主电流路径中的单个晶体管的栅极以使该电路免受过流状况的影响。辅助电力可以来源于除所要保护的电路以外的源，例如，独立市电电源或长寿命锂离子电池。但是，如果辅助电源自身经受过流状况，或者仅仅只是辅助电源消失了(如电池放电的情况那样)，则单个晶体管可能被损坏或者不能够再进行操作，从而使所要保护的电路受损，或者使该电路完全不受保护。此外，辅助电力需求会浪费能源，并会对受保护电路提出额外的热能耗散的要求。
常开型晶体管在某些情况下，例如，当其栅极与其源极短路并且其漏极到其源极的电压降超过晶体管的特性阈值电压时，可能展现出电流限制特性。然而，实现电流限制行为所需的电压对于许多应用而言通常高到不能被接受。此外，晶体管必然会显现出至少几个欧姆的导通电阻，因而在正常电流状况下会导致显著的功率损耗。晶体管的阈值电压的变化、功率损耗、由这样的晶体管产的热量、以及其他障碍使得在许多情况下仅利用单个晶体管自身作为电流限制器件是不切实际的。
需要无需辅助电源便可更有效地保护低功率和高功率电路应用、向具有严格或敏感能量要求的任何电路提供服务、并且充分保护电路的电路保护器件。
发明内容
申请人意外地发现了通过使用主晶体管或彼此并联的多个主晶体管来在电路的常规操作中出现过流状况时有效且快速地保护电路的器件和方法。同样意外地发现，这些晶体管在许多情况下都是耗尽型、常开型晶体管。此外，在一些实施例中，这些晶体管仅使用所要保护器件两端的电压降来进行操作，而无需任何辅助电力。另外的实施例允许对危险的过流选择性地限制、阻断、或限制与阻断。在又一些实施例中，自催化式电压转换意外地提供了从导通到限制或阻断危险电流的快速转换。
本发明的一些实施例被配置为通过提供操作为在正常电流状况期间传送电流并且随后当过流状况出现时进入阻断耗尽模式的晶体管来保护电路免受过流状况的影响。如本文所使用的，“阻断耗尽”指示晶体管已移至超过其阈值电压(VTH)的耗尽区，并且在其源极与其漏极之间基本上是不导通的。其他实施例被配置为通过提供操作为在正常电流状况期间传送电流并且随后当过流状况出现时进入电流限制模式的晶体管来保护电路免受过流状况的影响。如本文所使用的，“电流限制模式”指示晶体管具有使得晶体管在其源极和漏极之间既不是完全导通也不是基本不导通的栅极偏压。在一些情况下，当晶体管处于电流限制模式时，在漏极和源极之间传送的电流在给定的漏极和源极之间的电压降范围内是基本恒定的。又一些实施例被配置为通过提供操作为在正常电流状况期间传送电流并且随后当轻微过流状况出现时进入电流限制模式而随后在过流状况变得严重的情况下进入阻断耗尽模式的晶体管来保护电路免受过流状况的影响。“轻微”和“严重”的过流状况是相对的，并且取决于预计的功率负载、所要保护电路的灵敏度以及其他因素。在一些情况下，当流过本发明的器件或将要流过本发明的器件的电流不超过某个电流阈值时，存在轻微过流状况。当流过本发明的器件或将要流过本发明的器件的电流大于某一电流阈值时，存在严重过流状况。“将流过器件”的电流的意思是器件在不处于电流限制模式或阻断耗尽模式时的预期电流。该阈值是所要保护电路的最大预期电流负荷的例如10％、50％、100％、200％、500％、或1000％的任何合适的阈值。在其他情况下，该阈值是表示超过所要保护电路的最大预期电流负荷0.1A、0.5A、1A、5A、10A、50A、100A、1000A、10000A、或100000A的阈值。
因此，某些实施例提供了用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，每个器件包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适于接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管驱动进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，并在过流状况期间基本阻断电流。
另外的实施例涉及用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和轻微过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入电流限制模式中；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第三正电压和严重过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，在轻微过流状况期间限制电流，并在严重过流状况期间基本阻断电流。
另外的其他实施例涉及与上述器件类似的器件，这些器件还包括适于被放置为与第二端子分叉式电连通的第三端子。驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收从第二端子和第三端子之间的电压导出的输入电压并将该输入电压转换为可释放存储的电压。
另外的实施例涉及与上述器件相似的器件，还包括适于被放置为与主电流路径分叉式电连通的第三端子和第四端子。驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适于接收从第三端子和第四端子之间的电压导出的输入电压，并将该输入电压转换为可释放存储的电压。
其他实施例提供了用于保护电路免受过流状况影响的方法，其中每种方法包括：
提供一种器件，该器件具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式中，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
其他实施例涉及用于保护电路免受过流状况影响的方法，其中每种方法包括：
提供一种器件，该器件具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过器件或被器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
其他实施例涉及用于保护电路免受过流状况影响的方法，其中每种方法包括：
提供一种器件，该器件具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过器件或被器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将该浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
某些实施例涉及用于保护电路免受过流状况影响的方法，其中每种方法包括：
提供一种器件，该器件具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
将该浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
其他实施例涉及用于保护电路免受过流状况影响的方法，其中每种方法包括：
提供一种器件，该器件具有
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
将该浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
本发明的其他实施例涉及与前述方法类似的方法，其中，该器件包括主电流路径中的第一端子和第二端子以及与第二端子分叉式电连通的第三端子。根据上述方法，第二端子和第三端子之间的电压被转换以获得可释放存储的电压或者被自催化式地转换以获得可释放存储的电压，最终视情况而允许、限制或阻断电流流过器件。一旦电流被限制或阻断，在某些情况下，可以通过电路中的其他点(例如，在第一端子与第二端子和第三端子中的一者或两者之间的点)来确定复位的进行，以允许(从阻断复位至)满载或限制电流。
本发明的又一些实施例涉及类似于前述方法的方法，其中，该器件包括主电流路径中的第一端子和第二端子以及被放置为与主电流路径分叉式电连通的第三端子和第四端子。根据上述方法，第三端子和第四端子之间的电压被转换以获得可释放存储的电压或者被自催化式地转换以获得可释放存储的电压，最终视情况而允许、限制或阻断电流流过器件。一旦电流被限制或阻断，在某些情况下，可以通过电路中的其他点(例如，在第一端子与第二端子和第三端子和第四端子中的一者或多者之间的点)来确定复位的进行，以允许(从阻断复位至)满载或限制电流。
又一些实施例提供了电压转换器电路，包括：
第一输入引线和第二输入引线，该第一输入引线和第二输入引线被配置为接收输入电压；
至少一个输出引线，该至少一个输出引线被配置为传送转换电压；
其中，电压转换器电路被配置为将输入电压自催化式地转换为转换电压。
本发明的某些实施例涉及将输入电压自催化式地转换为转换电压的方法，其中每种方法包括：
用输入电压对并联式电连通的多个电容器充电；
对该多个电容器进行切换，使得这些电容器被灵活地配置为串联式电连通以提供转换电压；
其中，转换电压或其一部分驱动至少一些切换，从而将输入电压自催化式地转换为转换电压。
本发明的某些其他实施例涉及提供振荡器以促进一个或多个组件的操作的器件。振荡可以出现在一个或多个频率上。如本文描述的，可以例如通过对持续使用式电压转换器和/或持续使用式电压浮置器(在下面被描述)进行调制来有效地控制和应用这些振荡，以保护电路免受持续过流状况的影响。
另外的实施例涉及制造本发明的各种实施例的器件的方法。
虽然本公开提供了某些具体实施例，但是本发明不限于这些实施例。本领域普通技术人员从本文的描述中可以理解的是，可以对所描述的实施例做出各种修改，并且因此说明书的范围比所描述的实施例的范围更宽。因此，所有示例是非限制性的。
附图说明
图1概念性地描绘了包括具有控制第一晶体管150的驱动器电路130的器件100的本发明的一个实施例。
图2概念性地描绘了另一实施例，即类似于器件100的还包括开关160的器件200。
图3概念性地描绘了本发明的另一实施例，其包括具有被配置为在第一栅极153处施加栅极电压的电压转换器电路340和电荷保持电路370的器件300。
图4概念性地描绘了另一实施例，即其中的驱动器电路430包括单发式电压转换器442和持续使用式电压转换器444的器件400。
图5、图6和图7概念性地描绘了显示助推启动式电压转换器541、电压转换器543和负载550的替代配置的若干实施例。
图8概念性地描绘了附加实施例器件800，其中的驱动器电路830包括电压浮置电路880。
图9概念性地描绘了另一实施例器件900，包括电压电平复位电路965、电流监测电路1075、组合的电压转换器和电压浮置器945、以及可选的计时器电路1085。
图10概念性地描绘了附加实施例器件1000，包括振荡器1095、计时器电路1085、和电流监测电路1075。
图11示出了栅极保护电路的若干实施例。
图12概念性地描绘了实施例器件1200，其中，驱动器电路1230包括用于转换电压的并联到串联切换电容器网络1240。
图13概念性地描绘了实施例器件1300，其中，驱动器电路1330包括用于自催化式地转换电压的自催化式并联到串联切换电容器网络1340。
图14概念性地描绘了实施例器件1400，其中，驱动器电路1430包括用于自催化式地转换电压的自催化式电压转换器1440。
图15以流程图的形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况的创造性方法1500。
图16以流程图的形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况的另一创造性方法1600。
图17以流程图的形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况的创造性方法1700。
图18以流程图的形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况的创造性方法1800。
图19以流程图的形式描绘了用于使用并联到串联切换电容器网络来自催化式地转换电压的创造性方法1900。
图20提供了被配置为使得第一晶体管2050在过流状况期间阻断第一端子2010与第二端子2020之间的电流的器件2000的布线图。
图21提供了类似于器件2000的器件2100的布线图，但是该器件2100具有彼此并联布置并且被配置为在过流状况期间阻断第一端子2010和第二端子2020之间的电流的两个晶体管2051、2052。
图22提供了类似于器件2000的添加了额外的电荷保持电路的器件2200的布线图。
图23提供了类似于器件2200的添加了开关晶体管2061、2062的器件2300的布线图。
图24提供了类似于器件2300但添加了振荡器2495的器件2400的布线图。
图25提供了类似于器件2400但添加了包括电容器2585和电阻器2586的延迟块计时器电路的器件2500的布线图。
图26提供了类似于器件2500但添加了齐纳二极管2631、2632形式的栅极保护电路的器件2600的布线图。
图27提供了类似于器件2600但添加了晶体管2733和电阻器2734形式的又一栅极保护电路的器件2700的布线图。
图28提供了类似于器件2700的器件2800的布线图，但是该器件2800添加了一旦过流状况消退就允许器件2800进行复位的电压电平复位电路2790。
图29提供了描绘并联充电(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络2900的一个实施例的布线图。
图30提供了描绘并联充电(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3000的一个实施例的布线图。
图31提供了描绘并联充电(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3100的一个实施例的布线图。
图32提供了描绘并联充电(左侧)并串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3200的一个实施例的布线图。
图33提供了用于构建并联到串联切换电容器网络的构建块1-9和14的实施例的布线图。
图34提供了被配置为将输入电压转换为可释放式存储的电压的并联到串联切换电容器网络3300的实施例的布线图。
图35提供了被配置为将输入电压转换为可释放式存储的电压的并联到串联切换电容器网络3400的另一实施例的布线图。
图36提供了用于生成图37的数据的自催化式并联到串联切换电容器器件3500的一个实施例的布线图。
图37示出了使用器件3500的自催化式电压转换。
图38提供了用于生成图39的数据的自催化式并联到串联切换电容器器件3801的一个实施例的布线图。
图39示出了使用器件3801的自催化式电压转换。
图40提供了自催化式并联到串联切换电容器器件4001的一个实施例的布线图。
图41提供了并联到串联切换电容器网络3700的一个实施例的布线图。
图42提供了表示并联到串联切换电容器网络3700的示意结构3800。
图43提供了采用示意结构3800的一个实施例器件3900的布线图。
图44提供了同样采用示意结构3800的另一实施例器件4000的布线图。
图45提供了采用示意结构3800的另一实施例器件4100的布线图。
图46提供了采用示意结构3800的另一实施例器件4200的布线图。
图47提供了采用并联到串联切换电容器网络4310的另一实施例器件4300的布线图。
图48提供了采用电感器4430的实施例器件4400的布线图。
图49提供了可以被配置为阻断交流环境中的过流的两个晶体管4551、4552的布线图。
图50提供了可以被配置为阻断交流环境中的过流的两个晶体管4551、4552和整流桥4640的布线图。
图51提供了采用被配置为阻断交流环境中的过流的晶体管4551、4552和整流桥4640的实施例器件4700的布线图。
图52提供了被配置为阻断过流电流的另一实施例器件4800的布线图，其中，至少一些组件执行本文描述的多个功能。
图53和图68-图69提供了被配置为当出现过流状况时限制电流的另一实施例器件5300的布线图。
图54示出了在模拟过流状况期间器件5300的电流限制行为。
图55示出了器件5300的电流限制行为，其中，器件开始电流限制时的电流大于所限制的电流。
图56和图70-图72提供了包括导通复位电路5690的又一实施例器件5600的布线图。
图57示出了在模拟过流状况期间器件5600的电流限制行为。
图58和图73-图74提供了包括复执(retry)和锁存电路5888的另一实施例器件5800的布线图。
图59示出了经受一系列模拟过流状况的器件5800的电流限制行为，这导致器件5800锁存到全导通模式。
图60和图75-图76提供了被配置为当过流状况消退时从阻断耗尽模式复位为电流限制模式的另一实施例器件6000的布线图。
图61示出了在模拟过流状况期间器件6000的电流限制、电流阻断以及复位到电流限制模式的行为。
图62和图77-图79提供了又一实施例器件6200的布线图，该器件可以按要求被配置为限制电流、阻断电流、从阻断耗尽模式复位到全导通模式或从阻断耗尽模式复位到电流限制模式。
图63示出了在模拟过流状况期间器件6200的电流限制、电流阻断、以及复位行为。
图64和图80-图82提供了另一实施例器件6400的布线图，该器件被配置为即使当器件两端的电压大于触发限制模式和阻断模式的电压时也会复位到限制电流模式。
图65示出了在模拟过流状况期间器件6400的电流限制、电流阻断、及复位行为。
图66和图83-图85提供了包括复执和锁存电路6688的另一实施例的器件6600的布线图。
图67示出了经受一系列模拟过流状况的器件6600的电流限制、电流阻断、及复位行为，这导致器件6600锁存到阻断耗尽模式。
图86概念性地描绘了另一实施例，即类似于器件100的还包括第三端子121的器件8600。
图87示意性地描绘了具有保护负载8775的第一端子8710、第二端子8720、和第三端子8721的器件8700。
图88概念性地描绘了类似于器件8600的还包括第四端子122的另一实施例器件8800。
图89示意性地描绘了具有保护负载8975的第一端子8910、第二端子8920、第三端子8921、和第四端子8922的器件8900。
图90提供了具有保护负载9075的第一端子9010、第二端子9020、和第三端子9021的又一实施例器件9000的布线图。
图91提供了包括克罗夫特-沃尔顿(Cockcroft-Walton)倍增器形式的切换电容器网络的电压转换器电路的实施例的布线图。
具体描述
根据需要，本文公开了本发明的详细实施例；然而，应该理解的是，所公开的实施例仅仅是可以以各种形式被实施的本发明的示例。这些图不一定按比例绘制，并且一些特征可能被放大以示出特定组件的细节。因此，本文公开的具体结构和功能细节不应被解释为限制性的，而是仅仅作为权利要求的基础和作为用于教导本领域技术人员以各种方式使用本发明的代表性基础。
除非另有定义，否则本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属领域的普通技术人员所普遍理解的相同含义。如果本文的术语有多个定义，除非另有说明，否则以本节中的定义为准。
除非另有明确说明，否则在本文所使用的短语“例如”、“诸如”、“包含”等处的短语“不限于”被理解为后续还有。类似地，“示例”，“示例性”等应被理解为非限制性的。
术语“基本上”允许不偏离主题词地影响预期目的的偏差。描述性术语被理解为由术语“基本上”来修饰，即使没有明确地给出单词“基本上”。
术语“大约”在与数值结合使用时，是指实际给定值，并且是对能够由本领域普通技术人员合理推断出的给定值的近似，包括由于实验和/或测量条件而对这种给定值的近似。
术语“包括”和“包含”以及“具有”和“有”(以及类似的“包罗”、“含有”、“具备”、和“拥有”)等可以互换使用并且具有相同含义。具体而言，每个术语被定义为与通用美国专利法对“包括”的定义一致，因此被解释为意指“至少是以下的”的开放术语，并且还被解释为不排除额外的特征、限制、方面等。因此，例如，“具有组件a、b、和c的器件”意指该器件至少包括组件a、b、和c。类似地，短语“涉及步骤a、b、和c的方法”意指该方法至少包括步骤a、b、和c。
除非上下文另有明确要求，否则在整个说明书和权利要求书中，词语“包括”、“包含”等将被解释为包含性的意义，而不是排他性或穷举性的意义；也就是说，是“包括但不限于”的意义。
在整个说明书中对现有技术的任何讨论决不应该被认为是承认这样的现有技术是众所周知的或者是构成本领域公知常识的部分。
本发明的目的是克服或改进现有技术的至少一个缺点，或提供有用的替代方案。
如上所述，某些实施例提供了一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管被串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路被适配为接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放式存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为施加该可释放式存储的电压或者其导出电压，作为相对于第一源极的第一栅极处的栅极电压；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和过流状况时，
驱动器电路被配置为通过施加可释放式存储的电压或其导出电压作为栅极电压来驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，并在过流状况期间基本阻断电流。其他一些实施例在过流状况期间仅限制电流；而另外一些实施例根据过流状况的严重性来限制或阻断电流。
如本文中所使用的，如在由本发明的各种实施例保护的电路中的“电路”指示完整的电路或其有用部分，或者实际上是可以传送危险电能量的路径。可以想到的是，本发明的器件可以通过阻止将要流过该器件的路径的过流抵达电路或其要保护部分来保护整个电路或仅其一部分。本发明的一个或多个器件可安置在该路径中。类似地，需要保护的敏感合成物、机器、介质或其他物项可以使用本发明的器件来避免电损坏或间接损坏，例如由静电放电触发的爆炸。
如本文所使用的，受保护电路中的“主电流路径”表示电流必会经过的单个路径，如果安置于该路径中的器件将电路断开或阻断通过该路径的电流，则基本上不会有电流在电路中流动。有时，本发明的器件可以保护较大电路的一部分；这部分是所要保护的电路。在本发明的器件内，主电流路径表示第一端子和第二端子之间的低电阻路径。在许多实施例中，低电阻路径仅具有被串联式地安置于器件内的主电流路径中的晶体管。这意味着在第一端子和第二端子之间流动的电流也流过第一晶体管的漏极和源极。在一些情况下，多个晶体管出现在器件内的主电流路径中；每个晶体管与多个晶体管中的其他晶体管并联式地电连通。这意味着所有的漏级都是相互平行的，所有的源极是相互平行的，所有的栅极也是相互平行的。在具有彼此并联的多个晶体管的情况下，电路上的器件可具有极低的电阻。在一些情况下，如本文所解释的，所有的漏极可以彼此直接并联电连通，并且所有的源极可以彼此直接并联电连通。这意味着漏极彼此电连接并且经历相同的电势，并且源极彼此电连接并且经历相同的电势。
如本文所使用的，“并联”或“并联电连通”指示所标识的组件通过硬连线永久地或者可变地或“灵活地”(例如通过使用可切换组件配置的晶体管或二极管所允许的那样)并联地配置在器件内。类似地，“串联”或“串联电连通”指示所标识的组件通过硬连线永久地或者可变地或“灵活地”(例如通过使用可切换组件配置的晶体管或二极管所允许的那样)串联地配置在器件内。有时，例如，如在并联到串联切换电容器网络的情况下，某些组件可能在某些状况下是并联配置的，然后在其他状况下被切换到串联。
申请人已发现监测所要保护电路的主电流路径之外的电流、电压或其他电信息可有利地促进对该电路的保护。因此，本发明的某些实施例具有用于这种“分叉式(bifurcated)”监控的第三端子、或第三端子和第四端子。在一些情况下，第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通。这意味着，在本发明的器件内，恰好在第二端子之前从主电流路径分支出了电路。该电路引入了用于在第一端子和第二端子与所要保护电路串联时监测与主电流路径的电流状况有关的参数的手段。该参数可以是诸如电阻、电感、或电容或它们的组合之类的阻抗，或电压、电流、或甚至是前述各项中任一者或多者的变化率。在某些情况下，通常作为输入电压而被测量的阻抗两端或通过阻抗的电压降、电流或其他行为可以被监测，以获得关于第一端子与第二端子之间的主电流路径中的电流状况的信息。在其他情况下，本发明的器件包括适于被放置为与主电流路径分叉式电连通的第三端子和第四端子。在这种情况下，第三端子和第四端子可以与提供关于主电流路径中的电流状况的信息的任何合适的组件电连通。当该信息指示突现过流状况时，器件可以相应地作出响应以限制或阻断主电流路径中的电流。第三端子和第四端子之间的组件可以表示一个或多个分立元件，例如电阻器、电容器、二极管、电感器、变压器、及它们的组合；并且被提供至第三端子和第四端子的信息可以包括通常作为输入电压而被测量的任何合适的信息，例如电压降、电流、电压或电流的变化率等。
因此，“分叉式电连通”指示与主电流路径的电关系，适于确定主电流路径是否应该是满载的(allowed)、受限的、阻断的和复位的中的一者或多者。
在“分叉式”监测的一些实例中采用自催化式电压转换可能是有利的。这是因为限制或阻断主电流路径中的电流可能会限制可用于分叉路径的电力。自催化式电压转换一旦开始就会进行转换，直至结束。此外，在正常电流状况下和过流状况开始时，从对电流状况的“分叉式”监测切换到另外的实例中的另一种布置可能是有利的：一旦第一晶体管或多个主晶体管限制或阻断主电流路径并且涉及第三端子和/或第四端子的分叉路径失去了电力，另外的电力源和关于电流状况的信息(例如，第一端子与第二端子、第三端子、和/或第四端子中的一者或多者之间的电压降)应在这些实例中可用。该电力源和信息可用于将器件维持在电流限制模式或阻断耗尽模式中、将器件从限制模式发送到阻断耗尽模式、或对器件进行复位以允许有限或满载电流。
驱动器电路可以包括用于将电压作为栅极电压施加到晶体管的栅极的任何合适的电路。通常，本文使用的驱动器电路指示用于第一晶体管的第一栅极的驱动器电路。在某些情况下，驱动器电路总是施加一个电压作为栅极电压，并根据情况需要来改变该电压。在其他情况下，驱动器电路仅在过流状况时施加电压，和/或在将晶体管驱动到或维持在电流限制模式或阻断耗尽模式时施加电压。其他情况允许在驱动第一晶体管脱离阻断耗尽或电流限制模式时施加栅极电压。在其他情况下，驱动器电路包括至少一个开关，例如开关晶体管或开关二极管，其在某些情况下防止驱动器电路施加栅极电压，而在其他情况下允许驱动器电路施加栅极电压。
如本文所使用的，“可释放存储的电压”指示已被暂时或甚至瞬时地存储的可被释放或施加来执行器件内的有用任务的电压。通常，可以使用一个或多个电容器来保持可释放存储的电压。在其他情况下，可以使用一个或多个电感器来提供可释放存储的电压。例如，在稳态状况下的器件内的电感器可以对电流的陡增或骤降作出反应，并且由于电感器的特性，例如提供可以引发切换的可释放存储的电压，或者再例如提供开始将第一晶体管驱动到阻断耗尽模式的可释放存储的电压。
诸如例如第一端子和第二端子两端的电压的导出电压或可释放存储的电压的导出电压之类的导出电压指示电压的一部分或者可选地是电压的增加或其一部分。因此，在某些情况下，电压降被分压器利用来执行多项任务。在其他情况下，被进行导出的电压或其一部分被转换、浮置或被进行这二者的组合以提供导出电压。因此，导出电压不总是仅仅是被进行导出的电压的一部分。有时，导出电压的幅度可能会大于被进行导出的电压。
如本文所使用的，“转换”电压指示该电压乘以某个数。电压转换器可以通过将输入电压倍增、降低、反转、或标识、或者对其进行这些操作中的两者或多者的组合来转换输入电压。倍增指示将电压乘以一个大于1或小于-1的数(不一定是整数)，以获得被转换的电压的某倍数。减小指示将电压分压以获得被转换的电压的一部分(或者数学上讲，电压乘以-1和+1之间的某个非零数字)。反转指示将电压乘以系数-1。标识电压指示将电压乘以系数+1。标识在某些实例中可用于建立可释放存储的电压。
相反，浮置指示对电压的算术运算。电压浮置电路向被进行浮置的电压增加或减少常量或可变量。例如，如果电容器保持电压，并且该电压要被浮置，则意味着电容器的正极端子和负极端子相对于某个参考电位移动相同或相似的量。因此，“将浮置电压施加到第一栅极以将第一晶体管驱动到阻断耗尽模式”必然意味着电压已朝适当的方向被浮置以例如创建高于p沟道晶体管的源极的电压，或者创建低于n沟道晶体管的源极的电压。然后，浮置电压被允许到达栅极，从而驱动晶体管至阻断耗尽。在一些情况下，浮置电压是被浮置为超出第一晶体管或并联的多个晶体管的源极的电压。
如本文所使用的，组件被“配置”为执行该组件在任何情况下都能够执行的某个功能。在某些情景中，组件在任何情况下都始终会执行其所配置的功能。在其他情景中，组件仅在某些情况下执行其所配置的功能，例如在过流状况下。
本发明的一些器件被配置为在没有任何辅助电源的情况下进行操作。这意味着不提供外部能源(例如，独立电源)，且不提供独立的内部能源(例如，电池)。换言之，被配置为在没有任何辅助电源的情况下进行操作的器件从所要保护的电路中获得其全部能量需求。这意味着能量需求源自第一端子和第二端子之间的电压降和/或电流，并且某些实例中不采用其他引线(例如，接地引线)。在其他实例中，其中，第三端子已被放置为与第二端子分叉式电连通，在第二端子和第三端子之间获得的电压降或其他电行为提供了该器件对能量的需求。又一些实例涉及具有与主电流路径分叉式电连通的第三端子和第四端子的器件。在这样的实例中，如果所要保护的电路仍然提供器件的所有能量需求，则可以认为该器件被配置为无需任何辅助电源便可进行操作。在某些情况下，电流通过器件而生成的热能可被收集；因为这种热能取决于流过作为所要保护的电路的一部分的器件的电流，所以热能并不是“辅助的”。类似地，控制组件的其他方法可以仅依赖于受保护电路提供的能量。例如，光耦合器中的发光二极管可以触发光电传感器进行操作；只要发光二极管仅消耗受保护电路在第一端子和第二端子处提供的能量，器件就不需要使用辅助电力。另一方面，一些实施例仅从第一端子和第二端子处供应的电能接收其全部电能，并从独立的源接收非电的辅助电力。非电的辅助电力可以是任何合适的能量，例如机械能、热能、光能、电磁能及它们的组合。其他实施例仅接收与器件两端的电压降无关的电辅助电力。在又一些其他实施例中，由电池、热能转换器、射频转换器、光电转换器、独立市电电源、或它们的组合来提供辅助电力。
本发明的一些实施例提供了一种器件，其中，该器件不包括电感器。其他实施例提供了一种器件，其中，该器件不包括变压器。其他一些实施例提供了一种包括电感器、变压器、或它们的组合的器件。其他另一些实施例提供了一种器件，其中，该器件不包括除第一端子和第二端子以外的端子。另外的实施例允许一个或多个组件被插入至非完整器件中以构成完整器件。例如，端用户可以在各种引脚上添加诸如电容器、电阻器等的组件以将器件定制为处理不同的预期电路电压和电流负载。因此，器件可以包括分立元件，或者这些元件可以一起被制造于集成电路中。或者，可以使用集成电路和分立元件的组合。
某些实施例提供了被配置为使得当从第一端子到第二端子存在第一正电压和正常电流状况时第一晶体管被配置为在增强模式中进行操作的器件。通过这种方式，一些实施例提供了在正常电流状况期间具有极低电阻的第一晶体管。
一些实例提供了驱动器电路，该驱动器电路还包括被配置为允许驱动器电路仅在过流状况期间施加栅极电压的至少一个开关晶体管和/或至少一个开关二极管。类似地，其他实例提供了驱动器电路，该驱动器电路还包括被配置为仅在将第一晶体管驱动到或维持在电流限制模式或阻断耗尽模式时才允许驱动器电路施加栅极电压的至少一个开关晶体管和/或开关二极管。在某些情况下，该至少一个开关晶体管包括推挽式配置的一对晶体管。可选地，该对晶体管包括图腾柱配置(totem pole configuration)的一对双极结晶体管，或者该对晶体管包括图腾柱配置的一对MOSFET。又一些实例提供了包括被配置为选择性地施加保持电荷作为栅极电压的电荷保持电路的驱动器电路。可以使用任何合适的电荷保持电路。可选地，电荷保持电路包括串联电连通的二极管和电容器，并且第一栅极被连接在二极管和电容器之间。在其他情况下，电荷保持电路包括连接到第一栅极的电荷保持晶体管。电荷保持晶体管可以与第一栅极串联电连通，这意味着对第一栅极充电的电流流过电荷保持晶体管的漏极和源极。在某些情况下，电荷保持电路仅保持电荷，并随时根据需要将其施加到第一栅极。在其他情况下，电荷保持电路将保持电荷作为栅极电压来施加，而驱动器电路的其他部分则忙于其他功能，例如转换电压。取决于电路设计，电荷保持电路可以以任何合适的时长施加栅极电压，例如，器件的其他部分接管对栅极电压的管理所花费的时间长度。
本发明的一些实施例提供了包括单发式电压转换器的电压转换器电路。可以使用任何合适的一个或多个单发式电压转换器。如本文所使用的，“单发式”通常指示组件在启动阶段执行其功能但是典型地随后并不维持该功能。因此，例如，“单发式电压转换器”在启动阶段提供转换电压，但不会在下一启动阶段之前重复进行该功能。通常，单发式电压转换器将在过流状况开始时或在开始向安全电流状况返回时进行操作。它们可用于例如投掷(throw)开关晶体管，或用于在初始时驱动第一晶体管进入或脱离阻断耗尽模式或电流限制模式。然后，单发式电压转换器将不会执行该功能，直到下一事件。类似地，一些实施例提供包括持续使用式电压转换器的电压转换器电路。例如，只要过流状况存在，或者又例如，只要第一晶体管保持在阻断耗尽模式中，则持续使用式电压转换器就提供持续操作。可以使用任何适合的技术来提供持续使用式电压转换器。在某些情况下，持续使用式电压转换器依赖于振荡器。可选地，采用振荡器的持续使用式电压转换器还包括振荡器助推启动式电压转换器，其中，振荡器被配置为使得持续使用式的电压转换器仅在振荡器助推启动式电压转换器向振荡器提供振荡器触发电压之后提供可释放存储的电压。一旦触发电压启动振荡器，振荡器就驱动持续使用式电压转换器持续提供足以将第一晶体管维持在阻断耗尽模式或电流限制模式中(视情况而定)的转换电压。在其他情况下，振荡器是通过与助推启动器件的其他部分以例如将第一晶体管驱动至阻断耗尽的助推启动式电压转换器相同的助推启动式电压转换器来助推启动的。在某些情况下，电压转换器电路采用单发式电压转换器和持续使用式的电压转换器来提供平稳操作。又一些实施例提供了包括助推启动式电压转换器的电压转换器电路。如本文所使用的，助推启动式电压转换器指示非常快速地响应以对输入电压进行转换的电压转换器。在某些情况下，助推启动式转换器搭配有器件中较慢的电压转换器。在其他情况下，助推启动式转换器可以转换电压来辅助另一转换器。在某些情况下，非常快速地转换电压以提供可释放存储的电压是非常有利的，所以器件可以快速地限制或阻止过流状况并保护电路。助推启动式转换器可以作为单发式电压转换器、持续使用式电压转换器、或作为这两者来进行操作。
不希望拘泥于理论束缚，可认为当出现过流状况时，在某些情况下尽可能快地限制或阻断危险电流是非常重要的。如果器件不使用辅助电力，在某些情况下，正是由过流状况本身来驱动器件或其组件的操作。因此，限制或阻止出现的过流状况所用的时间可以包括对电压转换器充电所用的时间(例如，“t充电”)和转换电压所用的时间(例如，“t转换”)。如果助推启动式电压转换器响应迅速或在正常电流状况下已被启动，则该助推启动式电压转换器可以帮助器件限制或阻断电流，同时器件的其他部分激活以响应过流状况。在某些情况下，助推启动式电压转换器可使t转换最小化，尽可能地缩短转换电压所用的时间。
电压转换器电路系统可以包括任何合适的组件。在一些情况下，电压转换器电路包括电容器。本发明的其他实施例提供具有电压转换器电路的器件，该电压转换器电路包括被配置为将输入电压转换为可释放存储的电压的切换电容器网络。合适的切换电容器网络包括但不限于并联到串联切换电容器网络、Cockcroft-Walton倍增器、Dickson电荷泵、以及它们的组合。
在这样的网络中可以使用任何合适数目的电容器，当然至少要提供两个电容器。可以在网络中采用任何合适的开关，例如二极管、n沟道晶体管、p沟道晶体管、以及它们的组合。在一些情况下，切换电容器网络被配置为通过倍增输入电压来将输入电压转换为可释放存储的电压。在其他情况下，切换电容器网络被配置为自催化式地将输入电压转换为可释放存储的电压。还有一些情况提供一种包括多个电容器和多个晶体管的切换电容器网络，其中，该多个电容器被配置为由输入电压来充电并进行放电以提供可释放存储的电压，该多个晶体管在处于“关断”状态时将该多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将该多个电容器配置为串联电连通。在这些情况下，切换电容器网络可以被称为并联到串联切换电容器网络。又一些情况提供了包括多个电容器和多个二极管的并联到串联切换电容器网络，其中，这些电容器被配置为由输入电压来充电并进行放电以提供可释放存储的电压，这些二极管在被正向偏置时配置该多个电容器并联电连通，并且在被反向偏置时将该多个电容器配置为串联电连通。
如本文所使用的，“自催化式地”转换电压意味着当电压由一系列组件转换时，部分转换的电压开始驱动其自身的转换。这样，输入电压在转换过程中可以改变甚至消失，但是自催化式转换一旦开始，便会继续。有利地，在一些情况下，电压的自催化式转换可以非常迅速地进行，快速地产生转换电压并且驱动需要该转换电压的后续过程。在少数实例中，经自催化式转换的电压将第一晶体管驱动到电流限制或阻断耗尽模式中，从而快速保护电路免受进一步损坏。另外，如果晶体管长时间徘徊于部分导通状态中，则快速将晶体管驱动到阻断耗尽模式中的经自催化式转换的电压可以限制过流对晶体管的损坏。在一些实施例中，自催化式的电压转换发生在并串联切换电容器网络中。随着电容器从并联切换到串联，来自进入串联配置的那些电容器的部分转换电压被用于驱动尚在并联中的电容器的额外切换。自催化式转换一旦开始，在某些情况下就不能停止。因此，在某些情况下，所转换的电压被馈送到开关晶体管的栅极，从而驱动进一步的转换。在其他情况下，基本所有的转换电压都可用于开关晶体管的栅极。
可以说，在一些电压的自催化式转换中，转换电压被再生地连接或反馈到转换过程，从而该过程加速进行并且可独立于输入电压而进行。
保护自催化式电压转换器的组件是有用的。在某些情况下，切换电容网络的开关受网络设计的保护。可以选择诸如电容器、晶体管和/或二极管、电阻器、以及其他组件之类的组件，以避免大到会在转换过程期间损坏晶体管或二极管的转换电压。通常，由于转换电压或其导出电压将被用于驱动第一栅极，所以在一些实施例中，转换电压不必过大以避免损坏第一晶体管或其他电路组件。此外，或者可选地，可以使用一个或多个二极管配置的FET来将转换电压调节至接近FET的阈值电压。
在一些情况下，对于电压转换器电路而言尤其重要的是要对变化状况进行快速响应。因此，某些实施例提供电压转换器电路，其被配置为在过流损害限制(damage-limiting)时间内将输入电压转换为可释放存储的电压。可以选择任何适当的时间限制。时间长度取决于许多因素，例如所要保护的电路的组件的耐久性或脆弱性、预期的过流状况的性质、以及电路的正常运行功率级。合适的过流损害限制时间例如可以在100μs内、在10μs内、在1μs内、在100ns内、或在20ns内。
利用本文示出的技术和电路，任何合适的切换电容器网络可以单独或组合地用于本文的电压转换电路的各种实施例中。如本文所使用的，输入电容器接收输入电压或其导出电压，并且输出电容接收转换电压或其导出电压。飞跨(flying)电容器将电荷转移到切换网络的其他阶段。因此，进行此操作的输入电容器可以称为飞跨电容器。并联到串联切换电容器网络的并联配置的输入电容器随着其变为串联配置而被用作飞跨电容器。通常，切换电容器网络的电容器在本文中被称为输入电容器，即使它们可以被称为飞跨电容器或起到飞跨电容器的作用。然而，本领域技术人员应该理解的是，也可以采用其他电容器，例如不在电压转换中起作用而是向切换电容器网络提供电流的槽路电容器(tank capacitor)。槽路电容器例如并不是本文所使用的输入电容器。输出电容可以由特定的一个或多个电容器来表示，该电容器使得转换电压、由转换电压驱动的晶体管的寄生栅极电压、电荷存储电容、或它们的组合可用。
当制造(craft)用于本发明的切换电容器网络和电压转换器电路时，可以考虑一个或多个因素。
首先是涌入电流：为了快速给切换电容器网络的输入电容器充电，网络必须能够处理大量的涌入电流。例如，当组合输入电容与输出电容的比率大于1时，就会出现涌入电流。目前已知的电荷泵的小规模和功率处理能力不会导致高涌入电流或损坏。但是在高频时就会加剧这些问题。针对这种涌入电流提供保护的任何考虑不周的尝试会引起其他问题，例如输入端的电压下降。电压转换效率也可能会降低，这是因为较高的电流会产生较高的电压纹波。为了增加涌入并加快Dickson电荷泵的启动，例如可以首先将输入电容器端子的负极板通过开关(例如，晶体管)短接到地。这样会使这些电容器通过涌入电流而快速充电至输入电压。然后将开关断开来停止涌入电流。例如，可以选择处理高于400mW的功率级并且还具有低阻抗或者在导通时呈现较低正向压降的电压转换器电路的组件。
第二个是电容比率：在一些实施例中，输入电容器相对于输出电容器具有更大的电容。当组合输入电容与输出电容的比率大于1时，输出电容器充电所需的时钟周期数可能会减少。但是，在某些电路中，纹波电压与该比率成比例，因此比率通常保持在小于1的较低水平上。另外，输出电容必须足够大以适应负载和卸载瞬态，通常大于2μF。这表明如果要保持比率大于1，则输入电容会更大。在一些情况下，如果组合输入电容与输出电容的比率等于或小于1，则可以对本文提到的其他因素进行优化。然而，在某些实例中，如果不调整比率，则进行这样的优化不足以获得所需性能。在其他情况下，输入电容器可具有递减的电容，例如针对图91的实施例所建议的那些。恰巧针对图91的实施例所建议的电容具有递减的电容并满足比率大于1，如上面所解释的。在一些情况下，输入电容器从输入端到输出端以具有递减的电容来排列。在其他情况下，最后一个输入电容的电容大于输出电容。在又一些情况下，如果切换电容器网络中的电容器级的充电路径不相同，则从输入端开始逐级来看提供最高涌入能力或最快速度或最低阻抗路径的级具有最大电容器。因此，在额外的情况中规定，给定级中的每个电容器的电容的大小是根据之前和之后的级而被确定的。最大的电容器放置在最容易充电的地方，第二大的电容出现在下一容易充电的地方，依此类推。相对容易的充电可以通过充电路径中的开关的数目、到该级的电压降、到该级的阻抗等来指示。
第三个是输出电流：切换电容器网络必须能够输出足够的电流以快速为任意地方出现的输出电容器充电。这可能受到高输出电阻、对工作频率的限制、网络内的任何内部开关的导通电阻、以及切换电容器的设备串联电阻(equipment series resistance)的阻碍。例如，可以选择电压转换器电路的组件，以处理高于400mW的功率水平并且还具有低阻抗或者在导通时呈现较低正向压降的。可以通过例如将输入电容器与输出电容器的比值调节为大于1的值来增加输出电流的大小，以便在单个时钟周期或脉冲内传输对输出充电所需的大部分或全部电荷。
第四个是电压下降：切换电容器网络应输送足够的电流而不会使输出电压下降得太低。然而，可能伴随着切换电容器网络中的多级而显著增大的输出电阻使得难以或不可能避免显著的电压下降。对电压下降的补偿通常需要增加更多的元件，但这可能会引起其他问题，例如启动延迟。在本发明的某些实例中，可以通过在充电和放电路径中放置低阻抗晶体管来避免电压下降。在倍增电压或其他更高电压可用的情况下，可以将这些晶体管驱动至低阻抗状态。图47中的晶体管4332是这样配置的。
在本发明的某些实施例中可以做出若干尝试来降低电压下降。首先，选择可在期望的或预期的电流范围内产生低电压降的低阻抗组件。这些组件可以涉及低导通电阻晶体管、肖特基二极管、和低值电阻器(若存在)。然而，低电阻可能意味着更弱的保护；如果需要更强的保护，可使用保护型耗尽型晶体管来“庇护”它后面的那些组件。其次，可通过使电容器的电容与预期电流正相关来减轻电压下降。较高电容的电容器放置在期望较高电流的地方，较低电容电容器则出现在期望较低电流的地方。这体现于电容值从输入端到输出端递减的情况中。沿切换电容网络降低电容的一个令人惊讶和意想不到的效果有三方面的优势。由于需要更少的用于充电的时钟周期，电压转换的速度提高；表征电荷泵的电压下降的种类也会减少；并且对于一些实施例重要的是，每个电容器处的电流与该电容器的电容相关。因此，本发明的一些实施例提供了其中电容与电流正相关的切换电容器网络。正相关可以指示逐级地电容与电流的线性或非线性匹配。更接近输入端的级创建并且可以处理更高的电流，因为这里是更大的电容器(附带地具有较低的等效串联电阻)驻留的地方，并且是较少出现产生电压降的开关的地方。在某些并联到串联切换电容器网络的情况下，起始级是并行布置的电容器，因此具有用于充电的大电容，并且之后的级现在是与之前级相同的电容器，但是是串联布置的，并因此具有较低电容。
第五个是高频：通常，较高的频率会使切换电容器网络更快地充电。这一点在小型输入电容器用于向下游的大电容器充电的情况下显得十分重要。然而，大多数切换电容器网络都会有最佳频率，高于该频率效率就会降低。较高的频率会导致散热问题(特别是在较高的电流下)、效率的降低、或需要大型或昂贵的晶体管。在一些实施例中，高频振荡器可以连同电压转换器电路一起被提供，并且可以在振荡器的输入端或输出端处设置槽路电容器以提供电流。在一些情况下，可以使用在约750kHz或更高频率下操作的振荡器。在其他情况下，可以使用在至少约1MHz、至少约10MHz、至少约50MHz、或至少约100MHz操作的振荡器。
某些实施例涉及用于减少切换电容器网络将输入电压转换成转换电压所需的时钟周期数目的方法，包括：按照电容从输入端到输出端递减的顺序来布置多个输入电容器并且从多个输入电容器中的前一电容器向每个后续电容器充电。其他实施例涉及用于降低切换电容器网络将输入电压转换成输出电压的频率要求的方法，包括：按照电容从输入端到输出端递减的顺序来布置多个输入电容器并且从多个输入电容器中的前一电容器向每个后续电容器充电。可以使用任何合适的切换电容器网络。例如，这些方法中的任何一种都可以用并联到串联切换电容器网络来执行，其中，输入电容由并联布置的电容器提供，飞跨电容表示由串联布置的电容器构成的下一级，并且飞跨电容大于输出电容。
第六个是输出前启动延迟：如上所述，当出现过流状况时，重要的是快速转换输入电压，以便将第一晶体管驱动到阻断耗尽模式。由于输入和输出信号的随机特性，传统的振荡器电路可能需要一些时间才能达到稳态值。而且，频率可能会呈现出电压依赖性，在较低电压下具有较长的启动时间。本发明的一些实例通过提供不依赖很多个时钟周期来实现转换的切换电容器网络来避免启动延迟问题。
第七个是对电压转换器电路的保护：电压转换器电路可能具有有限的电力处理能力，并且可能容易受到损坏及其他问题的影响。相应地，本发明的一些实施例提供了电压转换器电路的过流和过压保护。在一个示例中，电流限制电阻可以限制切换电容器网络的输入处的电流量。但是，这种电阻可能会在输入端引起电压下降，从而降低性能并导致不可预测的行为。例如，在某些情况下，启动延迟时间可能波动很大，导致电路性能难以预测。因此，在本发明的一些实施例中，耗尽模式FET可被放置在跨切换电容器网络的输入端处。该晶体管的栅极可以直接放置在保护电路处，或者可以通过另一开关(例如，晶体管)切换到那里。可选地，可以将晶体管与槽路电容器或其他输入电容器串联，以允许涌入电流，但是一旦切换电容器网络被充电，后续电流就会被切断。图47中的晶体管4332起到这个作用。
第八个是输入电压上升速率：一些常规集成电路限制了输入电压增加的速率。这种限制凸显出对本发明的某些实施例的需求。如果电压转换器电路需要这样的限制，则可能会由于努力遵守该限制而增加启动时间。本发明的某些实施例不具有这样的限制。在其他实施例中，输入端处的保持电容器(可选地具有电阻器)可以减慢输入端处的电压变化率。
第九个是倍增：电压倍增通常需要相对较长的时间。此外，转换效率随着更多级的增加而急剧下降。例如，传统电荷泵的三级级联可能使电压仅增加1.4倍，而不是理想的三倍增加。
本发明的一些实施例提供电压浮置电路。在一些情况下，驱动器电路还包括被配置为浮置可释放存储的电压以获得浮置电压的电压浮置电路，其中，驱动器电路被配置为施加浮置电压或浮置电压的导出电压作为栅极电压。可以使用任何合适的电压浮置电路。在一些情况下，电压浮置电路包括电容器和至少一个晶体管。在其他情况下，电压浮置电路包括推挽式配置的一对晶体管。还有一些情况提供包括电容器和二极管的电压浮置电路，其中，电容器的正极端子连接到二极管的阴极，并且电容器的负极端子连接到二极管的阳极。额外的情况提供了包括电容器和二极管的电压浮置电路，其中，电容器的负极端子连接到二极管的阳极；该电压浮置电路还包括浮置器开关晶体管，该浮置器开关晶体管被配置为选择性地将电容器的正极端子连接到二极管的阴极，从而选择性地将电容器与二极管并联放置。在其他情况下，二极管的阴极可被连接到第一源极。
电压浮置电路可以被配置为在任何期望的条件下操作。在某些情况下，电压浮置电路在任何时间在第一端子和第二端子之间出现非零电压时进行工作。在其他情况下，电压浮置电路被配置为仅在过流状况期间浮置由电压转换器电路提供的可释放存储的电压。其他情况提供了这样的器件，其中，电压浮置电路被配置为仅当驱动器电路正将第一晶体管驱动到或维持在电流限制模式和/或阻断耗尽模式时才浮置可释放存储的电压。
本发明的某些实例提供了包括单发式电压浮置器的电压浮置电路，并且驱动器电路被配置为仅在过流状况的开始时将浮置电压或浮置电压的导出电压作为栅极电压来施加。其他实例提供包括持续使用式电压浮置器的电压浮置电路。可以使用任何合适的技术来提供持续使用式的电压浮置器。在某些情况下，持续使用式电压浮置器依赖于振荡器。在每次振荡时，振荡器会促使持续使用式电压浮置器浮置可释放存储的电压，例如通过切换按助推启动式图腾柱配置的一对晶体管。有时，振荡器输出会驱动持续使用式浮置器，这样浮置器电路是否会主动产生浮置电压取决于振荡器输出的状态。例如，在一些情况下，振荡器输出驱动诸如BJT基极或MOSFET栅极之类的浮置器输入，使得当振荡器输出为高电平时，浮置器电路被配置为例如通过二极管或任何其他开关来接收可释放存储的转换电压，并且当振荡器输出为低电平时，浮置器电路浮置该转换电压。在某些情况下，当振荡器输出为高电平时，浮置器电路接收电容器作为可释放存储的电压，当振荡器输出为低电平时，浮置器电路将电容器切换为与二极管并联，这样二极管可防止电容器放电并且也有助于创建浮置电压。
其他实施例提供电流监测电路，用于监测经过器件的电流，或者如果第一晶体管不处于电流限制模式和/或阻断耗尽模式中将经过器件的电流。例如，一些器件还包括电流监测电路，其被配置为监测将在第一端子和第二端子之间传递的电流；并且配置驱动器电路以在电流表示过流状况时将第一晶体管驱动到电流限制模式和/或阻断耗尽模式中。在另一示例中，某些器件包括电流监测电路，该电流监测电路被配置为通过监测从第二端子到第三端子的电压降来监测将在第一端子和第二端子之间传递的电流，并且配置驱动器电路以在电压降表示第一端子与第二端子之间的过流状况时将第一晶体管驱动到电流限制模式和/或阻断耗尽模式中。在一些实例中，在第二端子与第三端子之间出现的电压降可表示受保护电路中的过压事件。因此可以说第一晶体管可以保护受保护电路免受过流和过压的影响。如这里所使用的，过压是一种类型的过流状况。在又一示例中，其他器件包括电流监测电路，该电流监测电路被配置为通过监测从第三端子到第四端子的电压降来监测将在第一端子与第二端子之间传递的电流，并且配置驱动器电路以在电压降表示第一端子与第二端子之间的过流状况时将第一晶体管驱动到电流限制模式和/或阻断耗尽模式中。在一些实例中，出现在第三端子和第四端子之间的电压降可表示受保护电路中的过压事件。因此可以说，第一晶体管可以保护受保护电路免受过流和过压的影响。如这里所使用的，过电压是一种类型的过流状况。目前的监测器可以采用任何合适的技术来监测电流。例如，在一些情况下，电流监测电路通过测量第一端子与第二端子之间的电压来监测电流。当电流被阻断时，使用电压来监测电流是有益的。
又一些其他实施例提供了具有延迟块计时器电路的器件，该延迟块计时器电路被配置为延迟驱动器电路驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，直至过流状况为持续过流状况。其他实施例提供具有延迟限制计时器电路的器件，该延迟限制计时器电路被配置为延迟驱动器电路驱动第一晶体管进入电流限制模式，直至过流状况为持续的轻微过流状况。可以使用任何合适的组件来提供延迟块或延迟限制计时器电路。例如，在一些情况下，延迟块计时器电路包括与第一端子和第二端子并联的电阻器和电容器。
其他实施例提供了延迟块积分器电路，其在过流状况出现时测量流过器件的电荷。一旦电荷达到不可接受的水平，延迟块积分器电路使驱动器电路驱动第一晶体管或并联晶体管进入阻断耗尽模式。可以使用任何合适的延迟块积分器电路。例如，表示过流的电流可以对电容器充电。一旦该电容器达到表示由于过流状况而引起的聚集电荷的预选电压，那么该电容器可以驱动晶体管来允许驱动器电路驱动第一晶体管或并联晶体管进入阻断耗尽。在一个实例中，表示过流的电流可以由恒流源来提供，例如与电容器串联的晶体管和电阻器。在另一实例中，可以由电流镜提供电流以对电容器充电。因此，阻断模式取决于过流状况所表示的能量的量。通过这种方式，延迟块积分器电路可以模拟传统的低熔点导线熔断器。然而，优势是，延迟块积分器电路对传统的熔丝进行了改进，因为延迟块积分器电路可以独立于环境温度和/或随着过流状况出现引起的电流的相对增加而被制成。传统保险丝的缺点是，如果环境温度较低或者过流状况缓慢地发生，传统保险丝反应速度会更慢。采用相同原理的延迟限制积分器电路在本发明的其他实例中是可行的。
其他实施例提供了用于保护一个或多个晶体管的栅极的电路，例如第一晶体管的第一栅极。在一些情况下，栅极保护电路被配置为降低器件中晶体管的栅极电压。例如，这可以通过包括齐纳二极管的栅极保护电路来实现。又例如，栅极保护电路可以包括栅极保护晶体管和在栅极保护晶体管的栅极和第二端子之间串联电连通的栅极电阻器。在其他示例中，电阻器提供栅极保护电路。
额外的实施例提供了一旦过流状况已消退就允许器件复位的复位电路。因此，某些器件还包括诸如电压电平复位电路之类的复位电路，其被配置为配置驱动器电路以在过流状况不再存在时驱动第一晶体管脱离电流限制模式或阻断耗尽模式。其他器件还包括延迟复位计时器电路，该延迟复位计时器电路被配置为延迟复位电路的操作，直至安全电流状况是持续安全电流状况。在过流状况之后的安全电流状况在经过任何合适的预定持续时间段后变为持续的安全电流状况。延迟复位计时器电路包括任何合适的组件，例如一个或多个电阻器和一个或多个电容器。
其他实施例通过提供极低电阻器件来解决对极低功率电路的保护的问题。例如，当允许电流通过器件时，第一晶体管或彼此并联的多个晶体管可以提供非常低的电阻布置。然而，由于制造的多变性，第一晶体管或多个晶体管可能在器件之间表现出不一样的电阻器。为了补偿这一点，并且为了实现更高的器件行为可预测性，某些实施例提供了一种器件，该器件还包括与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子和第二端子之间的感测电阻器。其他实施例将感测电阻器串联布置在第一晶体管和第二端子之间。可以为感测电阻器选择任何合适的电阻。在一些情况下，它比第一晶体管或彼此并联的多个晶体管的预期电阻大1倍、1.5倍、2倍、5倍、或10倍。在其他情况下，它比第一晶体管或彼此并联的多个晶体管预期电阻低0.9倍、0.5倍、0.1倍、0.01倍或0.001倍。在某些情况下，可以跨第一晶体管或多个晶体管、感测电阻器或它们的组合来获得输入电压。
谈及彼此并联的多个晶体管，一些实施例提供了还包括一个或多个晶体管的器件，该一个或多个晶体管中的每个晶体管具有与第一漏极直接并联电连通的漏极、与第一源极直接并联电连通的源极、以及与第一栅极并联电连通的栅极。如本文所使用的，“直接”并联电连通意味着两个点是连接的并具有相同的电位。因此，当晶体管的漏极与第一漏极直接并联电连通时，两个漏极处于相同电位并且是并联设置的。与第一栅极并联电连通的栅极允许例如在栅极之前串联放置可选的电阻器来保护栅极。如果在栅极之前出现可选组件(例如，电阻器)，则该栅极与第一栅极不是“直接”并联电连通的。
又一些实施例提供与第一晶体管串联的第二晶体管。因此，某些实施例提供了一种还包括具有第二栅极、第二漏极和第二源极的第二晶体管的器件，其中，第二晶体管与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子与第二端子之间；其中，第二晶体管呈现出比第一晶体管更低的栅极电容，并且第二晶体管被配置为使得跨第二漏极和第二源极上的电压降被施加到第一栅极。
其他实施例允许还包括与第一晶体管串联并且可选地与整流桥电连通的第二晶体管的器件，其适用于在交流环境中保护电路免受过流状况的影响。
某些实施例仅提供安置在主电流路径中的第一晶体管。
其他实施例提供了与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子与第二端子之间的温度响应元件。可以使用任何合适的温度响应元件，例如正温度系数热敏电阻、负温度系数热敏电阻、和聚合物正温度系数器件。正温度系数组件可配置为限制和阻断高于预定温度阈值的电流。负温度系数组件可被配置为当温度升高(例如，可能由于电流的增大)时触发器件中的有用电路。在若干实施例中，使用与正温度系数组件串联的晶体管具有若干优点。例如，可以调整针对限制、阻断、和复位的预定持续时间段；限制和阻断可以很快转换；可以阻止高电压，并且该器件可以服务于高电流电路。而且，当与第一晶体管串联使用时，对触发的正温度系数器件进行复位并不是个问题。在某些情况下，温度响应元件仅从器件接收其热能(仅超过环境温度)，并且不使用任何辅助电力。在其他情况下，温度响应元件从器件外部的辅助源(例如，电流流过受保护电路所生成的热量)或从专用热能源接收至少一些有效热能(仅比环境温度更高)。
如本文所使用的，“阻断耗尽”表示晶体管已移至超过其阈值电压(VTH)的耗尽区，并且在其源极与其漏极之间基本是不导通的。“耗尽”的程度可包括在阈值或夹断电压与增强模式行为开始之间的导通状态，这种导通状态被排除在“阻断耗尽”之外。本发明的要点是保护电路免受不利的过流状况的影响，并且一些实施例通过将某些晶体管置于阻断耗尽模式中来实现这一点。其他实施例将某些晶体管置于电流限制模式中。可以通过将小于|VTH|的栅极电压(即小于该晶体管的阈值电压的大小)施加在晶体管上来获得“电流限制模式”。在某些情况下，电流限制模式是通过将小于0.999*|VTH|、0.5*|VTH|或0.1*|VTH|的栅极电压施加在晶体管上来获得的。
本发明的一些实施例包括与器件的两个端子串联的至少一个“主”晶体管。这意味着一个或多个主晶体管的源极和漏极是电连通的，并被安置在器件的主电流路径中，并且该晶体管用于允许、限制或阻断电流通过器件。然后将该器件串联放置在所要保护的电路中，以允许在某些情况下完全地阻断电流。当然，如果需要，可以使用多于两个晶体管。另外，出于除了直接允许或阻断电流之外的目的，也可以在本发明的器件中使用其他晶体管。此外，第一端子和第二端子可被用于将包括主晶体管的器件安置为与所要保护的电路串联电连通。
本发明的其他实施例包括与器件的两个端子串联的至少一个“主”晶体管，并且该器件包括第三端子或第四端子。在这样的器件中，第一端子和第二端子限定器件的主电流路径，并且一个或多个主晶体管被配置为允许、限制或阻断电流通过器件。具有三个端子或四个端子的器件有利地使用附加端子来监控状况，如将在本文中说明的。
还可以说，在本发明的某些实施例中，主晶体管被布置为使得其“阻断端”在电子上更靠近第一端子或者DC兼容器件中具有更大电势的端子。对于n沟道晶体管，漏极是阻断端；对于p沟道晶体管，源极是阻断端。在对称晶体管的情况下，例如低功率p沟道JFET，晶体管的任一端都可以被认为是阻断端。在一些情况下，可以使用诸如某些氮化镓(“GaN”)FET之类的双向晶体管，其可以从任一方向阻断电流流动。可以说，某些双向晶体管不包含本征体二极管。在常规场效应晶体管中，本征体二极管阻止晶体管在两个方向上有效地阻断电流。
本发明的另外的实施例规定在主晶体管的栅极处的电压被控制为使得晶体管在正常电流状况期间朝向增强模式偏置或进入增强模式。对于那些不依赖于辅助电力源来偏置栅极的实施例，在一段时间之后，如果器件“未插电”，则栅极不会被偏置，或者所要保护的电路中没有电流或电位。换句话说，栅极电压是从第一端子到第二端子的电压降收获的。
若干实施例规定针对过流状况来监测主晶体管(或者更广泛地，器件)两端的电压。在某些情况下，晶体管或器件两端的电压可指示流过器件的电流超过了预定阈值。在一些情况下，过流状况必须是持续的过流状况，这意味着通过器件的电流超过预定阈值已持续了预定持续时间段。可以选择任何合适的预定阈值。针对预定阈值而选择的不安全电流水平可以取决于任何合适的因素，例如，所要保护电路的正常预期电流负载；电路组件对增大的电流敏感性；以及所寻求的期望保护等级。例如，预定阈值可以是所要保护电路的正常预期电流负载的1.5倍、2倍、5倍、10倍、50倍、或100倍。又例如，预定阈值可以是500mA、1A、5A、10A、50A、100A、500A、1000A、10000A、或100000A。又如，预定阈值可以用电压来表达，例如100mV、200mV、400mV、500mV、1V、5V、10V、50V、100V、500V、1000V、10000V或100000V。因此过流状况可被表达为包括过压和过压事件。在一些情况下，正常电流状况可被认为是在一个或多个预定阈值内的电流和/或电压。在某些情况下，无害电流是可以流过器件的，但并没有电流流过，这可能是因为器件由于刚结束的过流事件而处在阻断耗尽模式中。这些情况下的状况可以称为安全电流状况。某些实施例会等待，直到安全电流状况表示持续安全电流状况，器件才进行复位以允许电流。当器件两端的电压允许预定阈值内的电流流动并且该状况已经存在了预定持续时间段时，存在安全电流状况。在其他情况下，正常电流状况可以被视为是在预定阈值内的电流和/或电压，并且近期不存在过流状况。类似地，当电流和/或电压超过预定阈值时存在过流状况。当电流和/或电压超过那些阈值并持续了预定持续时间段时，存在持续的过流状况。针对电压和电流的预定阈值及预定持续时间段可以相同或不同。例如，用于触发阻断电流的阈值电压或电流可以等于、大于、或小于用于复位器件以允许电流再次流动的阈值电压或电流。类似地，用于阻断电流的预定持续时间段可以短于、等于、长于用于复位器件以允许电流再次流动的预定持续时间段。
预定持续时间段可以是任何合适的时间长度。在某些情况下，要求过流状况的持续时间段的目的是为了避免由于相对无害的干扰尖峰而造成的阻断电流，这种干扰尖峰对于所要保护的电路不构成实际的危险。预定持续时间段的合适时长包括但不限于10微秒、100微秒、1毫秒、5毫秒、10毫秒、100毫秒、1秒、5秒、10秒、30秒、和1分钟。在一些实施例中，一旦检测到过流事件或可选的持续过流事件，器件将阻断通过器件的电流。在本发明的若干实例中，这是通过向主晶体管的栅极施加电压来驱动该晶体管进入阻断耗尽模式以降低其导电性而实现的。
类似地，还有其他实施例允许器件在过流事件之后“复位”，因此器件将恢复通过电流。可以使用任何合适的复位器件的方法。切断所要保护电路的电源、人工复位器件、自动复位、远程信号复位、或它们的组合可被采用。在某些情况下，器件会在将要流过器件的电流返回到安全级别之后复位。该安全级别可以是任何合适的电流，例如低于第一预选阈值或高于或低于第一预选阈值的第二预选阈值。此外，器件可以在将要流过该器件的电流返回到安全级别并持续了第二预定持续时间段之后进行复位。第二预定持续时间段的合适时间长度包括但不限于1毫秒、5毫秒、10毫秒、100毫秒、1秒、5秒、10秒、30秒、和1分钟。在某些情况下，可以从第一端子到第二端子的电压降来确定流过器件的电流。换句话说，可以基于从第一端子到第二端子的电压降来复位器件。或者，其他实例规定可以基于一个或多个主晶体管上的电压降来复位器件。器件复位的电压可以是任何合适的电压，例如低于预选复位电压。可以选择任何合适的预选复位电压，例如0V、500mV、1V、5V、10V、50V、100V、500V、1000V、10000V、或100000V。
其他实施例提供了栅极保护电路。其非限制性实例出现在下面描述的图11中。栅极保护电路可以被配置为将栅极电压限制到预定范围。可以使用任何合适的预定范围。在一些情况下，合适的预定范围不会超过被视为是对于受保护的一个或多个晶体管而言不安全的特定电压。某些实例规定栅极到源极电压不大于约1V、约10V、约50V、约100V、或约1000V。应当理解的是，负电压也可以被限制为具有与正电压的预定范围相同或不同的幅值的负的合适的预定范围。针对第一晶体管的预定范围和针对任何其他享有栅极保护的晶体管的预定范围可以独立地进行选择。
本发明的某些实施例提供了不需要辅助电力的器件。这是特别有利的，因为这样的器件往往比需要自己的电源的器件更可靠。因此，一些实例提供了自驱动的器件，也就是说，该器件从所要保护的电路中获得其全部电力需求。另外的实例提供了仅具有两个端子的器件。这样的器件可以与所要保护的电路串联地插入，并且不需要进一步的努力便可向该器件提供额外的电力。
本发明的另外的实施例提供了具有至少一个“主”晶体管的器件，其中，晶体管是耗尽型、常开型晶体管。在一些情况下，第一晶体管具有负栅极阈值特性。负栅极阈值特性意味着该晶体管的夹断电压发生在0V以下。在其他情况下，第一晶体管具有正栅极阈值。正栅极阈值特性意味着该晶体管的夹断电压发生在0V以上。例如，第一晶体管可以是n沟道的、耗尽型、常开型晶体管。第一晶体管具有第一栅极、第一漏极、和第一源极；第一漏极可与第一端子电连通。栅极电位由栅极减去源极的电压差来确定。可以理解的是，该差值可以是正值或负值。
本发明的额外的实例包括栅极驱动电路。可以使用任何合适的栅极驱动电路，例如图23中的开关晶体管2061、2062。许多其他栅极驱动电路也是可行的，例如本领域已知的用于偏置各种晶体管的栅极的电路。例如，可以涉及主动输出、推挽、互补对、BJT图腾柱、以及MOSFET图腾柱配置。
如本文所使用的，Vgs＝栅极到源极电压、Vds＝漏极到源极电压、以及VTH＝阈值电压。本发明的一些实施例提供了在正常电流状况下基本在增强模式中操作的晶体管。如果晶体管是增强型晶体管，则这意味着增强模式中的栅极到源极电压具有与该晶体管的阈值电压(Vth)相同的极性。如果晶体管是耗尽型晶体管，则这意味着增强模式中的栅极到源极电压的极性与VTH的极性相反。例如，n沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(“MOSFET”)的增强模式在Vgs为正时(所以其具有与VTH相同的极性)可实现。n沟道耗尽型MOSFET的增强模式在Vgs为正(所以其具有与VTH相反的极性)时可实现。因此，对于固定的Vds，在增强模式中操作的晶体管显现出的其在漏极和源极之间的阻抗明显低于在耗尽模式下所显现出的阻抗。对于被认为完全增强的或完全处于增强模式中的晶体管，栅极到源极电压必须达到足够的幅值并且具有正确的极性，该电压称为Vfull。某些实施例规定基本在增强模式中操作的晶体管完全处在增强模式中。在其他情况下，基本在增强模式中操作意味着Vgs至少为Vfull的99％、90％、80％、50％、25％、10％、1％、或0.1％。类似地，本发明的一些实施例提供了在阻断耗尽模式中操作的晶体管。对于增强模式晶体管，这意味着栅极到源极的极性与该晶体管的阈值电压(VTH)的极性相反，或者栅极到源极电压基本等于零。如果晶体管是耗尽型晶体管，则这意味着栅极到源极电压的极性与VTH相同。对于耗尽型晶体管，为了基本阻断在其漏极和源极之间流动的所有电流，必须驱动晶体管栅极接近或超过VTH。
如果在器件的第一端子与第二端子之间流动的电流也会流过晶体管(即，在该晶体管的漏极与源极之间流动)，则晶体管是串联在主电流路径中的。对于在交流环境中采用的晶体管，如果在器件的第一端子和第二端子之间流动的电流在正周期和负周期中的至少一个周期期间流过晶体管，则晶体管是串联在主电流路径中的。在若干实施例中，彼此并联的一个或多个主晶体管也被配置为与其他晶体管和组件并联。在那些实施例中，一个或多个晶体管是串联在主电流路径中的，因为它们在不处于阻断耗尽模式时呈现出通过器件的低电阻路径。
在本发明的各种实施例中，可以使用诸如晶体管、电阻器、二极管、齐纳二极管、电容器之类的各种组件。可以使用任何合适的组件，例如，本领域已知的那些组件。晶体管涉及包括JFET、MOSFET(例如，耗尽模式MOSFET和增强模式MOSFET)的场效应晶体管及它们的诸如SiC JFET、SiC MOSFET、GaN JFET、GaN MOSFET，以及所谓的“零阈值”晶体管之类的宽带隙版本，还有双极结型晶体管、晶闸管、绝缘栅双极型晶体管，甚至MEMS开关和作为晶体管的代替品的其他机电继电器，以及任何前述各项的组合。宽带隙晶体管可以被认为是那些具有等于或大于约2eV的带隙的晶体管，并且包括SiC和GaN晶体管。
根据本发明的一些器件适用于保护直流电路。其他器件适用于保护交流电路。还有其他器件可用于直流或交流电路。还有其他器件，例如针对直流电流保护而设计的器件，可以通过添加适当的整流器以使该器件的组件接收适当的极性而被用于交流电路中。在其他实施例中，可以通过使得其中一个器件在正极性状况下保护电路并且第二个器件在负极性状况下保护电路的方式来使用两个器件。
另外的实例涉及其中第一漏极与第一端子串联电连通的器件。其他实例提供了其中第一漏极与第二端子串联电连通的器件。另外的实例涉及其中第一晶体管包括耗尽型晶体管的器件。本发明的一些实例提供了其中第一晶体管具有负栅极阈值特性或正栅极阈值特性的器件。还有其他实例涉及其中第一晶体管具有n型或p型的第一多数载流子特性的器件。某些情况涉及其中第一晶体管是n沟道耗尽模式晶体管的器件。其他情况提供了一种双端子器件。其他情况还涉及一种被配置为在没有任何辅助电源的情况下进行操作的器件。
体现本发明的各个方面的器件可以根据任何合适的方法来制造。器件可以包含分立组件，或者这些组件可以一起被制造于集成电路中。或者，可以使用集成电路和分立组件的组合。制造根据本发明的器件的一些方法包括组装这些组件，使得在各组件之间存在电连通或可以是电连通的。
其他实施例涉及形成本发明的器件的方法。这种方法例如包括将第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中。可以使用任何合适的制造技术。在一些情况下，可以想到用于构建集成电路的已知制造技术也可以用于形成器件或其一部分。常规的二维集成电路、三维集成电路、以及任何合适的技术都可以被涉及。在其他情况下，诸如晶体管、电阻器、电容器之类的各个组件可以例如通过焊接可逆地和/或永久地连接在一起。在其他情况下，集成电路可以通过电连通地放置额外组件(例如，由下游制造商或端用户选择的用以微调集成电路以适应所要保护的电路的预期操作参数的电阻器、电容器、和/或其他组件)来扩充集成电路。在这种情况下，集成电路的上游制造商可以向下游制造商或端用户提供指导选择这些额外组件的指令。可选地，诸如RFID芯片之类的识别技术可以被包括在本发明的器件中。
可以以任何合适的方式来使用本发明的器件。在一些情况下，保护电路免受持续过流状况影响的方法包括将如本文描述的器件串联电连通地放置在所要保护电路的主电流路径中。使用本发明的一个或多个器件的其他方法使用这些器件来仅保护电路的一部分，例如与电路的另一部分并联电连通的电路的一部分。在这种情况下，器件可以与电路中要被保护的部分串联放置。可选地，可以使用另一器件来保护该电路的另一部分。另外的实施例规定用多于一个本发明的器件来保护电路。
本发明的一些实施例涉及用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的方法，每种方法包括：
将本文描述的任何实施例的器件放置在主电流路径中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断。在另一示例中，用于保护电路免受过流状况影响的方法包括：
提供诸如本文描述的那些器件中的一者之类的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
在一些情况下，仅当第一端子和第二端子之间存在过流状况时才发生非零电压的转换。类似地，在某些情况下，只有当过流状况存在时，才发生可释放存储的电压的浮置。至少在其中一些情况下，本发明的器件表示安置在所要保护电路的路径中的低电阻、低功耗器件。与许多已知的器件不同，这种器件在正常电流状况下几乎不消耗受保护电路提供的电力。但在出现过流状况时，本发明的某些实施例快速响应过流状况，并阻止过流到达受保护电路。
其他实施例涉及保护电路的方法，其中，获得可释放存储的电压包括自催化式地转换非零电压。在其他情况下，转换非零电压包括自催化式地转换非零电压。相应地，这些实施例中的一些涉及用于保护电路免受过流状况影响的方法，这样的方法包括：
提供如本文描述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
自催化式地转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
可选地，浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
将可释放存储的电压或可选的浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
可被用在用于保护电路免受过流状况影响的方法中的器件在一些实施例中包括，
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力。
本发明的某些实施例涉及用于保护电路的方法，其中，获得可释放存储的电压包括自催化式地转换非零电压。
例如，用于保护电路免受过流状况影响的一些方法包括：
提供一种器件，该器件具有：
第一端子和第二端子，
以及第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
非零电压可以是第一端子和第二端子之间的电压或者从其导出的电压。或者，在具有第三端子的那些实施例中，可以从第二端子和第三端子之间的电压导出非零电压。或者，在具有第四端子的那些实施例中，可以从第三端子和第四端子之间的电压导出非零电压。或者，可以从提供给器件的辅助电力导出非零电压。任何合适的辅助电源都可以被用于这些实施例中。例如，可以从电池、热能转换器、射频转换器、光电转换器、独立市电电源、或它们的组合中选择辅助电力。在其他情况下，该器件被配置为不接收辅助电力。
其他实施例涉及自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；从而保护电路免受过流状况的影响。
在正常电流状况下，在一些实施例中，将第一端子和第二端子之间的主电流路径限定为低电阻路径，并且仅第一晶体管或者可选的与第一晶体管并联的一个或多个晶体管串联布置在该低电阻路径中。
保护电路的其他方法涉及通过采用电压转换器电路来获得可释放存储的电压，该电压转换器电路包括被配置为将非零电压转换为可释放存储的电压的并联到串联切换电容器网络。可选地，获得可释放存储的电压包括倍增非零电压。
可选地，所述转换包括倍增、降低、反转、或标识中的一者或多者。在一些情况下，浮置可释放存储的电压包括切换可释放存储的电压。可以使用任何合适的技术来切换可释放存储的电压。在一些情况下，所述切换采用浮置开关晶体管、浮置开关二极管、或它们的组合。某些实施例提供了一些方法，其中，所述切换包括将可释放存储的电压与二极管并联放置，其中，可释放存储的电压的正极端被连接到二极管的阴极，并且可释放存储的电压的负极端被连接到二极管的阳极。此外，所述将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽可以包括将可释放存储的电压与第一栅极和第一源极并联放置。类似地，所述将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽可以包括将浮置电压与第一栅极和第一源极并联放置。
其他实施例规定，在没有发生过流状况的情况下，第一晶体管不会处在增强模式中。甚至在另外的实施例中规定，在没有发生过流状况的情况下，器件不会倍增或反转电压。
本发明的附加实施例提供了一些方法，其中，一旦过流状况不再存在就将器件复位。例如，一些方法涉及通过以下各项来检测过流状况不再存在：
确定第一端子和第二端子之间的安全电压；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。可选地，所述将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式中。
另外的附加实施例涉及：
通过以下步骤来检测过流状况不再存在：
确定第一端子和第二端子之间的安全电压；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
浮置安全的可释放存储的电压以获得安全浮置电压；
将安全浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。可选地，所述将安全浮置电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式中。和某些其他实施例一样，所述转换安全电压可以包括倍增、降低、反转、或标识中的一者或多者。
本发明的某些实施例涉及用于转换非零电压的方法，包括：
用非零电压向两个或更多电容器充电，其中，通过将该两个或更多个电容器并联配置的切换装置来电连接该两个或更多个电容器，由此来提供存储电压；
通过切换该切换装置以将两个或更多个电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
其他方法涉及非零电压的自催化式转换，
其中，自催化式转换包括：
用非零电压来向两个或更多个电容器充电，其中，通过将该两个或更多个电容器并联配置的切换装置来电连接这些电容器，由此来提供存储电压；
通过切换该切换装置以将该两个或更多个电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
还有其他方法涉及非零电压的自催化式转换，其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用非零电压来向该并联的多个电容器充电以获得存储电压；
通过切换该切换装置以使得多个电容器变得至少部分串联电连接来倍增存储电压，以产生倍增电压；
通过用倍增电压驱动所述切换以使得多个电容器完全串联地电连接来增大倍增电压，由此自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压。
又一些方法涉及对输入电压的自催化式转换，其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用输入电压来向该并联的多个电容器充电；
部分地切换所述切换装置以使得多个电容器的一部分变成被灵活地配置为串联电连通来提供部分倍增电压；
使用该部分倍增电压来驱动部分切换中的至少一些；
重复进行部分切换和驱动，直到多个电容器完全地串联电连通，由此自催化式地转换输入电压以获得可释放存储的电压。
可选地，在一些情况下，切换装置包括被配置为以并联或串联配置与多个电容器灵活连接的多个晶体管。在某些情况下，多个电容器被配置为驱动多个晶体管中的至少一部分晶体管的栅极。
其他实施例涉及用于自催化式地转换输入电压的器件和方法。发现自催化式转换对在过流状况下将晶体管切换到阻断耗尽模式是特别有用的，因为如果进入阻断耗尽的转变时间过长，则流过晶体管的过流可能会损坏晶体管。另外，自催化式电压转换也可以在许多不同的领域得到应用，例如在无论输入电压如何变化都需要电压时。
本发明的某些实施例涉及一种电压转换器电路，包括：
第一输入引线和第二输入引线，该第一输入引线和第二输入引线被配置为接收输入电压；
至少一个输出引线，该至少一个输出引线被配置为传送转换电压；以及
并联到串联切换电容器网络，该并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压；
其中，并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压自催化式地转换为转换电压。可选地，并联到串联切换电容器网络被配置为通过倍增输入电压来将输入电压转换为转换电压。可以采用任何适当的方式来传送转换电压。在一些情况下，第一输出引线和第二输入引线被配置为传送转换电压。在其他情况下，电压转换器电路还包括第二输出引线，其中，第一输出引线和第二输出引线被配置为传送转换电压。
可以使用任何合适的技术来切换并联到串联切换电容器网络，例如晶体管、二极管及其组合。一些实例提供并联到串联切换电容器网络，包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供转换电压；
多个晶体管，该多个晶体管在处于“断开”状态时，将多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将多个电容器配置为串联电连通。
其他实例提供了一种并联到串联切换电容器网络，其包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电，并进行放电以提供转换电压；
多个二极管，该多个二极管在被正向偏置时，将多个电容器配置为并联电连通，并且当被反向偏置时，将多个电容器配置为串联电连通。
本发明的某些另外的实施例提供了电压转换器电路，包括：
第一输入引线和第二输入引线，该第一输入引线和第二输入引线被配置为接收输入电压；
至少一个输出引线，该至少一个输出引线被配置为传送转换电压；
其中，电压转换器电路被配置为将输入电压自催化式地转换为转换电压。
另外的实施例提供了驱动具有栅极的晶体管的方法，每个这样的方法包括：
自催化式地转换输入电压以获得可释放存储的电压；
将该可释放存储的电压施加到栅极，从而驱动晶体管。
另外的实施例涉及将输入电压自催化式地转换为转换电压的方法，包括：
用输入电压向被灵活配置为并联电连通的多个电容器充电；
固态地切换多个电容器，使得多个电容器被灵活地配置为串联电连通以提供转换电压；
其中，转换电压或其一部分驱动进行至少一些切换，从而将输入电压自催化式地转换为转换电压。
可以采用任何合适的技术来进行固态切换，例如晶体管、二极管及它们的组合。
在一些情况下，固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个晶体管提供的。在其他情况下，固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个二极管提供的。在其他情况下，固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个晶体管和二极管提供的。
具体实施方式
可以参考所附附图来描述本发明的其他实施例。不同图中的相同参考标号旨在引用每个这样的图中的相同或相似项。为了便于查看和理解，并非在每幅图中都标注出每一项。
图1在概念性地描绘了本发明的一个包括具有控制第一晶体管150的驱动器电路130的器件100的实施例。第一端子110和第二端子120限定经过连接111、第一晶体管150、和连接112的主电流路径。第一晶体管150经由引脚151、152串联布置在主电流路径中。这些引脚151、152分别是第一漏极和第一源极或第一源极和第一漏极，这取决于第一晶体管150是n通道还是p通道器件。驱动器电路130经由连接111、112与第一晶体管150并联电连通。驱动器电路130包括电压转换器电路140，该电压转换器电路被配置为接收输入电压，例如在连接111、112处收获的第一端子110和第二端子110之间的电压；将输入电压转换为转换电压或可释放存储的电压；并将其作为栅极电压施加在第一栅极153处。电压转换器电路140可包括任何合适的电压转换器电路。例如，电压转换器电路140可以采用助推启动式电压转换器、单发式电压转换器、持续使用式电压转换器、或它们的组合。在过流状况期间，驱动器电路130被配置为将栅极电压施加到第一栅极153处以将驱动第一晶体管150进入阻断耗尽模式。在正常电流状况或过流状况之后的安全电流状况期间，驱动器电路130被配置为驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式，并且可选地进入增强模式。
第一晶体管150可以是任何合适的晶体管。例如，第一晶体管150可以是n沟道耗尽模式晶体管或任何负栅极阈值特性的、常开型晶体管。这会使引脚151成为第一晶体管150的第一漏极并使引脚152成为第一晶体管150的第一源极。在替代示例中，第一晶体管150可以是p沟道耗尽型晶体管或任何正栅极阈值特性的、常开型晶体管。引脚151将是第一晶体管150的第一源极，并且引脚152将是第一晶体管的第一漏极。可以使用任何合适的驱动器电路130和电压转换器电路140，诸如本文所描述和例举的那些。
图2概念性地描绘了另一实施例，即类似于器件100的还包括开关160的器件200。在器件200中，连接113将开关160设置在一侧的驱动器电路130内的电压转换器电路140与另一侧的第一晶体管150的第一栅极153之间。其他组件如针对图1所述。这里，开关160被配置为允许驱动器电路130在例如过流状况期间在第一栅极153处选择性地施加栅极电压，以将第一晶体管150驱动到或维持在阻断耗尽模式中。可以使用任何合适的开关160，例如本文例举的那些。在一些情况下，开关160包括至少一个开关晶体管。在其他情况下，开关160包括至少一个二极管。在又一些情况下，开关160包括一对推挽配置的晶体管。可以使用任何合适的一对晶体管。例如，某些实例在开关160处设置的一对晶体管包括一对图腾柱配置的双极结型晶体管。其他实例提供的一对晶体管包括一对图腾柱配置的MOSFET。
图3概念性地描绘了本发明的另一实施例，其包括具有被配置为在第一栅极153处施加栅极电压的电压转换器电路340和电荷保持电路370的器件300。在该实施例中，驱动器电路330被配置为经由连接114将栅极电压施加在第一栅极153处。电压转换器电路340可以包括任何合适的电压转换器电路。例如，电压转换器电路340可以采用助推启动式电压转换器、单发式电压转换器、持续使用式电压转换器、或它们的组合来接收输入电压，并将其转换为可释放存储的电压。电荷保持电路370可以包括任何合适的电荷保持电路。电荷保持电路370可以在第一栅极153处施加保持电荷并由此维持合适的栅极电压，而电压转换器电路340则忙于转换也被施加为栅极电压的电压。电荷保持电路370和电压转换器电路340一起工作可以将第一晶体管150维持在期望的阻断或导通模式中。在过流状况期间，驱动器电路330被配置为在第一栅极153处施加将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式的栅极电压。在正常电流状况或过流状况之后的安全电流状况期间，驱动器电路330被配置为驱动第一晶体管150脱离阻断塞耗尽模式，并且可选地进入增强模式。可以使用任何合适的驱动器电路330、电压转换器电路340、和电荷保持电路370，诸如在此例举的那些电路。
图4概念性地描绘了另一实施例，即，其中驱动器电路430包括单发式电压转换器442和持续使用式电压转换器444的器件400。驱动器电路430的几种替代操作模式在图4中示出。在一种情况下，单发式电压转换器442可通过连接114来快速施加栅极电压，从而在过流状况开始时便将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式。然后，只要过流状态持续，持续使用式电压转换器444就可以将第一晶体管150保持在阻断耗尽模式中。替选地或另外地，单发式电压转换器442可以驱动持续使用式电压转换器444工作，其中，持续使用式电压转换器444经由连接114来施加栅极电压，从而将第一晶体管150驱动到或维持在阻断耗尽模式中，只要过流状况持续下去。可选地，单发式电压转换器442和/或持续使用式电压转换器444可以被配置为经由连接114来施加合适的栅极电压，以驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式，并且可选地进入增强模式。与器件100、200、和300一样，器件400可被配置为不接收辅助电力，仅经由连接111、112从出现在第一端子110和第二端子120处的电能中获得其所有的能量需求。可以使用任何合适的驱动器电路430、单发式电压转换器442、持续使用式电压转换器444，诸如本文例举的那些。
图5、图6、和图7概念性地描绘了示出助推启动式电压转换器541、电压转换器543、和负载550的替代配置的若干实施例。在图5中，助推启动式电压转换器541被配置为快速地向负载550(例如，可以是晶体管的栅极)施加电压。另一电压转换器543被配置为也向负载550施加电压。以这种方式，助推启动式电压转换器541和电压转换器543一起工作来向负载550施加相同或不同的电压。可选地，助推启动式电压转换器541还可以辅助电压转换器543发起或执行其转换，如虚线所示。在图6中，助推启动式电压转换器541被配置为出于任何合适的目的而向电压转换器543供给电压，可以是为了使电压转换器543能够快速地向负载550供给电压。图7示出了被配置为向负载550施加电压的助推启动式电压转换器541。电压转换器543被配置在反馈回路中，由此，电压转换器543向负载550施加电压，然后，负载550向电压转换器543提供输入电压，电压转换器543转换该输入电压并施加到负载550。例如，假设负载550是晶体管。助推启动式电压转换器541向由负载550表示的晶体管的栅极供给电压，从而将该晶体管驱动到阻断耗尽中。在作为负载550的晶体管的漏极和源极上产生阻断电压，然后电压转换器543可以收集、转换该阻断电压、并将其施加在作为负载550的晶体管的栅极处。如果由电压转换器543施加的转换电压将晶体管维持在阻断耗尽中，则电压转换器543可被配置为将作为负载550的晶体管维持在阻断耗尽中，直到器件被复位或阻断电压从负载550处被移除。可以使用任何合适的助推启动式电压转换器541、电压转换器543、和负载550，诸如本文例举的那些。
图8概念性地描绘了附加实施例器件800，其中，驱动器电路830包括耦合到电压浮置电路880的电压转换器电路840。在此，电压转换器电路840被配置为接收输入电压，例如，在连接111、112处收获的第一端子110和第二端子120之间的电压，并将该电压转换为可释放存储的电压。电压浮置电路880偏移(shift)或浮置可释放存储的电压以提供在开关160允许时可作为栅极电压施加在第一栅极153处的浮置电压。例如，当过流状况出现时，开关160可闭合，允许驱动器电路832在第一栅极153处施加浮置电压，从而将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式中。可以使用任何合适的驱动器电路830、电压转换器电路840、和电压浮置电路880，诸如本文例举的那些。
图9概念性地描绘了另一实施例器件900，包括电压电平复位电路965、电流监测电路1075、组合的电压转换器和电压浮置器945、以及可选的计时器电路1085。本发明的各种实施例可以采用服务于多个功能的电路，既可以同时执行多个功能，也可以按顺序执行多个功能，或这二者的组合。在器件900中，驱动器电路930提供了可选的自催化式电压转换器和电压浮置电路945。如会在后面的图中看到的，有效的电路设计可以采用执行电压转换器和电压浮置功能这两者的组件。此处，例如，电压转换器和电压浮置电路945可接收输入电压，例如在连接116、119处收集的第一端子110和第二端子120之间的电压或其导出电压。该输入电压将被转换(可选地自催化式地)，以提供可释放存储的电压，并被浮置以提供浮置电压。当过流状况出现时，驱动器电路930将在开关160闭合时在第一栅极153施加浮置电压，从而驱动第一晶体管150进入阻断耗尽。
此外，电流监测电路1075经由连接911、912监测流过或将流过第一晶体管150的电流。这可以通过任何合适的协议来完成，例如监测连接111、112之间的电压降。电流监测电路1075被配置为(A)检测出现的过流状况，(B)使电压转换器和电压浮置器电路945开始操作，以及(C)闭合开关160，由此允许驱动器电路930驱动第一晶体管150进入阻断耗尽模式。电流监测电路1075与电压电平复位电路965一起还被配置为检测过流状况的结束，并且使驱动器电路930在第一栅极153处施加栅极电压，该栅极电压驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式并且可选地进入增强模式。在这种情况下，开关160将闭合至少足够长时间来施加期望的栅极电压。
可选地，器件900还包括贴附于(affix)连接911、912之间的计时器电路1085。可以使用任何合适的计时器电路1085，诸如本文描述和例举的那些。在一些情况下，计时器电路1085包括延迟块计时器电路，该延迟块计时器电路被配置为延迟驱动器电路930驱动第一晶体管150进入阻断耗尽模式，直至过流状况为持续过流状况为止。在其他情况下，计时器电路1085包括延迟复位计时器电路，该延迟复位计时器电路被配置为延迟驱动器电路930驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式，直到安全电流状况是持续安全电流状况为止。在其他情况下，计时器电路1085包括或用作延迟块计时器电路和延迟复位计时器电路。
可选地，电压电平复位电路965与可选的计时器电路1085协作以确定安全电流状况是否是持续安全电流状况。当安全电流状况或持续安全电流状况存在时，电压电平复位电路965配置驱动器电路930以驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式。可以使用任何合适的计时器电路1085、电流监测电路1075、电压电平复位电路965、电压转换器及电压浮置电路945、以及驱动器电路930，诸如本文描述和例举的那些。
图10概念性地描绘了附加实施例的器件1000，包括振荡器1095、计时器电路1085、和电流监测电路1075。此处，驱动器电路1030被配置为允许其电压转换器电路1040接收输入电压，例如经由连接116、119在连接111、112处收集的跨第一端子110和第二端子120两端的电压。输入电压被转换为可释放存储的电压并且被电压浮置电路1080偏移以提供浮置电压。转换和浮置操作由振荡器1095来调制。在一些情况下，振荡器1095允许电压转换器电路1040重复地将输入电压转换为可释放存储的电压。在其他情况下，振荡器1095允许电压浮置电路1080重复地浮置可释放存储的电压以提供浮置电压。在其他情况下，振荡器1095允许电压转换器电路1040和电压浮置电路1080两者重复执行它们的操作。选择性地将开关160闭合(例如，当出现过流状况时)，以允许驱动器电路1030将浮置电压作为栅极电压施加在第一栅极153处，从而将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式。
此外，电流监测电路1075经由连接117、118监测流过或将流过第一晶体管150的电流。这可以通过任何合适的协议来完成，例如监测连接111、112之间的电压降。然后，当出现过流状况时，电流监测电路1075最终使开关160闭合。可选地，当在过流状况结束处出现安全电流状况时，电流监测电路1075可最终使开关160断开。或者，电流监测电路1075可以被配置为(A)检测出现的过流状况、(B)使电压转换器电路1040、振荡器1095、和电压浮置电路1080中的一者或多者开始操作、以及(C)闭合开关160，从而允许驱动器电路1030将第一晶体管150驱动到阻断耗尽模式中。可以使用任何合适的电流监测电路1075、电压转换器电路1040、振荡器1095、电压浮置电路1080、和驱动器电路1030，诸如本文描述和例举的那些。
图11示出了栅极保护电路的若干实施例。栅极保护电路1130可以应用于本发明的器件中的任何晶体管1140(包括但不限于第一晶体管)的任何栅极。示意性示出的栅极保护电路1130和晶体管1140可以通过分别保护晶体管1150、1160、1170、1180和1190的栅极的若干局部电路来例举。晶体管1150经由引脚1151与连接1111电连通以及经由引脚1152与连接1113电连通。栅极1153经由连接1112与到连接1111的电阻器1123以及到连接1113的齐纳二极管1125和二极管1105连接。选择具有期望的齐纳电压的齐纳二极管晶体管1125允许对在栅极1153处看到的电压进行控制。调整电阻器1123的电阻的大小允许对通过齐纳二极管1125和栅极1153的电流进行控制。二极管1105防止来自连接1113的负电涌。因此，一些实施例为包括在第一引脚和栅极之间电连通的电阻器以及在栅极和第二引脚之间的齐纳二极管和二极管的晶体管提供栅极保护。
或者，具有与连接1114电连通的引脚1161和引脚1162的晶体管1160可以使用晶体管1124，其通过源极1128经由连接1115连接到栅极1163。漏极1127连接到任何合适的组件，例如驱动器电路(未示出)。此处，晶体管1124是n沟道耗尽型晶体管，其栅极1126经由连接1116、1114最终连接到引脚1162。电阻器1129出现在连接1115、1116之间，并被选择为具有足够低的阻抗以允许晶体管1124可靠地保持其两端的小于或等于其阈值电压的电压。晶体管1124保护栅极1163不受正电流和电压的影响。如果源极1128处于比被连接到连接1114的栅极1126更高的电势，则栅极1163和源极1162之间的电压差被限制为近似于晶体管1124的阈值电压。类似地，如果源极1128处于比被到连接1114的栅极1126更高的电势，则通过晶体管1124和栅极1163的电流被限制为晶体管1124的特性曲线上的特定电流。其他实施例涉及用于所要保护的晶体管的栅极保护电路，包括栅极保护n沟道耗尽型晶体管，该晶体管的源极和栅极与电阻器并联电连通，由此该电阻器与所要保护的晶体管的栅极和引脚并联电连通。
另一可选的局部电路对晶体管1170的栅极1173进行保护。引脚1171在一些情况下最终连接到第一端子(未示出)并且引脚1172经由连接1121最终连接到第二端子(未示出)。该局部电路所采用的晶体管1130通过源极1132经由连接1117、1118连接到栅极1173。漏极1131连接到任何合适的部件，例如驱动器电路(未示出)。此处，晶体管1130是n沟道耗尽型晶体管，其具有经由连接1119、1120、1121可最终连接到第二端子(未示出)的栅极1133。连接1117和1119之间的电容器1134和连接1118和1120之间的电阻器1135进一步保护栅极1173，因为电容器1134充当旁路电容器并且允许初始涌入电流流过该电容器而不是流过栅极1173。其他实施例涉及的用于所要保护的晶体管的栅极保护电路包括栅极保护n沟道耗尽型晶体管，该晶体管的源极和栅极与电阻器并联电连通并且与电容器并联电连通，由此该电阻器与该电容器与所要保护的晶体管的栅极和引脚并联电连通。
在又一替代方案中，晶体管1180是n沟道耗尽型、常开型晶体管，具有最终连接到第一端子(未示出)的漏极1181和连接到任何合适的组件(例如，经由连接1137最终连接到第二端子(未示出))的源极1182。栅极1183由电阻器1138、1139保护，它们在连接1136处连接。电阻器1138限制通过栅极1183和通过连接1136和1137之间的二极管1141、1142的电流。电阻器1139具有由二极管1141、1142限制的电压，从而限制流向栅极1183的电流。因此，其他实施例涉及的用于所要保护晶体管的栅极保护电路包括与所要保护晶体管的栅极电连通的两个电阻器，其中，这些电阻器通过具有与所要保护的晶体管的源极电连通的一个、两个或三个二极管的连接点分开。涉及晶体管1190的局部电路提供了局部电路的另一示例。
P沟道耗尽型、常开型晶体管1190具有源极1191，该源极经由连接1144最终连接到任何合适的组件，例如第一端子(未示出)。漏极1192最终连接到任何合适的组件，例如第二端子(未示出)。栅极1193与在连接1143处分开的电阻器1146、1147电连通。两个二极管1148、1149从连接1143开始连接至连接1144。注意，每个二极管1148、1149被定向以限制电压，由此，利用电阻器1146、1147限制到栅极1193的电流。
图12概念性地描绘了实施例器件1200，其中，驱动器电路1230包括用于转换电压的并联到串联切换电容器网络1240。此处，驱动器电路1230包括并联到串联切换电容器网络1240，其被配置为接收输入电压，诸如在连接111、112处收集的第一端子110和第二端子120处的器件1200两端的电压。输入电压向并联的网络1240的电容器充电，并随后将该充电电容器切换为串联配置，从而在第一栅极极153处提供转换电压以控制第一晶体管150。在一些情况下，该转换电压可将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式，使得没有电流流过在引脚151和引脚152之间的第一晶体管150。在其他情况下，转换电压可以驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式并且可选地进入增强模式。可以使用任何合适的驱动器电路1230和并联到串联切换电容器网络1240，诸如本文描述和例举的那些。
图13概念性地描绘了实施例器件1300，其中，驱动器电路1330包括用于自催化式地转换电压的自催化式并联到串联切换电容器网络1340。类似于器件1200，器件1300包括驱动器电路1330，该驱动器电路包括自催化式并联到串联切换电容器网络1340，其被配置为接收输入电压，例如在连接111、112处收集的第一端子110和第二端子120处的器件1300两端的电压。输入电压向并联的电容器1340充电，并随后将该充电电容器切换为串联配置，从而自催化式地转换输入电压并在第一栅极极153处提供转换电压以控制第一晶体管150。在一些情况下，转换电压可以驱动第一晶体管150进入阻断耗尽模式，这样没有电流流过引脚151与引脚152之间的第一晶体管150。在其他情况下，转换电压可以驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式并且可选地进入增强模式。可以使用任何合适的驱动器电路1330和自催化式并联到串联切换电容器网络1340，诸如本文描述和例举的那些。
图14概念性地描绘了实施例器件1400，其中，驱动器电路1430包括用于自催化式地转换电压的自催化式电压转换器1440。自催化式电压转换器1440被配置为接收输入电压，诸如在连接111、112处收集的第一端子110和第二端子120处的器件1400两端的电压。一旦自催化式电压转换器1440已将输入电压进行了自催化式的转换，驱动器电路1430被配置为将转换电压作为栅极电压施加在第一栅极153处，从而控制第一晶体管150。在一些情况下，该转换电压可驱动第一晶体管150进入阻断耗尽模式，使得没有电流流过引脚150、151之间的第一晶体管152。在其他情况下，转换电压可以驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式并且可选地进入增强模式。可以使用任何合适的驱动器电路1430和自催化式电压转换器1440，诸如本文描述和例举的那些。在一些情况下，自催化式电压转换器1440可以包括并联到串联切换电容器网络。在其他情况下，自催化式电压转换器1440可以采用自催化式地转换电压的任何电压转换器，如进行本文所描述的转换。可选地，在该转换中可以使用一个或多个电感器和/或一个或多个变压器。
图15以流程图形式示出了用于保护电路免受持续过流状况影响的创造性方法。可以使用任何合适的器件来实践图15的方法1500，例如，包括图1中所示的电压转换器电路140内的图5-图7的任一幅图中的助推启动式电压转换器541和电压转换器543的器件。开始于1510处，在器件两端形成1520电压，该电压可选地通过助推启动式电压转换器可被转换1530为可释放存储的电压。在器件的第一晶体管的第一栅极上形成1540转换电压或可释放存储的电压，从而将第一晶体管驱动至阻断耗尽模式。可选地，该器件包括彼此并联的多个晶体管，并且转换电压被施加到多个晶体管中的每个晶体管的栅极，从而将每个晶体管驱动到阻断耗尽模式。由于第一个晶体管或多个晶体管中没有电流通过，所以器件上会形成1550电压。该阻断电压可以通过电压转换器(可选地通过持续使用式电压转换器)收集和转换1560，然后将转换电压施加1540于第一栅极上，以保持第一晶体管或多个晶体管处于阻断耗尽模式。可选地重复步骤1540、1550和1560，并且器件被建立并维持1570在阻塞模式中。
图16以流程图形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况影响的另一创造性方法。任何合适的器件都可以实践图16的方法1600。开始于1610处，确定是否存在过流状况1615。如果是，则器件可以转换电压(例如，器件两端的电压或者从其导出的电压)1620，以获得转换电压或可释放存储的电压。然后，该电压被浮置1630并作为栅极电压施加到第一晶体管的栅极1640，或者可选地施加到并联布置的多个晶体管的栅极。栅极电压驱动第一晶体管或多个晶体管进入阻断耗尽模式1650。器件监测安全电流状况是否已替代过流状况1655，如果没有，则保持阻断耗尽模式1650。通过任何合适的过程来维持阻断耗尽，例如转换1620、浮置1630和施加1640中的一者或多者。一旦安全电流状况替代过流状况，则第一晶体管或多个晶体管被驱动脱离阻断耗尽模式1660并进入到正常模式中1670。这可以通过任何合适的方式来实现。在某些情况下，相同或不同的电路将转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压，可选地浮置安全的可释放存储的电压，并将该安全的可释放存储的电压或安全的浮置电压施加到第一晶体管或多个晶体管以驱使它们脱离阻断耗尽。在正常模式中，允许电流通过第一端子和第二端子之间，并且第一晶体管或多个晶体管并不处于阻断耗尽模式中：这些晶体管可以是部分导通的，或者它们可以完全处于增强模式中。然后，器件继续监测过流状况1615。
图17以流程图的形式描绘了用于保护电路免受持续过流状况影响的创造性方法。方法1700与方法1600的不同之处在于，即使在没有过流状况的情况下，电压也可以被转换1720和浮置1730。可以使用任何合适的器件来实践方法1700。开始于1710处，诸如器件两端的电压或其导出电压之类的电压被转换1720，以产生转换电压或可释放存储的电压，然后浮置所产生的转换电压或可释放存储的电压1730，以提供浮置电压。该器件监测流过器件的电流以探测过流状况1740，并且如果不存在过流状况，则该器件保持在正常模式中1780。一旦过流状况被检测到1740，浮置电压被施加到第一晶体管的栅极或者到多个晶体管的栅极1750，从而将它们驱动到阻断耗尽模式中1760。监测1765将要通过器件的电流以探测安全的电流状况。如果过流状况持续存在，则器件保持在阻断耗尽模式中1760。可以通过任何合适的过程来保持阻断耗尽，例如转换1720、浮置1730、和施加1750中的一者或多者。当存在安全电流1765时，一个或多个晶体管被驱动脱离阻断耗尽模式1770，并且器件返回到正常模式1780。
图18以流程图形式示出了用于保护电路免受持续过流状况影响的创造性方法。采用具有诸如图10中描绘的器件1000的合适组件的器件，可以执行图18中描绘的方法1800。开始于1810处，确定器件1000是否正在阻止持续过流1811。如果不是，则该器件被配置为用于正常模式1812，并且第一晶体管150允许电流在第一端子110和第二端子120之间通过。电流监测电路监测流过器件1000的电流1075，并且确定电流是否持续在安全级别1813。如果是，则正常模式1812继续。如果不是，则通过计时器电路1085来监测过流状况的持续时间1814。如果过流状况没有持续预定持续时间，则不安全电流1813及其持续时间1814继续被监测。一旦达到预定持续时间，计时器电路1085被忽略或复位1816，并且通过使驱动器电路1030将第一晶体管150驱动至阻断耗尽模式而使器件1000进入阻断模式1820，如图10所述。通过电流监测电路1075测量第一端子110与第二端子120之间的电压来监测过流状况1821，并且如果电压保持在预定阈值以上，则该器件保持在阻断模式1820中，例如通过振荡器1095促使电压转换器电路1040和/或电压浮置电路1080来连续地转换和浮置电压，使得驱动器电路1030可以通过闭合栅极160将第一晶体管150保持在阻断耗尽模式中。然而，如果器件1000两端的电压返回到安全级别1821，则由计时器电路1085监控1824安全电压的持续时间。如果安全电压或正常电流状况没有持续足够的持续时间，器件继续使用计时器电路1085来对安全电流状况进行计时1825。一旦安全电流状况(如由电流监测电路1075测量确定电压是否为安全电压)持续了合适的持续时间1826，器件1000进入正常模式1812，计时器电路1085被复位，并且电流可以经由第一晶体管150再次在第一端子110和第二端子120之间传递。
图19以流程图形式描绘了使用并联到串联切换电容器网络来自催化式地转换电压的创造性方法。可以使用任何合适的并联到串联切换电容器网络来实践图19所示的方法1900，诸如本文描述和理解的那些。开始于1910处，多个电容器被配置为并联1920，例如通过允许可以是例如晶体管、二极管或它们的组合之类的开关来将这些电容器彼此并联放置并且使其经受电压。部分或完全对这些并联的电容器充电1930，这可通过充电电压测量。然后，电容器从并联被部分切换1940到串联。部分切换意味着电容器不再完全并联。例如，网络中的两个电容器可以切换成串联，而至少一个电容器保持并联。又例如，网络中的两个或更多个或甚至全部电容器可以被“少许”切换到串联，例如通过晶体管从阻断模式转换到部分导通。部分切换的结果是，所存储的电压部分地倍增1950为小于所有电容器完全串联配置时所得到的电压。然后将该部分倍增的电压馈送到网络以驱动1960电容器进一步切换为串联。将电压部分地倍增1950并利用部分倍增的电压驱动切换1960这二者互相增强，从而驱动网络完成电容器的切换并将所存储的电压倍增1970。一旦完成，倍增电压便可用1980。可选地，倍增电压可以以任何合适的方式来施加，例如通过对串联的电容器放电1990。在一些情况下，自催化式转换电压可以驱动晶体管的栅极。在其他情况下，自催化式转换电压可以驱动第一晶体管的栅极进入阻断耗尽模式、脱离阻断耗尽模式、或进入增强模式。在又一些情况下，自催化式转换电压可以驱动第一晶体管的第一栅极进入阻断耗尽模式，由此保护电路免受过流状况的影响。
图20提供了被配置为使得第一晶体管2050在过流状况期间阻断第一端子2010与第二端子2020之间的电流的器件2000的布线图。第一晶体管2050是经由连接2011与第一端子2010串联电连通以及经由连接2012与第二端子2020串联电连通的n沟道耗尽型、常开型晶体管。第一漏极2055连接到连接2011，而第一源极2054连接到连接2012。主电流路径出现在第一端子2010和第二端子2020之间并经由连接2011、2012穿过第一晶体管2050。第一栅极2053具有栅极保护电路，即电阻器2038。电荷保持电路由围绕第一栅极2053连接的电容器2072以及二极管2071组成。电容器的负端电连接到二极管的阳极，并且第一栅极和第一源极与电容器并联电连通。包括电容器2030、二极管2031和双极结型晶体管2032的电压转换电路经由连接2011、2012转换器件两端的电压并将其存储为电容器2030处的可释放存储的电压。电容器2030通过晶体管2032充电，直到晶体管2075导通，这会使晶体管2032的基极电势变低并使其断开，从而切断充电电流。电压浮置电路包括推挽配置的双极晶体管2081、2082，该双极晶体管也是图腾柱配置的。因此，本发明的某些实施例提供了包括推挽配置或图腾柱配置的一对晶体管的电压浮置电路。如这里所示，可以使用双极结晶体管；或任何合适的晶体管，例如一对MOSFET。电阻器2063、2064分别针对晶体管2081、2082提供了栅极保护。肖特基二极管2083也被添加到电压浮置电路，因为电容器2030处的可释放存储的电压与肖特基二极管2083是并联放置的，这样通过肖特基二极管便可在适当的时刻将可释放存储的电压偏移。在正常电流状况下，监测电流的MOSFET晶体管2075是断开的，这导致电流流过npn双极结型晶体管2081的基极，从而使其导通，并使晶体管2082断开。当出现过流状况时，电流监测晶体管2075导通，从而驱动晶体管2081的基极为低电势并将其断开。也几乎同时发生，pnp双极结型晶体管2082的基极由于其连接到晶体管2081的基极而被驱动为低电势。电容器2030驱动pnp双极结型晶体管2082使其导通。电流流出电容器2030，流过pnp双极结型晶体管2082的发射极和基极，然后流过晶体管2075并返回到电容器2030的负极端子，从而使晶体管2082导通。晶体管2081的断开和晶体管2082的导通使电容器2030与二极管2083并联。由晶体管2075和电阻器2076来提供电流监测电路。
图21提供了类似于器件2000的器件2100的布线图，但是该器件2100具有彼此并联布置并且被配置为在过流状况期间阻断第一端子2010和第二端子2020之间的电流的两个晶体管2051、2052。晶体管2051、2052是n沟道耗尽型、常开型晶体管，并且分别具有电阻器2037、2039形式的栅极保护电路。从图21可以看出，晶体管2051、2052的漏极彼此电连通并且处于相同的电势。类似地，晶体管2051、2052的源极彼此电连通并且处于相同的电势。其他组件(其中一些标有附图标记)，如关于图20所述。
图22提供了类似于器件2000的添加了额外的电荷保持电路的器件2200的布线图。此外，第一晶体管2050被配置为在正常电流状况下以增强模式进行操作。除了二极管2071和电容器2072之外，还有二极管2273和晶体管2274辅助第一晶体管2050的第一栅极处的电荷保持功能。P沟道常开型晶体管2274的源极连接在电流监测电阻器2076和电流监测晶体管2075之间。在正常状况下，电容器2072通过电阻器2076和晶体管2274以及二极管2273充电，使得电容器2072的正极端位于二极管2273的阴极处，并且电容器2072的负极端位于第一晶体管2050的第一源极处，这样电容器2072将第一晶体管2050驱动到增强模式中。当发生过流时，晶体管2075导通并且电容器2072通过二极管2071被充电为相反的极性，使得电容器2072的正极端现位于第一晶体管2050的第一源极处，并且使得电容器2072的负极端现位于二极管2273的阴极处。电流监测晶体管2075的导通也会将晶体管2274的源极拉低，并且这导致晶体管2274的栅极处于比其源极相对更高的电势，从而断开晶体管2274，使其进入阻断耗尽。这阻止正电荷通过晶体管2274和二极管2273而进入，该正电荷会使电容器2072放电并可能过早地驱使第一晶体管2050脱离阻断耗尽。二极管2071亦阻止正电荷过早地驱使第一晶体管2050脱离阻断耗尽。籍由这种方式，二极管2071和晶体管2274通过在电容器2072上保持耗尽电荷来辅助电荷保持功能，并且二极管2273通过在电容器2072上保持增强电荷来辅助电荷保持功能。电阻器2275为晶体管2274提供栅极保护。此处，电阻器2233还辅助电容器2030进行电压转换过程。
图23提供了类似于器件2200的添加了开关晶体管2061、2062的器件2300的布线图。此处，驱动器电路包括开关晶体管2061、2062，其被配置为在正常电流状况期间以及在将第一晶体管2015驱动到或维持在阻断耗尽模式期间施加栅极电压。双极结型晶体管2061、2062被布置为推挽配置及图腾柱配置。在正常模式期间，如果两端子之间的电压足够高，则晶体管2061的基极被驱动以导通晶体管2061。其结果是电容器2072通过晶体管2061正常充电，使得电容器2072保持增强电荷，如图21中的情况那样。当出现过流状况时，晶体管2061和2062被相反地切换，使晶体管2061断开(关断)并且使晶体管2062开启(导通)，从而阻止任何正电荷通过晶体管2061而进入。
图24提供了类似于器件2300但添加了振荡器2495的器件2400的布线图。振荡器2495与晶体管2032的栅极处的电压转换器电路以及晶体管2081、2082的栅极处的电压浮置电路两者交互。电阻器2477和晶体管2478辅助晶体管2075和电阻器2076的电流监测电路功能。当晶体管2075导通时，会导致晶体管2478也导通。振荡器2495的输入端在连接2496处连接在晶体管2478和电阻器2477之间，这使得直到电流监测晶体管2075导通时振荡才会开始。包括晶体管2081和2082的电压浮置图腾柱结构的基极连接到连接2497处的振荡器2495的输出端，使得当振荡器输出为高电平时，图腾柱的输出也为高电平，反之亦然。转换器晶体管2032的基极也连接到振荡器输出端，使得晶体管2081和2032同时导通，以及同时断开。当振荡器输出为高电平时，晶体管2032导通并且通过它来向电容器2030充电。当振荡器输出为低电平时，晶体管2032是断开的，晶体管2081也是断开的，但晶体管2082导通的。通过使晶体管2082导通，电容器2030与二极管2083并联放置，从而使得电容器2030处的可释放存储的电压被浮置。当晶体管2082导通时需要断开晶体管2032以防止通过晶体管2032、通过二极管2031、通过晶体管2082、并通过第二端子2020流出的短路路径的形成。
图25提供了类似于器件2400的器件2500，但在电流监测晶体管2075的栅极处添加了包括电容器2585和电阻器2586的延迟块计时器电路。
图26提供了类似于器件2500但添加了齐纳二极管2631、2632形式的栅极保护电路的器件2600的布线图。
图27提供了类似于器件2600但添加了晶体管2733和电阻器2734形式的又一栅极保护电路的器件2700的布线图。晶体管2733的栅极经由连接2715与第二端子2020电连通。如果施加在n沟道耗尽型、常开型晶体管2733的栅极和源极之间的电压明显为负，则晶体管2733可以被驱动到阻断耗尽模式，从而保护与该晶体管2733的源极电连通的晶体管的栅极。但通常情况下，晶体管2733会通过阻断漏极和源极之间的任何附加电压来将其源极和栅极之间形成的电压限制为小于其夹断电压的值。
图28提供了类似于器件2700的器件2800的布线图，但是该器件添加了具有延迟复位计时器电路的电压电平复位电路2790，该延迟复位计时器电路允许器件2800在过流状况已消退了指定持续时间时复位。也就是说，当安全电流状况被确定为持续安全电流状况时，器件2800将复位。当第一端子2010和第二端子2020之间的电压下降至低于指定电压并持续了指定时长时，电压电平复位电路2790对包括晶体管2075的电流监测电路进行复位，从而将第一晶体管2050驱动到增强模式中。电容器2795辅助确定指定时长；也就是说，电容器2795承担了器件2800中的延迟复位计时器电路的一部分功能。在器件2800中，包括电阻器2792和2793的分压器与晶体管2791的阈值电压一同来确定该器件将复位并允许电流在第一端子2010和第二端子2020之间流动的电压。当分压器检测到安全电压时，延迟复位计时器电路通过向电容器2795充电而开始计时。当电容器2795被充电到适当的电平时，电流监测晶体管2075关闭，并且第一晶体管2050被驱动脱离阻断耗尽。因此，在一些实施例中，延迟复位计时器电路包括电容器，该电容器在安全电压或安全电流状况出现时开始充电，并且使得驱动器电路在安全电压或安全电流状况持续了预定持续时间之后驱动第一晶体管脱离阻断耗尽。
图29提供了描绘并联充电(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络2900的一个实施例的布线图。网络2900包括多个电容器11、12、13，它们被灵活地配置为通过出现在端子51、52两端的输入电压而被并联充电。开关21、22、23、41、42、和43在图29的左侧示图中是闭合的，而开关31、32、和33则是断开的。可以使用任何合适的开关，例如晶体管、二极管、机电开关、及它们的组合。在图29的右侧，开关21、22、23、和41、42、43现在是断开的，而开关31、32、和33是闭合的，由此灵活地将电容器11、12和13配置为串联。用于向这些电容器充电的电压因此被倍增并且可用作可释放存储的电压。可以看出，网络2900由多个构建块10组成，每个构建块包括至少一个电容器和多个开关，这些开关被配置为对与其他电容器并联的至少一个电容器充电，并且使与其他电容器串联的至少一个电容器放电。
图30提供了描绘并联充电(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3000的一个实施例的布线图。网络3000将开关53添加到网络2900，其在充电期间闭合并且在放电期间断开。
图31提供了描绘并联(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3100的一个实施例的布线图。网络3100通过移除开关21、22、和23并用开关61、62、和63替换它们而不同于网络3000。开关61、62、和63在充电期间闭合，并且在放电期间断开。
图32提供了描绘并联(左侧)及串联放电(右侧)的并联到串联切换电容器网络3200的一个实施例的布线图。网络3200通过移除开关41、42、和42并用开关71、72、和73替换它们而不同于网络3000。开关71、72、和73在充电期间闭合，并且在放电期间断开。网络3200相对于例如网络3000的优点在于，电容器11、12、和13通过网络3200中较少的开关来充电。网络3000中的电容器11通过开关53、21、41、42、和43来充电。如果那些开关表示二极管，并且每个二极管需要0.5-0.8V的电压以驱动电流流过，对网络3000中的电容器11进行充电需要端子51、52之间的2.5-4.0V的电压差。相比之下，在网络3200中，电容器11仅通过开关53、21、和71来充电。在此示例中，该配置将端子51、52之间的必要电压差减少到1.5-2.4V。网络3200可以在较低电压设置下进行操作。
图33提供了用于构建并串联切换电容器网络的构建块1-9和14的布线图。构建块1在端子3251和3252之间包括二极管3221、电容器3211、p型增强模式常关断型晶体管3231和二极管3241。在充电期间，二极管3221、3241是闭合或正向偏置的，并且晶体管3231是断开或关断的；在倍增和放电期间，二极管3221、3241是断开或反向偏置的，并且晶体管3231是闭合或导通的。
构建块2与构建块1的不同之处在于晶体管3232替代了晶体管3231。晶体管3232是n沟道增强模式、常关断型晶体管。
构建块3与构建块2的不同之处在于添加了与二极管3241并联的n沟道耗尽模式、常开型晶体管3271。
构建块4与构建块3的不同之处在于二极管3241被移除。
构建块5与构建块2的不同之处在于n沟道增强模式的、常关断型晶体管3281替代了二极管3241，该晶体管的栅极电连接到其漏极。
构建块6与构建块5的不同之处在于，晶体管3281的栅极在连接3282处连接到电容器3211的正极端。在晶体管3232导通之后，晶体管3281的栅极基本在其漏极处，使得晶体管3281的连接与构建块5类似。
构建块7与构建块6的不同之处在于，二极管3221被n沟道增强模式、常关断型晶体管3291所取代。可选地，晶体管3291可以是“二极管连接式的”并且也可以将其在电路中的方向倒转使得晶体管3291的漏极连接到点3251，且使得晶体管3291的源极连接到电容器3211的正极端。
构建块8与构建块5的不同之处在于，晶体管3281被二极管3261所取代，且二极管3261的阴极并未连接到晶体管3252的源极。构建块8可例如用于网络3200中，其中，二极管3221对应于开关21；电容器3211对应于电容器11；二极管3261对应于开关71；并且晶体管3232对应于开关31。
构建块9与构建块8的不同之处在于，构建块9添加了与二极管3221并联的电阻器3272和与二极管3261并联的电阻器3273。该配置在端子3251、3252两端的电压太低而不能驱动电流流过二极管3221、3261时允许通过电阻器3272、3323来向电容器3211充电。当电压增加至足以正向偏置二极管3221、3261时，则通过这些二极管3221、3261来向电容器3211充电。该配置允许在低压设置下对构建块9中的电容器3211充电。构建块9也可以用于网络3200中。
构建块14与构建块8的不同之处在于，二极管3221被n沟道JFET3225所取代，并且二极管3261被p沟道JFET 3226所取代。构建块14也可以用于网络3200中。耗尽模式JFET增强了在低压设置下甚至在更低电压设置下的可操作性，这是因为只有较少二极管或没有二极管出现在每个电容器的充电路径中。
图34提供了被配置为将输入电压转换成可释放存储的电压的并联到串联切换电容器网络3300的布线图。可以看出，构建块2a、2b类似于图33中的构建块2。在操作中，输入电压出现在端子3351、3352两端，并且诸如电容器3411之类的电容器彼此并联充电。晶体管3332将被关断并进而是阻断的，而二极管3341将被正向偏置。由于端子3354处的适当电压，晶体管3353将被开启并进而是导通的。在电压倍增和放电操作中，晶体管3353将被关断，而晶体管3332将被开启并且二极管3341将被反向偏置。
图35提供了被配置成将输入电压转换为可释放存储的电压的并联到串联电容器网络3400的布线图。构建块5b类似于图33中的构建块5。在操作中，输入电压出现在端子3451、3452两端，并且诸如电容器3411之类的电容器彼此并联充电。晶体管3432将被关断并进而是阻断的，而晶体管3441将被开启并进而是导通的。由于端子3454处的适当电压，晶体管3453将被开启并进而是导通的。在电压倍增和放电操作中，晶体管3453将被关断，而由于晶体管3441是“二极管连接式的”，晶体管3441将电容器3411上的电压调节为接近晶体管3441的阈值电压。通过调节每个串联连接的电容器的电压，可以使倍增电压更准确、更精确，同时也将倍增电压维持于安全级别。
图36提供了用于生成图37的数据的自催化式并联到串联切换电容器器件3500的一个实施例的布线图。第一引线3510和第二引线3520向器件3500提供器件3500所使用的所有能量。切换电容器网络包括诸如3511、3512、3516、3519之类的若干构建块。出于便于查看器件3500的组件的目的，并非所有构建块都被标记。一些构建块(例如，构建块3511、3512)采用n沟道晶体管，而其他构建块(例如，3516、3519)采用p沟道晶体管。考虑构建块在切换电容器网络中的位置来选择每个构建块中的晶体管的特性，以应对每个这样的晶体管的栅极和源极之间的电压降。随着切换过程在图36中从左向右进行，n沟道晶体管的栅极电压随着存储在电容器上的电压的部分倍增而降低。在大型网络中，或者对于大量倍增，切换n沟道晶体管变得越来越困难。类似地，如果仅使用p沟道晶体管，则由于p沟道晶体管上的栅极电压，起始倍增和切换的进行是困难的。因此，在一些实施例中，并联到串联切换电容器网络包括(a)包括至少一个n沟道晶体管和电容器的构建块与(b)包括至少一个p沟道晶体管和电容器的构建块的组合，其中，该至少一个n沟道晶体管和该至少一个p沟道晶体管被配置为灵活地配置电容器为并联并且灵活地配置电容串联以用于放电。
在图29-图40中描绘的并联到串联切换电容器网络及其部分将输入电压转换为可释放存储的电压。通常，最终的可释放存储的电压远大于输入电压或器件中可用的任何电压。是否发生自催化式的转换取决于几个简单的设计选择。在自催化式转换中，输入电压最初例如通过部分倍增被部分转换，然后部分转换或部分倍增的电压自身开始驱动其进一步转换或倍增为可释放存储的电压。参见图34，例如，当晶体管3332开始导通并且二极管3341开始反向偏置时，电压转换是否会变为自催化式地取决于存储在电容器3311和其他电容器上的电压是否施加在例如晶体管3332和构建块2a、2b中的晶体管的栅极上以及施加电压是否开始驱动这些栅极进行转换。如果部分转换的电压被施加到这些栅极，则切换开始由转换驱动，继而转换驱动切换。在转换成为自催化式转换时，切换和转换相互驱动。这提供了自催化式电压转换的一个示例。在图36中，电容器连接到网络中的晶体管的栅极，示出了自催化式电压转换器的示例。在图34-图35中，晶体管的栅极未被连接以说明用于电压转换的并联到串联切换电容器网络可以是自催化式的或非自催化式的。如果未与存储在电容器上的电压相连的栅极驱动电路驱动图34-图35中的晶体管，则这些网络不会提供自催化式电压转换。本发明的一些实施例包括这种非自催化式电压转换器。相反，如果图34-图35中的晶体管的栅极是由存储在电容器上的电压驱动的，则转换可以是自催化式的。这种自催化式电压转换器代表本发明的其他实施例。
通过在第一引线3510和第二引线3520上施加约7V的输入电压大约20μs来对器件3500进行模拟测试。输入电压在转换完成之前突然被移除。在二极管3557两端测量输出电压。结果显示在图37中。
图37示出了使用器件3500所模拟的自催化式电压转换。曲线3610表示输入电压，而曲线3620表示输出电压。在第一引线3510和第二引线3520上施加约7V的脉冲大约20μs，最后15ns出现在图37中。该脉冲表示对器件3500充电所用的时间t充电。然后，器件3500在约15ns内(这表示器件3500转换电压所用的时间t转换)将存储电压自催化式地转换为约25V。自催化式电压倍增发生在曲线3620的正斜率区域期间。在该区域中，部分倍增电压被反馈到器件3500的切换晶体管的栅极，使得部分倍增电压驱动其自身的倍增。电压倍增一直持续到开关完全导通且电容器完全串联，这发生在曲线3620的峰值附近。估计在电容器每个都储存约2.5V电压时开始进行自催化式转换，因为这时晶体管已部分导通，触发自催化式转换。因此，转换是从2.5V到25V的十倍倍增。
图38提供了用于生成图39的数据的自催化式并联到串联切换电容器器件3801的一个实施例的布线图。器件3801包括并联到串联切换电容器网络，该并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压转换为可释放存储的电压。图38中的器件3801使用类似于图32中的网络3200的拓扑，并且由此减小了操作所需的第一晶体管2050上的电压降的大小，因为更多的电压到达诸如并联到串联切换电容器(例如，构建块8b中的电容器3811)之类的内部组件。可以看出，构建块8b、8c类似于图33中的构建块8。MOSFET晶体管3234、3235是n沟道增强型晶体管，而MOSFET晶体管3236、3327是p沟道增强型晶体管。这是并联到串联切换电容器网络的另一个实施方案，包括(a)包括至少一个n沟道晶体管和电容器的构建块与(b)包括至少一个p沟道晶体管和电容器的构建块的组合，其中，该至少一个n沟道晶体管和该至少一个p沟道晶体管被配置为灵活地并联配置电容器并且灵活地串联配置电容器以进行放电。
图39示出了器件3801的自催化式电压转换。将模拟电压3910施加在器件3801和电阻负载的串联组合两端，并被增大至尖峰90V，由此来模拟持续过流状况。记录相应的流过器件3801的电流3920。当电流3920在时间3940处达到约58A的阈值电流3930时，器件3801继续向其电容器(例如，电容器3811)充电，直到器件3801开始自催化式地将端子2010、2020上的电压转换为可以驱动晶体管2050进入阻断模式的可释放存储的电压。通过器件3801的电流在时间3950(时间3940之后的221ns)处达到5mA。
图40提供了自催化式并联到串联切换电容器器件4001的一个实施例的布线图。器件4001包括并联到串联切换电容器网络，其被配置为在端子2010、2020上出现过流状况时将输入电压转换为能够将第一晶体管2050驱动到阻断模式的可释放存储的电压。可以看出，构建块14b类似于图33中的构建块14。构建块14b使用n沟道JFET 4025和p沟道JFET4026来向电容器4011充电，即使是在低电压环境下。与图38中的器件3801类似，图40中的器件4001也使用类似于图32中的网络3200的拓扑，并且也能够在较低的电压下进行操作。然而，通过用耗尽型晶体管(例如，JFET 4025)来代替二极管(例如，二极管3821)，器件4001在一些实例中可以以比器件3801更低的输入电压进行操作。通过减少或消除例如电容器4011的充电路径中的二极管的数目，降低了需要用来向电容器4011充电的电压。若期望以更低的电压进行操作，器件4001可被配置为在亚阈值区(subthreshold regime)中进行操作，亚阈值区涉及的电压不足以完全导通增强型晶体管。这样恰好低于它们的阈值电压的晶体管仍然传送少量电流，这种特性可被用于提供可用信号。例如，当晶体管的栅极电压处于亚阈值区中时，与高阻抗串联的晶体管可在它们之间的节点处产生可用信号。图40中的节点19表示这样的一个节点。然而，应该注意的是，并不限于图40中的器件4001来执行亚阈操作。实际上，本文描述或描绘的任何器件可以被配置为(并且可选地被优化为)在任何合适的电压范围(包括亚阈值区)内进行操作。包括电容器的并联到串联切换网络的器件在一些实例中可自催化式地转换小电压以将第一晶体管2050驱动到阻断模式。在本发明的某些实施例中，可以间歇式地或持续式地执行对在亚阈值区内的电压的转换。也就是说，在一些情况下，转换电压随后可以驱动网络的操作脱离亚阈值区，而在其他情况下，网络持续保持在亚阈值区内。除了其他应用以外，器件4001还可用于即使过流状况在第一晶体管2050两端仅施加非常小的可用电压降也仍会威胁精密电路的情况中。例如，如果第一晶体管2050或并联晶体管的组合(例如，图21中的晶体管2051、2052)具有非常低的导通状态电阻，会是这种情况。在其他情况下，尽管导通状态电阻可能相对较大，但过流可能非常小以至于仅在第一晶体管2050上提供很小的可用电压降。因此，本发明的一些实施例提供了一种并联到串联切换电容器网络，其中，在该网络中的电容器的充电路径中并不包括二极管。
图41提供了并联到串联切换电容器网络3700的一个实施例的布线图。网络3700类似于器件3500中出现的网络。为了简化后面的附图，示出网络3700的多个引脚或连接90-99。
图42提供了表示并联到串联切换电容器网络3700的示意结构3800。示意结构3800的连接90-99与图41中示出的网络3700的那些连接相同。
图43提供了采用示意结构3800的一个实施例器件3900的布线图。第一晶体管2050串联电连通在器件3900中的第二端子2020和第一端子2010之间的主电流路径中。在该器件中，示意结构3800起到被配置为当出现过流状况时驱动晶体管2050进入阻断耗尽的自催化式的、单发式的、助推启动式电压转换器和电压浮置器的部分作用。电容器2072和二极管2074形式的电荷保持电路将第一晶体管2050保持在耗尽模式一段时间。电压转换是“单发式的”，并且也是被设计为快速地将第一晶体管150置于阻断耗尽的快速行动的助推启动式转换。晶体管4075和电阻器4076的形式的电流监测电路监测在第一端子2010和第二端子2020之间流动的电流，并最终通过引脚99来控制电压转换器和电压浮置器。
图44提供了同样采用示意结构3800的另一实施例器件4000的布线图。示意结构3800内部的并联到串联切换电容器网络提供了自催化式的、单发式的、助推启动式的电压转换，这之后，将网络锁定在串联布置中以进行非自催化式的持续使用式电压转换。所得到的可释放存储的电压(来自自催化式的、单发式转换并且幅值大于输入电压)驱动第一晶体管2050进入阻断耗尽，从而阻止过流在第一端子2010和第二端子2020之间流动。晶体管4083也被驱动并锁存到阻断消耗，直到器件4000被复位。可释放存储的电压还开启晶体管4094，这使得振荡器4095具有振荡器触发电压。振荡器4095对电压转换器4030和示意结构3800内部的网络进行调制以使它们借助同样由振荡器4095驱动的双极结晶体管4081、4082来执行非自催化式的持续使用式电压转换。此处的持续使用式电压转换是等同操作(operation of identity)。由于不可避免的损耗，来自持续使用式电压转换的可释放存储电压略低于输入电压。晶体管4081、4082也在浮置可释放存储的电压中起作用。电荷保持电路4070也出现在第一晶体管2050的栅极处，以在振荡器4095操作电压转换器4030时维持栅极电压。二极管4034在浮置操作中起作用，这是因为浮置电压与二极管4034并联。
图45提供了采用示意结构3800的另一实施例器件4100的布线图。器件4100与器件4000类似(但并不相同)。自催化式的、助推启动式电压转换器及浮置器4131包括示意结构3800，并且当出现过流状况时提供单发式电压转换和单发式浮置，以将第一晶体管2050驱动到阻断耗尽。在振荡器启动电路4175中设置分压器，该分压器仅在第一端子2010和第二端子2020两端产生特定电压时开启该振荡器启动电路的晶体管，该晶体管继而启动振荡器4195。可以认为，自催化式的、助推启动式电压转换器及浮置器4131在将振荡器启用电路4175的晶体管开启时会为振荡器启用电路提供振荡器触发电压。可选地，这意味着直到第一晶体管2050处于阻断耗尽时振荡器4195才会开启。持续使用式电压转换器4132包括由振荡器4195供电的一对推挽式的、图腾柱布置的双极结型晶体管，这样只要过流状况持续存在，便可在其自身的电容器上连续地转换和存储可释放存储的电压。一旦器件4100处于阻断模式，持续使用式浮置电路4181还由振荡器4195与持续使用式电压转换器4132同相地被调制。二极管4183辅助助推启动式转换器及浮置器4131的单发式浮置操作，并且辅助持续使用式浮置电路4181：浮置电压与二极管4183并联放置。开关晶体管2061、2062操作用于将浮置电压作为栅极电压施加在第一晶体管2050处。图45类似于图7中所示的布置，并可以用于实践至少图15中描绘的方法。
图46提供了采用示意结构3800的另一实施例器件4200的布线图。器件4200与器件4100类似(但并不相同)。导线4097及其连接在过流状况下允许包括示意结构3800的自催化式的、助推启动式转换器(图45中的4131)更早地向振荡器(图45中的4195)供电，因为第一晶体管2050被自催化式的、助推启动式电压转换器及浮置器(图45中的4131)驱动至阻断耗尽。器件4200在某些方面类似于图5中所示的布置，并且导线4097类似于图5中的虚线。
图47提供了采用并联到串联切换电容器网络4310的额外的实施例器件4300的布线图。器件4300示出了在第一晶体管2050处为了助推启动阻断模式而进行的自催化式电压转换，以及为保持阻断耗尽而进行的自催化式电压转换。在操作中，出现的过流状态向被灵活地并联配置的网络4310的电容器供电，以至少充电到晶体管4331的阈值电压。当电容器4335达到该阈值电压时，晶体管4331便会导通，从而通过灵活地将电容器配置为串联来触发网络4310中的自催化式电压转换，由此第一晶体管2050被驱动至阻断耗尽。当晶体管4331、4333、4344、和4362导通时，晶体管4332是关断的。晶体管4361被驱动进入阻断耗尽，阻断流向器件其余部分的电流，同时可释放存储的电压衰减。晶体管4362和4331开始关断。一旦晶体管4331关断，网络4310就会切换回并联布置。晶体管4332离开阻断耗尽，网络4310的电容器再次被充电，并重复该过程：网络4310自催化式地转换电压并将第一晶体管2050维持在阻断耗尽中。
图48提供了采用电感器4430的实施例器件4400的布线图。第一晶体管4450被设置为串联电连通在第一端子4410与第二端子4420之间的主电流路径中。由电阻器4492、4493构成的分压器连同晶体管4491的阈值电压一起决定了器件4400由于过流而被驱动到阻断模式中时其两端的电压。随着第一端子4410和第二端子4420上的电压向接近晶体管4495的阈值电压的方向增加，通过电感器4430的电流增加。当第一端子4410和第二端子4420上的电压进一步增加时，晶体管4491导通。晶体管4495的栅极与晶体管4491的漏极连接，使得晶体管4491的导通会使晶体管4495突然关断，从而快速切断去往电感器4430的电流。去往电感器4430的电流的突然切断会使电感器4430两端的极性翻转并产生回扫电压，该回扫电压通过二极管2071向电容器2072充电，从而驱动第一晶体管4450进入阻断耗尽。晶体管4495在关断时浮置由电感器4430产生的回扫电压。采用电容器2072和二极管2071形式的电荷保持电路辅助将第一晶体管4450保持在阻断耗尽模式中。
图49提供了可以被配置为阻断交流环境中的过流的两个晶体管4551、4552的布线图，其中，这两个晶体管都是n沟道耗尽型、常开型晶体管。由于它们的源极相连，晶体管4551和4552的阻断端彼此远离。电容器4572提供了对电荷保持电路的量度，并且电阻器4537、4538保护晶体管4551、4552的栅极。
图50提供了可以被配置为阻断交流环境中的过流的两个晶体管4551、4552和整流桥4640的布线图。整流桥4640包括二极管4641、4642、4643、4644，并且可以如图所示连接到晶体管4551、4552的漏极。
图51提供了采用被配置为阻断交流环境中的过流的晶体管4551、4552和整流桥4640的实施例器件4700的布线图。类似于器件4300，当在第一端子和第二端子上出现过流状况时，器件4700通过利用并联到串联切换电容器网络4715来提供自催化式、助推启动式的电压转换和自催化式的持续使用式电压转换，以将第一晶体管4551、4552驱动和维持为阻断耗尽。整流桥4640确保器件4700可以避免受过流状况的影响，而不管过流的极性如何。在器件4700中，晶体管4551、4552和可选的整流器桥4640可以由适合阻断具有任何极性的电流的单个双向晶体管所代替。例如，可以涉及某些针对双向功能而配置的GaN耗尽型、常开型晶体管。
图52提供了被配置为阻断过流的另一实施例器件4800的布线图，其中，至少一些组件执行本文描述的多个功能。第一端子2010和第二端子2020限定通过器件4800的第一电流路径通过第一晶体管2050的漏极和源极。包括二极管2071、电容器2072和电阻器2079的电荷保持电路经由栅极保护电阻器2038来将栅极电压保持在第一晶体管2050的第一栅极上。被布置为推挽式的、图腾柱布置的双极结晶体管4881、4882提供电压转换及电压浮置功能，根据需要将电容器4830上的可释放存储的电压与二极管4883并联放置以驱动第一晶体管2050进入阻断耗尽。电路4895表示电压转换器、电压浮置器、振荡器、电流监测器、和延迟块计时器电路。在一些方面，电路4895类似于图10中的驱动器电路1030。在正常电流状况下，晶体管4881导通，晶体管4882关断，并且电容器4830充电以提供可释放存储的电压。晶体管4832充当电流监测器，当持续过流状况出现时导通。电容器4830还充当延迟块计时电路计时元件，在电容器4830在过流状况的较高电压下进一步充电时短暂地延迟晶体管4832导通和阻断耗尽模式的开始。晶体管4881关断，晶体管4882导通，并且电容器4830处的可释放存储的电压跨二极管4883而被浮置。该浮置电压现在对电容器2072充电并且驱动第一晶体管2050进入阻断耗尽，从而切断第一端子2010和第二端子2020之间的电流。电路4895内的晶体管振荡，交替地对电容器4830处的电压充电和浮置以将第一晶体管2050维持于阻断耗尽模式。电容器4830充当振荡中的计时元件。晶体管4831通常是关断的，允许电容器2072充电，这通常使第一晶体管2050保持在增强模式中。当晶体管4882导通并浮置电容器4830处的可释放存储的电压时，晶体管4831导通并且第一晶体管2050被驱动进入阻断耗尽。在一些方面，晶体管4831类似于图10中的开关160。器件4800通过断电一段足以使电容器2072放电的时间段而复位。可以将任何合适的复位电路添加到器件4800，例如本文所述的电压电平复位电路。因此，一些实施例提供了一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括被配置为将主电流路径路由通过器件的第一端子和第二端子；第一晶体管，包括第一栅极、第一漏极和第一源极；其中，该第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；驱动器电路，包括振荡电压转换器及浮置器电路，该振荡电压转换器及浮置器电路被配置为将仅从第一端子和第二端子之间的电压导出的输入电压转换为可释放存储的电压，浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压，在发生过流状况时将可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处，并且进行振荡以在至少持续过流持续时间内重复地转换、浮置、并施加阻断电压，以将第一晶体管驱动到或维持在阻断耗尽，由此保护电路免受过流状况的影响。
图53提供了被配置为当出现过流状况时限制电流的另一实施例器件5300的布线图。图68示出了图53的器件5300的部分A；图69示出了部分B。在器件5300中，第一晶体管5350是n沟道耗尽型JFET。第一端子2010和第二端子2020被串联放置在所要保护的电路的主电流路径中。限制晶体管5332是n沟道增强型MOSFET，其控制第一晶体管5350是否进入阻断耗尽模式，但不一样的是在过流状况出现时将第一晶体管5350置于电流限制模式。在一些配置中，器件5300只能限制电流，而不能阻断电流。当电流限制模式被启动时，振荡器电路5395开始振荡，并且维持用于第一晶体管5350的合适的栅极电压以维持电流限制模式。
器件5300在其他方面类似于器件3801。例如，器件5300包括被配置为将输入电压转换为可释放存储的电压的自催化式并联到串联切换电容器网络。图53中的器件5300使用类似于图32中的网络3200的拓扑，并因此减小了操作所需的第一晶体管5350上的电压降的大小，因为更多的电压抵达诸如构建块8b中的那些内部组件。可以看出，构建块8b类似于图33中的构建块8。这是并联到串联切换电容器网络的另一个实施例，包括(a)包括至少一个n沟道晶体管和电容器的构建块与(b)包括至少一个p沟道晶体管和电容器的构建块的组合，其中，该至少一个n沟道晶体管和该至少一个p沟道晶体管被配置为灵活地配置电容器为并联并且灵活地配置电容串联以用于放电。在此，器件5300采用该并联到串联切换电容器网络来限制过流状态期间的电流。
图54示出了在模拟过流状况期间器件5300的电流限制行为。模拟所要保护电路的电阻负载串联连接在第二端子2020到地之间，并且第一端子2010到地的电压被监测。在第一端子2010施加仿真电压5410，并且将要通过器件5300的电流5420被记录。当电压达到临界电压5430时，器件5300通过进入电流限制模式而将电流5440限制到约35A。当电压降至特定电压5450以下时，器件5300相应地使电流5460通过。
图55示出了器件5300的电流限制行为，其中，器件开始限制电流时的电流大约是50A，大于约为35A的限制电流。使用与图54相同的模拟测试环境，其中，模拟电压5510呈现出相同的过流状况。但是这一次器件5300的配置稍有不同。开始时，器件5300使电流5520通过。当电压5530触发电流限制模式时，器件5300将电流限制到比过流状态开始时所允许的电流稍低的电流5540。这表明，本发明的实施例可以根据需要进行配置，在这种情况下，是为了避免由于短暂的、较低危险的电压的扰动尖峰而造成限制电流；但是如果过流情况持续存在，则器件可以进入电流限制模式。在这种情况下，当电压返回到特定电压5550以下时，器件5300相应地使电流5560通过。
重要的是需注意，在图54和图55中的任何一幅图中，器件5300都没有“复位”或退出电流限制模式。在点5460和5560之后，器件5300仍然会限制电流；然而，模拟电压不足以提供比通过器件5300的限制电流更大的电流。因此，本发明的一些实施例不提供复位电路，但是它们仍然用于保护电路。
图56提供了包括导通复位电路5690的又一实施例器件5600的布线图。在其他方面，器件5600类似于器件5300。图70示出图56的器件5600的部分A；图71示出了部分B；并且图72示出了部分C。电容器5686、电容器5687、电阻器5685、和诸如电阻器5689之类的其他电阻器构成了可被配置为允许器件5600在过流状况已消退之后返回到全导通模式的复位计时器电路。
图57示出了模拟过流状况期间器件5600的电流限制行为。使用与图54相同的测试配置，施加模拟电压5710，并且通过器件5600的电流5720被记录。当电压5730表示过流状况时，器件5600通过进入电流限制模式来限制电流5740。当电压降至安全电压5750以下时，器件5600复位为全导通模式，并且允许电流5760以大于限制电流5740的电平流动。
图58提供了包括复执和锁存电路5888的另一实施例器件5800的布线图。图73示出图58的器件5800的部分A；图74示出了部分B。器件5800类似于器件5600，但是复执和锁存电路5888允许器件5800对过流事件的数量进行计数，并且如果该数量超过预选限度，则器件5800锁存到全导通模式。例如，在器件5800与机械开关或保险丝串联放置的情况下，这样的器件是有用的。在某些过流状况下，器件5800会限制电流。但是，如果过流状况太多，器件5800会锁存到全导通模式，从而允许开关断开或保险丝熔断。因此，本发明的一些实施例被配置为对过流事件的数量进行计数，在预定数量的过流事件之后进行复位，然后如果过流事件的数量超过预定数量则锁存到全导通模式。
图59示出了经受一系列模拟过流状况的器件5800的电流限制行为，这导致器件5800锁存到全导通模式。使用与图54相同的配置，模拟了三个过流事件5910、5911和5912。在第一过流事件5910期间，器件5800进入允许电流5920的电流限制模式，并且复位到全导通模式5930。在第二过流事件5911期间，器件5800进入允许电流5940的电流限制模式，并且复位到全导通模式5950。器件5800容许的过流事件的预选数量是两个，所以在发生第三过流事件5912时，器件5800已被锁定到全导通模式，并且电流5960不受限制或阻断。
图60提供了被配置为当过流状况消退时从阻断耗尽模式复位为电流限制模式的另一实施例器件6000的布线图。图75示出了图60的器件6000的部分A；图76示出了部分B。器件6000类似于器件5300，但添加了限制复位电路6090，并被配置为阻断电流以及限制电流。此处，限制晶体管5332被配置为允许第一晶体管5350进入阻断耗尽模式，并且辅助限制复位电路6090将器件6000转移到电流限制模式。比较器6091与被配置为分压器的诸如电阻器6084、6085的电阻器一起决定了在各种模式之间发生转移的电压。二极管64、66在比较器6091的反相输入端设置参考电压。当比较器6091的非反相(“+”)输入端与反相(“-”)输入端之间的差变得足够大时，比较器的输出端走高。比较器6091的“高”输出对应于阻断耗尽模式。另外，诸如电容器6087之类的电容器和诸如电阻器6084、6085之类的电阻器测量特定电平的电压的持续时间，并且延迟从一个模式到另一模式的转移。例如，电容器6087和电阻器6084延迟进入阻断耗尽模式。电阻器6085通过减慢电容器6087的放电而有助于延迟退出阻断耗尽模式并重新进入电流限制模式。因此，器件6000可以在各种过流状况期间限制和阻断电流，并且从阻断耗尽模式复位为电流限制模式。如本文公开的许多实施例中那样，各种组件服务于多个功能。例如，限制复位电路6090也参与使器件6000进入阻断耗尽模式。
图61示出了在模拟过流状况期间器件6000的电流限制、电流阻断以及复位进入电流限制行为。电压6110爬升至过流状况6130。器件6000以全导通模式使电流6120通过，并进入电流限制模式进而限制电流6140。由于过流状况呈现高于预定电平的电压，并且持续时间长于预定时间6150，器件6000进入阻断模式6160并且没有电流通过。由于电流在电流限制模式下大致恒定，所以该操作有时可以根据功耗进行描述，当功耗(I×V)超过预选电平一段时间时，器件6000进入阻断耗尽模式。这种方法提供了一种对耗散功率测量或近似的方法，并且同样可能是有用的。当电压达到安全电压6170并保持一段时间时，器件6000复位以限制电流6180。仍然是在电流限制模式中，器件6000使与较低电压6190相对应的电流6195通过。注意，器件6000未被复位为全导通模式。
图62提供了又一实施例器件6200的布线图，该器件可以按要求被配置为限制电流、阻断电流、从阻断耗尽模式复位到全导通模式或从阻断耗尽模式复位到电流限制模式。图77示出了图62的器件6200的部分A；图78示出了部分B；并且图79示出了部分C。器件6200包括导通复位电路5690和限制复位电路6090。因此，器件6200与器件5600和器件6000具有相似性。器件6200可使用限制复位电路从阻断耗尽模式复位为电流限制模式6090，并且可以使用导通复位电路5690复位为全导通。
图63示出了模拟过流状况期间器件6200的电流限制、电流阻断、和复位行为。采用与图54相同的测试配置，器件6200经受电压6310，并且通过器件6200的电流6320被记录。当电压达到表示轻微过流状况的不安全电压6330时，器件6200进入电流限制模式，使限制电流6340通过。当电压进一步增加到电压6350时，器件6200进入阻断耗尽模式，没有电流6360通过。当电压返回到表示不是很严重或轻微过流状况的较安全电压6370时，器件6200从阻断电流6380复位到电流限制模式。当电压下降到安全电压6390时，器件6200复位为全导通模式，使对应于电路两端的电压的电流6392通过。因此，本发明的一些实施例被配置为在正常电流状况下使电流通过，在轻微过流状况下限制电流，在严重过流状况下阻断电流，在严重过流状况之后复位为限制电流，并且在轻微过流状态之后的正常电流状况期间复位为使电流通过。
图64提供了另一实施例器件6400的布线图，该器件被配置为即使当器件两端的电压大于触发限制模式和阻断模式的电压时也会复位到限制电流模式。图80示出了图64的器件6400的部分A；图81示出了部分B；并且图82示出了部分C。当诸如本发明的某些实施例的器件由于过流状况而阻断电流时出现的一个困难是在阻断耗尽模式期间器件两端的电压增加。这仅仅是欧姆定律的结果：在全导通模式下，器件应具有低电阻，并且在其两端经受很小的电压降；然而，在阻断耗尽模式或甚至电流限制模式下，器件具有较高的电阻，因此更大的电压降见于其两端。因此，当器件经受比器件应该复位时更小的电压降时，器件将必须对过流状况做出响应。在一些实施例中，器件开始进行限制或阻断的电压可以低于器件进行复位时的电压。在器件6400中示出了一种实现这一点的方式：在限制复位电路6490内采用计时器复位电路6492结合到比较器6491的非反相输入端(比较器6491的“+”输入端)的负反馈。当比较器输出走高时，MOSFET 6493导通并且有效地降低了在比较器的非反相输入端与其负电源之间看到的电阻，因此需要更高的电压以使比较器6491保持“高”输出。比较器6491的“高”输出对应于阻断耗尽模式。因此，限制复位电路6490也参与到使器件进入阻断耗尽模式。同样用于器件6400中的还有导通复位电路5690。这样，器件6400可从阻断耗尽模式复位为电流限制模式，并从电流限制模式复位为全导通模式。发生这些复位时的状况独立地选自触发限制和阻断模式的状况，并且在某些方面可能更严重。
图65示出了在模拟过流状况期间器件6400的电流限制、电流阻断、和复位行为。采用与图54相同的配置，电压6510被施加到器件6400并且通过器件6400的电流6520被记录。器件6400的第一晶体管5350的漏极到源极的电压降6530VDS也被记录。在正常电流状况下，电流6520随着电压6510的增加而增加，并且VDS 6530接近于零。当由于电压6511达到不安全级别而发生过流状况时，器件6400进入电流限制模式，如限制电流6521所示。器件6400还被配置为响应不安全的电流级别。这意味着，例如，所要保护电路中的过压或短路都会引起限制或阻断。VDS从接近0跳变到约为40V的电压6531。器件6400见到增加的电压6512，这导致器件6400进入阻断耗尽模式并且电流6522接近于0A。VDS从电压6532跳变到近似整个电路上的电压6512，大约为65V。在过流状况开始消退时，如电压6513(其高于使器件进入阻断模式的电压)所示，器件6400从阻断耗尽模式复位为电流限制模式，并使限制电流6523通过。VDS从约为50V的电压6533开始下降。随着电压6514进一步下降，器件6400复位到全导通模式，使电流6524通过，并且VDS从电压6534下降到接近0V。因此，当VDS大约为40V时，器件6400进入阻断耗尽模式，并且当VDS大约为50V时，器件6400从阻断耗尽模式复位。
图66提供了用于包括复执和锁存电路6688的另一实施例的器件6600的布线图。图83示出了图66的器件6600的部分A；图84示出了部分B；并且图85示出了部分C。器件6600类似于器件5600，但是复执和锁存电路6688允许器件6600对在某一时间间隔内出现的脱离阻断模式的复位的次数进行计数，并且如果该数量超过预设限度，则器件6600锁存到阻断耗尽模式。对于脱离阻断模式的复位的次数少于该预设限度的情况，限制复位电路6690将器件6600从阻断耗尽模式复位为电流限制模式。并且当复位次数少于预设限度时，导通复位电路5690进行操作以使器件6600返回全导通模式。
图67示出了经受一系列模拟过流状况的器件6600的电流限制、电流阻断、和复位行为，这导致器件6600锁存到阻断耗尽模式。使用与图65相同的测试配置，四个过流事件6710、6711、6712、和6713被呈现给器件6600。随着第一过流事件6710中电压的增加，器件6600从全导通模式转变到电流限制模式，进而到阻断耗尽模式。当过流事件6710消退时，器件6600复位为电流限制模式，然后进入全导通模式。一旦从阻断耗尽模式复位到电流限制模式，复位计数就会增加1，在本情况中为“1”。当第二过流事件6711开始时，器件6600从全导通模式转换到电流限制模式6721。随着过流状况变得更加严重，器件6600转变到阻断耗尽模式6722。这里的预设限度是2，因此当器件6600已经第二次进行脱离阻断耗尽模式6722的复位时，器件6600锁定到阻断耗尽模式而并不执行复位。这通过在计数和复位之间实现轻微延迟来实现，从而允许先计数，然后在复位发生之前进行锁存。即使第二过流事件6711消退，器件6600也没有从阻断耗尽模式复位，并且在过流事件6712和6713期间保持在阻断耗尽模式中。这样的器件对于保护电路免受有限数量的过流事件的影响是有用的，能够仅根据需要来限制电流或阻断电流6720。但是，如果过流事件的数量变得不能被接受地高，则器件6600通过“永久”锁存到阻断耗尽模式来保护电路。
图86概念性地描绘了另一实施例，即类似于器件100的还包括第三端子121的器件8600。器件8600包括连接到第一晶体管150的引脚151的第一端子110，该第一晶体管经由引脚152通过连接112连接到第二端子。栅极153与具有电压转换器电路140的驱动器电路130连接。此处，电压转换器电路140被配置为接收诸如第二端子120和第三端子121之间的电压之类的输入电压，将该输入电压转换为转换电压或可释放存储的电压，并且允许驱动器电路130将其作为栅极电压施加在第一栅极153处。在过流状况期间，驱动器电路130被配置为施加驱动第一晶体管150进入电流限制模式或阻断耗尽模式的栅极电压。在正常电流状况或过流状况之后的安全电流状况期间，驱动器电路130被配置为驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式，进而脱离电流限制模式，并可选地进入增强模式。
第一晶体管150可以是任何合适的晶体管。例如，第一晶体管150可以是n沟道耗尽型晶体管或任何负栅极阈值特性的、常开型晶体管。这使引脚151成为第一晶体管150的第一漏极并使引脚152成为第一晶体管的第一源极。在替代示例中，第一晶体管150可以是p沟道耗尽型晶体管或任何正栅极阈值特性的、常开型晶体管。这样，引脚151是第一晶体管150的第一源极，并且引脚152是第一晶体管的第一漏极。可以使用任何合适的驱动器电路130和电压转换器电路140，诸如本文描述和例举的那些。
第一端子110和第二端子120限定主电流路径通过器件8600。第三端子121可以用于感测不是主电流路径中的电流或电压，但提供关于连接到第二端子120的保护电路或负载(未示出)所经受的电流和电压的重要信息。可选地，如本文所公开的，第二端子120和第三端子121之间的电压可以自催化式地倍增。
图87示意性地描绘了具有保护负载8775的第一端子8710、第二端子8720和第三端子8721的器件8700。第一端子8710连接到第一晶体管8750的第一漏极8751，该第一晶体管具有第一栅极8753和第一源极8752。第一晶体管8750是n沟道、常开型、耗尽型晶体管。第一源8752经由连接8711连接到第二端子8720。驱动器电路8730经由连接8712和8711与第二端子8720电连通并且经由连接8713与第三端子8721电连通。在器件8700保护负载8775时，这些连接允许驱动器电路8730监测电阻器8770两端的电压降。电阻器8770设置于第二端子8720和第三端子8721之间以允许进行对主电流路径的分叉式监测。当第一端子8710和第二端子8720与负载8775串联放置时(负载8775随即在第一端子8710处被供以正电荷并在负载8775下方接地)，主电流路径被提供为通过第一端子8710和第二端子8720之间的第一晶体管8750。第三端子8721与第二端子8720分叉式电连通。电阻器8770可以是任何合适的电阻器，例如，1mΩ、10mΩ、100mΩ、1Ω、10Ω、100Ω、1000Ω、或10000Ω的电阻器。电阻器8770可以由提供关于主电流路径的信息的任何合适的组件所取代。从连接8711到第三端子8721的路径不在主电流路径中，可以被认为是分叉路径，或者与主电流路径分叉式电连通。
该分叉路径可以例如是如在诸如金属氧化物变阻器、瞬变电压抑制二极管、气体放电管、晶闸管、或它们的组合之类的过压电涌保护器件的情况下的常非导通路径。在一个示例中，n沟道、常开型的第一晶体管150可以有利地与串联附接于第三端子8721的过压电涌保护器件一起使用。这样的布置的一个或多个优点可以包括过压电涌保护器件的延长的寿命，降低的允通电压(且不会引起过压电涌保护器件的劣化问题)，减少的允通电流，以及热失控的降低或预防。在该示例中，从连接8711穿过电阻器8770和第三端子8721再穿过过压电涌保护器件(然后接地)的分叉电流路径平行于离开第二端子8720穿过负载8775(接地)的主电流路径。在正常的电流状况下并且在没有过压事件的情况下，分叉路径几乎不通过电流，并且第一晶体管8750允许电流流到负载8775。当过压事件开始时，驱动器电路8730会检测到电阻器8770两端增加的电压降并且会导致第一晶体管8750进入电流限制模式或阻断耗尽模式。在此过程中，器件8700保护负载8775和过压电涌保护器件(未示出)。
通过采用分叉路径，可以避免诸如由第一晶体管8750的导通电阻所引起的某些复杂情况。如果锁存行为被期望，则可在初始触发之后利用从第一漏极8751到第一源极8752的电压降(Vds)(如在前面的附图和文本中所示)，以便将第一晶体管8750维持在电流限制模式或阻断耗尽模式中。在初始触发之后切换到Vds可能是很有用的，因为电阻器8770两端的电压降可能变得太小而不能使用。在某些情况下，无论是使用电阻器8770两端的电压、Vds、还是这二者，自催化式电压转换都是有利的。例如，某些瞬态波形(例如，由闪电引起的波形)可表现出不规律性并出现在短时间帧内。
使用分叉路径来监测电流和电压状况的其他优点可以包括：器件8700的更低功耗，这是因为电阻器8770不会造成电路的正常功率损失并且不会引起负载处电压降，此外，因为电阻器8770处于分叉路径中，所以可以将第一晶体管8750的导通电阻选择为任意小，而无需使器件8700的性能做出让步。另外，监测分叉路径中的电流和电压可以揭示出瞬态的位置。例如，如果唯一的触发是来自电阻器8770的，则可以知道是在电阻器8770的位置处出现瞬态。因此，在采用本发明的监测多个分叉路径的一个或多个器件的更复杂的电路中，可以以对整个电路造成最小程度的破坏来控制瞬态。在某些情况下可以享有的另一优点是电阻器8770可以具有用于期望效果的任何期望的电阻。例如，电阻器8770可以具有相对较小的电阻，并且因此降低了累积添加到允通电压的电压降。这通过实现较低的允通电压降低了过压对第一栅极8753(继而对负载8775)的损坏的可能性。如果期望更低的允通电压，则倍增驱动器电路8730中的电阻器8770两端的电压可能有所帮助。
图88概念性地描绘了类似于器件8600的另一实施例器件8800，但还包括第四端子122。器件8800中的驱动器电路130没有连接到第二端子120，而是从第三端子121和第四端子120引出输入电压。可以认为，第三端子121和第四端子122适于与主电流路径分叉式电连通地放置以监测过流状况。此处，电压转换器电路140被配置为接收诸如第三端子121和第四端子122之间的电压之类的输入电压，将该输入电压转换为转换电压或可释放存储的电压，并且允许驱动器电路130将其作为栅极电压施加在第一栅极153处。在过流状况(根据第三端子121和第四端子122两端所确定)下，驱动器电路130被配置为施加将第一晶体管150驱动到电流限制模式或阻断耗尽模式的栅极电压。在正常电流状况下或在过流状况之后的安全电流状况(根据器件8800中的第三端子121和第四端子122两端所确定)，驱动器电路130被配置为驱动第一晶体管150脱离阻断耗尽模式，脱离电流限制模式，并可选地进入增强模式。
重要的是，第三端子121和第四端子122可以放置在可用于检测威胁所要保护的电路的过流状况的任何地方。例如，诸如锂离子电池之类的可充电电池经常使用被称为电池管理单元或BMU的电路。器件8800可以被部署为使得向电路供电的电流可被路由为主要通过第一端子110、第一晶体管150和第二端子120，并且然后被路由到由电池供电并由器件8800保护的电路。第三端子121和第四端子122可以放置在BMU内部的电阻两端以监测从电池流出的电压，并由此被放置为与主电流路径分叉式电连通。该电阻两端的电压的任何突然增加可以通过电压转换器电路140(可选地，自催化式地)来转换，并由驱动器电路130施加在第一栅极153处以将第一晶体管150驱动到电流限制模式、阻断耗尽模式、或相继地驱动到这两个模式，从而保护由电池供电的电路。这个示例可以参照图89进一步来阐述。
图89示意性地描绘了具有保护负载8975的第一端子8910、第二端子8920、第三端子8921、和第四端子8922的器件8900。第一端子8910连接到第一晶体管8950的第一漏极8951，该第一晶体管的第一源极8952连接到第二端子8920，限定通过器件8900的主电流路径。第一晶体管8950是n沟道、常开型、耗尽型器件。驱动器电路8930如图所示连接到第一源极8952，并且在第一栅极8953处提供栅极电压。通过测量电阻器8970两端的电压降而从第三端子8921和第四端子8922两端检测到的电压导出栅极电压。第二端子8920使主电流路径延续到负载8975。电阻器8970可以是与负载8975的保护有关的任何有用的电阻或电压降。当器件8900在第一端子8910处接收到正电压并且负载8975接地时，第三端子8921和第四端子8922就被置于与主电流路径分叉式电连通。在前面的段落中提到的示例中，电阻器8970可以表示BMU内某处的电压降，该电压降可以揭示过流状况的开始，例如来自可再充电锂离子电池的过压尖峰。
图90提供了具有保护负载9075的第一端子9010、第二端子9020、和第三端子9021的又一实施例器件9000的布线图。在该布线图中，还示出了电源9090、负载9075、和金属氧化物变阻器9078。类似于图33中的构建块8的构建块8b、8c构成了适于自催化式地转换在第二端子9020和第三端子9021之间或者更具体地在电阻器9070两端的连接9012、9013之间检测到的电压的并联至串联切换电容器网络的一部分。电阻器9070出于说明的目的而被添加；在各种实施例中，任何合适的组件可以出现在第二端子9020和第三端子9021之间。电阻9070两端的电压被自催化式地转换并被施加，以在必要时驱动第一晶体管9050进入阻断耗尽模式，进而保护负载9075。金属氧化物变阻器9078是一种过压电涌保护器件，具有由其所面临的过压事件的数量所确定的有限寿命。在一些情况下，通过发送第一晶体管9050进入阻断耗尽模式来保护金属氧化物变阻器9078和负载9075，从而延长金属氧化物变阻器9078的使用寿命。
图91提供了包括克罗夫特-沃尔顿倍增器形式的切换电容器网络的电压转换器电路的实施例的布线图。器件9100适用于接收来自电压源9110的振荡输入电压。输入电容器9121、9122、9123、和9124被配置为随着肖特基二极管9131、9132、9133、和9134的开启和关断(由于这些电容器的相对电压)而逐级式地充电。输入电容器9121、9122、9123、9124和输出电容器9125可以具有任何合适的电容。在一些情况下，输入电容器可以具有组合输入电容，使得该组合输入电容与电容器9125的输出电容的比率大于1。例如，输入电容器9121可以具有100nF的电容；输入电容器9122可以具有50nF的电容；输入电容器9123可以具有25nF的电容；并且输入电容器9124可以具有15nF的电容。输出电容器9125可以具有例如10nF的电容。在该示例中，器件9100描绘了被配置为将来自电源9110的输入电压转换为在输出电容器9125处可用的转换电压的切换电容器网络，其中，输入电压对具有组合输入电容的多个输入电容器9121、9122、9123、和9124充电，并且转换电压适于对输出电容9125充电；其中，组合输入电容与输出电容的比率大于1。
实施例
实施例1。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管驱动进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，并在过流状况期间基本阻断电流。
实施例2。根据实施例1所述的器件，其中，该器件不包括除第一端子和第二端子以外的端子。
实施例3。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收从第二端子与第三端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压施加在相对于第一源极的第一栅极处；
其中，当第二端子和第三端子之间存在指示从第一端子到第二端子的正常电流状况的第一正电压时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当第二端子和第三端子之间存在指示从第一端子到第二端子的过流状况的第二正电压时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况下传送电流，并且在过流状况下基本阻断电流。
实施例4。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于被放置为与主电流路径分叉式电连通；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收从第三端子与第四端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当第三端子和第四端子之间存在指示从第一端子到第二端子的正常电流状况的第一正电压时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当第三端子与第四端子之间存在指示从第一端子到第二端子的过流状况的第二正电压时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况下传送电流，并且在过流状况下基本阻断电流。
实施例5。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压施加在相对于第一源极的第一栅极处；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管驱动进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，并在过流状况期间基本阻断电流。
其中，电压转换器电路通过倍增并反转输入电压来将输入电压转换为可释放存储的电压；以及
其中，电压转换器电路包括切换电容器网络并在100μs内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例6。根据实施例1-5中任一者所述的器件，其中，该器件被配置为在没有任何辅助电源的情况下进行操作。
实施例7。根据实施例1-6中任一者所述的器件，其中，该器件不包括电感器。
实施例8。根据实施例1-7中任一者所述的器件，其中，该器件不包括变压器。
实施例9。根据实施例1-8中任一者所述的器件，其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，第一晶体管被配置为以增强模式进行操作。
实施例10。根据实施例1-9中任一者所述的器件，其中，过流状况是持续过流状况。
实施例11。根据实施例1-10中任一者所述的器件，其中，驱动器电路还包括至少一个开关晶体管，该至少一个开关晶体管被配置为仅在过流状况期间允许驱动器电路施加栅极电压。
实施例12。根据实施例1-11中任一者所述的器件，其中，驱动器电路还包括至少一个开关晶体管，该至少一个开关晶体管被配置为仅在将第一晶体管驱动到或维持在阻断耗尽模式时才允许驱动器电路施加栅极电压。
实施例13。根据实施例12所述的器件，其中，至少一个开关晶体管包括与电阻器串联的晶体管。
实施例14。根据实施例11-13中任一者所述的器件，其中，至少一个开关晶体管包括推挽配置的一对晶体管。
实施例15。根据实施例14所述的器件，其中，一对晶体管是图腾柱配置的一对双极结型晶体管。
实施例16。根据实施例14所述的器件，其中，一对晶体管是图腾柱配置的一对MOSFET。
实施例17。根据实施例1-16中任一者所述的器件，其中，驱动器电路包括电荷保持电路，该电荷保持电路被配置为将保持电荷作为栅极电压来施加。
实施例18。根据实施例17所述的器件，其中，电荷保持电路包括串联电连通的二极管和电容器，其中，电容器的负端电连接到二极管的阳极，使得电容器通过二极管充电，但二极管基本上阻止电容器放电；以及
第一栅极被连接在二极管和电容器之间。
实施例19。根据实施例17所述的器件，其中，电荷保持电路包括与电容器串联的二极管，该二极管被配置为将阻断电荷保持在电容器上。
实施例20。根据实施例19所述的器件，还包括被配置为将增强电荷保持在电容器上的第二二极管。
实施例21。根据实施例19-20中任一者所述的器件，还包括被配置为将耗尽电荷或增强电荷保持在电容器上的晶体管。
实施例22。根据实施例21所述的器件，其中，晶体管被配置为将耗尽电荷保持在电容器上。
实施例23。根据实施例18所述的器件，还包括被配置为将电容器上的电荷引导至第一栅极的晶体管。
实施例24。根据实施例17所述的器件，其中，电荷保持电路包括至少一个二极管和电容器，该至少一个二极管和电容器被配置为在串联电连通时进行充电，被切换到并联电连通以进行放电，使得第一栅极和第一源极与该电容器和至少一个二极管并联电连通。
实施例25。根据实施例24所述的器件，其中，至少一个二极管包括串联电连通的多个二极管。
实施例26。根据实施例17-25中任一者所述的器件，其中，电荷保持电路包括连接到第一栅极的电荷保持晶体管。
实施例27。根据实施例26所述的器件，其中，电荷保持晶体管与第一栅极串联电连通。
实施例28。根据实施例1-27中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路包括单发式电压转换器。
实施例29。根据实施例1-28中任一者所述的器件，其中电压转换器电路包括持续使用式电压转换器。
实施例30。根据实施例29所述的器件，其中，持续使用式电压转换器被耦合到振荡器。
实施例31。根据实施例30所述的器件，其中，振荡器被配置为仅在振荡器接收到振荡器触发电压之后才使得持续使用式电压转换器提供可释放存储的电压。
实施例32。根据实施例1-31中任一者所述的器件，其中电压转换器电路包括助推启动式电压转换器。
实施例33。根据实施例1-32中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路适用于将输入电压倍增、降低、反转、标识、或进行其中的两者或多者的组合。
实施例34。根据实施例1-33中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路适用于自催化式地转换输入电压。
实施例35。根据实施例1-34中任一项所述的器件，其中，电压转换器电路包括被配置为将输入电压转换为可释放存储的电压的并联到串联切换电容器网络。
实施例36。根据实施例35所述的器件，其中，并联到串联切换电容器网络被配置为通过倍增输入电压来将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例37。根据实施例35-36中任一者所述的器件，其中，并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压自催化式地转换为可释放存储的电压。
实施例38。根据实施例35-37中任一者所述的器件，其中，并联到串联切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供可释放存储的电压；
多个晶体管，该多个晶体管在处于“关断”状态时将该多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将该多个电容器配置为串联电连通。
实施例39。根据实施例35-37中任一者所述的器件，其中，并联到串联切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供可释放存储的电压；
多个二极管，该多个二极管在被正向偏置时，将多个电容器配置为并联电连通，并且当被反向偏置时，将多个电容器配置为串联电连通。
实施例40。根据实施例1-34中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路包括被配置为将输入电压转换为可释放存储的电压的切换电容器网络。
实施例41。根据实施例39所述的器件，其中，切换电容器网络选自Cockcroft-Walton倍增器、Dickson电荷泵、以及它们的组合。
实施例42。根据实施例1-41中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在过流损害限制时间内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例43。根据实施例1-42中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在100μs内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例44。根据实施例1-43中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在10μs内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例45。根据实施例1-44中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在1μs内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例46。根据实施例1-45中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在100ns内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例47。根据实施例1-46中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为在20ns内将输入电压转换为可释放存储的电压。
实施例48。根据实施例1-6和8-47中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路包括电感器。
实施例49。根据实施例1-48中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路包括电容器。
实施例50。根据实施例1-49中任一者所述的器件，其中，驱动器电路还包括被配置为浮置可释放存储的电压以获得浮置电压的电压浮置电路；
其中，驱动器电路被配置为将浮置电压或浮置电压的导出电压作为栅极电压来施加。
实施例51。根据实施例50所述的器件，其中，电压浮置电路包括电容器和至少一个晶体管。
实施例52。根据实施例50-51中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路包括被布置为推挽式配置的一对晶体管。
实施例53。根据实施例50-52中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路包括电容器和二极管，其中，电容器的正极端子连接到二极管的阴极，并且电容器的负极端子连接到二极管的阳极。
实施例54。根据实施例50-52中任一者所述的器件，
其中，电压浮置电路包括电容器和二极管，其中，电容器的负极端子连接到二极管的阳极；
还包括浮置器开关晶体管，该浮置器开关晶体管被配置为选择性地将电容器的正极端子连接到二极管的阴极，从而选择性地将电容器与二极管并联放置。
实施例55。根据实施例50-52中任一者所述的器件，
其中，电压浮置电路包括电容器和二极管，其中，电容器的正极端子连接到二极管的阴极；
还包括浮置器开关晶体管，该浮置器开关晶体管被配置为选择性地将电容器的负极端子连接到二极管的阳极，从而选择性地将电容器与二极管并联放置。
实施例56。根据实施例53-55中任一者所述的器件，其中，二极管的阴极还被连接到第一源极。
实施例57。根据实施例53-55中任一者所述的器件，其中，二极管的阳极还被连接到第一源极。
实施例58。根据实施例50-52中任一者所述的器件，
其中，电压浮置电路包括电容器和浮置器充电晶体管，其中，电容器串联连接到浮置器充电晶体管的第一端；
还包括浮置器开关晶体管，该浮置器开关晶体管被配置为选择性地将电容器与浮置器充电晶体管的第二端连接，灵活地将电容器与浮置器充电晶体管并联放置。
实施例59。根据实施例50-58中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路被配置为仅在过流状况期间浮置可释放存储的电压。
实施例60。根据实施例50-59中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路被配置为仅在驱动器电路正将第一晶体管驱动到或维持在阻断耗尽模式时才浮置可释放存储的电压。
实施例61。根据实施例50-60中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路包括单发式电压浮置器，并且驱动器电路被配置为仅在过流状况开始时将浮置电压或浮置电压的导出电压作为栅极电压来施加。
实施例62。根据实施例50-61中任一者所述的器件，其中，电压浮置电路包括持续使用式电压浮置器。
实施例63。根据实施例62所述的器件，其中，持续使用式电压浮置器被耦合到振荡器。
实施例64。根据实施例63所述的器件，其中，振荡器被配置为通过调制推挽式配置的一对晶体管来使得持续使用式电压浮置器浮置可释放存储的电压。
实施例65。根据实施例1-64中任一者所述的器件，还包括
电流监测电路，该电流监测电路被配置为：
监测在第一端子和第二端子之间传送的电流；以及
在电流表示过流状况时，配置驱动器电路以将第一晶体管驱动到阻断耗尽模式中。
实施例66。根据实施例65所述的器件，其中，电流监测电路通过测量第一端子和第二端子之间的电压来监测电流。
实施例67。根据实施例1-66中任一者所述的器件，还包括延迟块计时器电路，该延迟块计时器电路被配置为延迟驱动器电路驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，直至过流状况是持续过流状况。
实施例68。根据实施例67所述的器件，其中，延迟块计时器电路包括与第一端子和第二端子并联的电阻器和电容器。
实施例69。根据实施例67所述的器件，其中，延迟块计时器电路包括与第一端子和第二端子并联的延迟块晶体管和电容器。
实施例70。根据实施例69所述的器件，其中，延迟块晶体管选自双极结型晶体管、增强型MOSFET、耗尽型MOSFET、零阈值晶体管、和耗尽型JFET。
实施例71。根据实施例1-70中任一者所述的器件，还包括配置为减小器件中的晶体管处的栅极电压的栅极保护电路。
实施例72。根据实施例71所述的器件，其中，栅极保护电路包括齐纳二极管。
实施例73。根据实施例71所述的器件，其中，栅极保护电路包括与第一晶体管并联的栅极保护晶体管和在栅极保护晶体管的栅极与第二端子之间串联电连通的栅极电阻器。
实施例74。根据实施例1-73中任一者所述的器件，还包括复位电路，该复位电路被配置为配置驱动器电路在过流状况不再存在时驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式。
实施例75。根据实施例74所述的器件，还包括延迟复位计时器电路，该延迟复位计时器电路被配置为延迟复位电路配置驱动器电路，直至安全电流状况是持续安全电流状况。
实施例76。根据实施例1-75中任一者所述的器件，还包括与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子与第二端子之间的感测电阻器。
实施例77。根据实施例76所述的器件，其中，感测电阻器串联布置在第一晶体管与第二端子之间。
实施例78。根据实施例1-77中任一者所述的器件，还包括与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子与第二端子之间的温度响应元件。
实施例79。根据实施例78所述的器件，其中，温度响应元件包括被配置为在高于预定温度阈值时阻断电流的聚合物正温度系数器件。
实施例80。根据实施例1-79中任一者所述的器件，还包括一个或多个晶体管，该一个或多个晶体管中的每个晶体管具有与第一漏极直接并联电连通的漏极、与第一源极直接并联电连通的源极、以及与第一栅极并联电连通的栅极。
实施例81。根据实施例1-80中任一者所述的器件，还包括具有第二栅极、第二漏极、和第二源极的第二晶体管，
其中，第二晶体管与第一晶体管串联布置在主电流路径中并且在第一端子与第二端子之间；
其中，第二晶体管呈现出比第一晶体管更低的栅极电容，以及
第二晶体管被配置为使得跨第二漏极和第二源极上的电压降被施加到第一栅极。
实施例82。根据实施例1-81中任一者所述的器件，其中，包括电压转换器电路的驱动器电路包括：
振荡电压转换器和浮置器电路，该振荡电压转换器和浮置器电路被配置为将仅从第一端子和第二端子之间的电压导出的输入电压转换为可释放存储的电压，浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压，在发生过流状况时将可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处，并且进行振荡以在至少持续过流持续时间内重复地转换、浮置、并施加阻断电压，以将第一晶体管驱动到或维持在阻断耗尽模式，
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例83。根据实施例1-82中任一者所述的器件，其中，第一晶体管包括：
GaN耗尽型常开型晶体管。
实施例84。根据实施例83所述的器件，其中，GaN耗尽型常开型晶体管是场效应晶体管。
实施例85。根据实施例83所述的器件，其中，GaN耗尽型常开型晶体管是双向晶体管。
实施例86。根据实施例1-85中任一者所述的器件，其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
包括电压转换器电路的驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入增强模式。
实施例87。根据实施例86所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为转换第一正电压或其导出电压以获得可释放存储的电压。
实施例88。根据实施例86-87中任一者所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为自催化式地转换第一正电压或其导出电压以获得可释放存储的电压。
实施例89。根据实施例1-88中任一者所述的器件，其中，当第二正电压和过流状况被从第一端子到第二端子的安全电压和安全电流状况取代时，包括电压转换器电路的驱动器电路被配置为转换安全电压或其导出电压以获得安全的可释放存储的电压；以及
通过将该安全的可释放存储的电压或其安全导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入增强模式。
实施例90。根据实施例89所述的器件，其中，电压转换器电路被配置为自催化式地转换安全电压或其导出电压以获得安全的可释放存储的电压。
实施例91。根据实施例89-90中任一者所述的器件，其中，其安全的导出电压是安全浮置电压。
实施例92。一种形成实施例1-91中任一者所述的器件的方法，包括：
将第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中。
实施例93。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的方法，包括：
将实施例1-91中任一者所述的器件放置于主电流路径中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断。
实施例94。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括。
提供实施例1-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例95。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例1-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例96。根据实施例94-95中任一者所述的方法，其中，转换非零电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例97。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例1-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
自催化式地转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例98。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置该可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例99。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
转换该非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例100。根据实施例98-99中任一者所述的方法，其中，获得可释放存储的电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例101。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括。
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例102。根据实施例101所述的方法，
其中，非零电压是第一端子和第二端子之间的电压或者从该电压导出的电压。
实施例103。根据实施例101所述的方法，
其中，非零电压是从被提供给器件的辅助电力导出的电压。
实施例104。根据实施例103所述的方法，
其中，辅助电力选自电池、热能转换器、射频转换器、光电转换器、独立市电电源、或它们的组合。
实施例105。根据实施例101-102中任一者所述的方法，其中，器件被配置为不接收辅助电力。
实施例106。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例107。根据实施例92-106中任一者所述的方法，其中，第一端子与第二端子之间的主电流路径限定为低电阻路径，并且仅第一晶体管或可选地与第一晶体管并联的一个或多个晶体管被串联布置在该低电阻路径中。
实施例108。根据实施例94-107中任一者所述的方法，其中，获得可释放存储的电压采用的是包括并联到串联切换电容器网络的电压转换器电路，该并联到串联切换电容器网络被配置为将非零电压转换为可释放存储电压。
实施例109。根据实施例108所述的方法，其中，获得可释放存储的电压包括倍增非零电压。
实施例110。根据实施例93-109中任一者所述的方法，其中，过流状况是持续过流状况。
实施例111。根据实施例94-110中任一者所述的方法，其中，所述转换在存在过流状况之前不会发生。
实施例112。根据实施例94-111中任一者所述的方法，其中，所述浮置在过流状况存在之前不会发生。
实施例113。根据实施例94-112中任一者所述的方法，其中，转换包括倍增、降低、反转、或标识中的一者或多者。
实施例114。根据实施例93-113中任一者所述的方法，其中，器件不包括电感器。
实施例115。根据实施例93-113中任一者所述的方法，其中，器件不包括变压器。
实施例116。根据实施例94-100和106-115中任一者所述的方法，其中，浮置可释放存储的电压包括切换可释放存储的电压。
实施例117。根据实施例116所述的方法，其中，所述切换采用浮置开关晶体管。
实施例118。根据实施例116所述的方法，其中，所述切换采用浮置开关二极管。
实施例119。根据实施例116-118中任一者所述的方法，其中，所述切换包括将可释放存储的电压与二极管并联放置，其中，可释放存储的电压的正极端连接到二极管的阴极，并且可释放存储的电压的负极端连接到二极管的阳极。
实施例120。根据实施例116-118中任一者所述的方法，其中，所述切换包括将可释放存储的电压与浮置器充电晶体管并联放置，其中，可释放存储的电压的第一引线连接到浮置器充电晶体管的第一端，并且可释放存储的电压的第二引线适用于被灵活地配置为与浮置器充电晶体管并联。
实施例121。根据实施例101-105、107-111和113-115中任一者所述的方法，其中，所述将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽包括将可释放存储电压与第一栅极和第一源极并联放置。
实施例122。根据实施例94-100和106-120中任一者所述的方法，其中，将所述浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽包括将浮置电压与第一栅极和第一源极并联放置。
实施例123。根据实施例93-121中任一者所述的方法，其中，在不存在过流状况的情况下，第一晶体管不处于增强模式。
实施例124。根据实施例93-123中任一者所述的方法，其中，在不存在过流状况的情况下，器件不增倍或反转电压。
实施例125。根据实施例94-124中任一者所述的方法，还包括：
通过确定第一端子和第二端子之间的安全电压来检测过流状况不再存在；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，
从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。
实施例126。根据实施例125所述的方法，其中，所述将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式。
实施例127。根据实施例94-124中任一者所述的方法，还包括；
通过确定第一端子和第二端子之间的安全电压来检测过流状况不再存在；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
浮置安全的可释放存储的电压以获得安全浮置电压；
将安全浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，
从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。
实施例128。根据实施例127所述的方法，其中，将安全浮置电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式。
实施例129。根据实施例125-128中任一者所述的方法，其中，转换安全电压包括倍增、降低、反转、和标识中的一者或多者。
实施例130。根据实施例94-96、98-100、和107-129中任一者所述的方法，其中，转换非零电压包括：
由非零电压向两个或更多电容器充电，其中，通过切换装置将该两个或更多个电容器并联配置来使这些电容器电连接，由此来提供存储电压；
通过切换切换装置以将两个或更多电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
实施例131。根据实施例97和101-129中任一者所述的方法，其中，自催化式转换包括：
由非零电压向两个或更多电容器充电，其中，通过切换装置将该两个或更多个电容器并联配置来使这些电容器电连接，由此来提供存储电压；
通过切换切换装置以将两个或更多电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
实施例132。根据实施例97和101-129中任一者所述的方法，其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用非零电压来向该并联的多个电容器充电以获得存储电压；
通过切换切换装置以使多个电容器变得至少部分串联电连接来倍增存储电压，以便产生倍增电压；
通过用倍增电压驱动所述转换的进行以使多个电容器变为完全串联电连接来增大倍增电压，由此自催化式地转换非零电压来获得可释放存储的电压。
实施例133。根据实施例97和101-129中任一者所述的方法，其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用输入电压来向该并联的多个电容器充电以获得存储电压；
部分地切换所述切换装置以使多个电容器的一部分变为灵活地配置为串联电连通来提供部分倍增电压；
使用部分倍增电压来驱动进行所述部分切换中的至少一些；
重复地进行部分切换和驱动，直到多个电容器完全地串联电连通，由此自催化式地转换输入电压来获得可释放存储的电压。
实施例134。根据实施例130-133中任一者所述的方法，其中：
切换装置包括被配置为与多个电容器以并联或串联配置灵活连接的多个晶体管。
实施例135。根据实施例134所述的方法，其中，多个电容器被配置为驱动多个晶体管中的至少一部分晶体管的栅极。
实施例136。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例3-4和6-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在实施例4的第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者若存在实施例4的第四端子的情况下，则当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例137。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例3-4和6-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在实施例4的第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者在存在实施例4的第四端子的情况下，当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，并且当这种非零电压指示第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例138。根据实施例136-137中任一者所述的方法，其中，转换非零电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例139。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例3-4和6-91中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在实施例4的第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者在存在实施例4的第四端子的情况下，当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，并且当这种非零电压指示第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例140。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于放置为与主电流路径分叉式电连通；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者在存在第四端子的情况下，当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本上阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例141。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适用于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适用于放置为与主电流路径分叉式电连通；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者在存在第四端子的情况下，当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，并且当这种非零电压指示第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例142。根据实施例140-141中任一者所述的方法，其中，所述获得可释放存储的电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例143。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适用于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适用于放置为与主电流路径分叉式电连通；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者如果存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例144。根据实施例143所述的方法，
其中，非零电压是第二端子与第三端子之间的电压或从第二端子与第三端子之间的电压导出的电压。
实施例145。根据实施例144所述的方法，其中，非零电压是第三端子和第四端子之间的电压或从第三端子和第四端子之间的电压导出的。
实施例146。根据实施例144所述的方法，
其中，非零电压是从被提供给器件的辅助电力导出的电压。
实施例147。根据实施例146所述的方法，
其中，辅助电力选自电池、热能转换器、射频转换器、光电转换器、独立市电电源、或它们的组合。
实施例148。根据实施例143-145中任一者所述的方法，其中，器件被配置为不接收辅助电力。
实施例149。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适用于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适用于放置为与主电流路径分叉式电连通；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者若存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断第一端子和第二端子之间的所有电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例150。根据实施例136-149中任一者所述的方法，其中，第一端子与第二端子之间的主电流路径限定为低电阻路径，并且仅第一晶体管或可选地与第一晶体管并联的一个或多个晶体管被串联布置在该低电阻路径中。
实施例151。如实施例136-150中任一者所述的方法，其中，获得可释放存储的电压采用包括并联到串联切换电容器网络的电压转换器电路，该并联到串联切换电容器网络被配置为将非零电压转换为可释放存储的电压。
实施例152。根据实施例151所述的方法，其中，获得可释放存储的电压包括倍增非零电压。
实施例153。根据实施例136-152中任一者所述的方法，其中，过流状况是持续过流状况。
实施例154。根据实施例136-153中任一者所述的方法，其中，所述转换在存在过流状况之前不会发生。
实施例155。根据实施例136-154中任一者所述的方法，其中，所述浮置在过流状况存在之前不会发生。
实施例156。根据实施例136-155中任一者所述的方法，其中，转换包括倍增、降低、反转、或标识中的一者或多者。
实施例157。根据实施例136-156中任一者所述的方法，其中，器件不包括电感器。
实施例158。根据实施例136-157中任一者所述的方法，其中，器件不包括变压器。
实施例159。根据实施例136-142和149-158中任一者所述的方法，其中，浮置可释放存储的电压包括切换可释放存储的电压。
实施例160。根据实施例159所述的方法，其中，所述切换所采用的是浮置开关晶体管。
实施例161。根据实施例159所述的方法，其中，所述切换所采用的是浮置开关二极管。
实施例162。根据实施例159-161中任一者所述的方法，其中，所述切换包括将可释放存储的电压与二极管并联放置，其中，可释放存储的电压的正极端连接到二极管的阴极，并且可释放存储的电压的负极端连接到二极管的阳极。
实施例163。根据实施例159-161中任一者所述的方法，其中，所述切换包括将可释放存储的电压与浮置器充电晶体管并联放置，其中，可释放存储的电压的第一引线连接到浮置器充电晶体管的第一端，并且可释放存储的电压的第二引线适用于被灵活地配置为与浮置器充电晶体管并联。
实施例164。根据实施例143-148、150-154、和156-158中任一者所述的方法，其中，将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式包括将可释放存储的电压与第一栅极和第一源极并联放置。
实施例165。根据实施例136-142和149-163中任一者所述的方法，其中，将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式包括将浮置电压与第一栅极和第一源极并联放置。
实施例166。根据实施例136-165中任一者所述的方法，其中，在不存在过流状况的情况下，第一晶体管不处于增强模式。
实施例167。根据实施例136-166中任一者所述的方法，其中，在不存在过流状况的情况下，器件不倍增或反转电压。
实施例168。根据实施例136-167中任一者所述的方法，还包括：
通过确定第一端子与第二端子、第三端子和第四端子(如果存在)中的一个或多个端子之间的安全电压来检测过流状况不再存在；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，
从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。
实施例169。根据实施例168所述的方法，其中，所述将安全的可释放存储的电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式。
实施例170。根据实施例136-167中任一者所述的方法，还包括：
通过确定第一端子和第二端子之间的安全电压来检测过流状况不再存在；
转换安全电压以获得安全的可释放存储的电压；
浮置安全的可释放存储的电压以获得安全浮置电压；
将安全浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管脱离阻断耗尽模式，
从而允许电流在第一端子和第二端子之间流动。
实施例171。根据实施例170所述的方法，其中，所述将安全浮置电压施加到第一栅极包括将第一晶体管驱动到增强模式。
实施例172。根据实施例168-171中任一者所述的方法，其中，所述转换安全电压包括倍增、降低、反转、和标识中的一者或多者。
实施例173。根据实施例136-138、140-142、和150-172中任一者所述的方法，其中，转换非零电压包括：
由非零电压向两个或更多电容器充电，其中，通过切换装置将该两个或更多个电容器并联配置来使这些电容器电连接，由此来提供存储电压；
通过切换切换装置以将两个或更多电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
实施例174。根据实施例139和143-172中任一者所述的方法，其中，自催化式转换包括：
由非零电压向两个或更多电容器充电，其中，通过切换装置将该两个或更多个电容器并联配置来使这些电容器电连接，由此来提供存储电压；
通过切换切换装置以将两个或更多电容器串联配置来倍增存储电压，由此来提供可释放存储的电压；
其中，可释放存储的电压通过驱动所述切换来为倍增提供电力。
实施例175。根据实施例139和143-172中任一者所述的方法，
其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用非零电压来向该并联的多个电容器充电以获得存储电压；
通过切换切换装置以使多个电容器变得至少部分串联电连接来倍增存储电压，以便产生倍增电压；
通过用倍增电压驱动所述切换以使多个电容器完全串联地电连接来增大倍增电压，由此自催化式地转换非零电压来获得可释放存储的电压。
实施例176。根据实施例139和143-172中任一者所述的方法，其中，自催化式转换包括：
提供被切换装置灵活配置为并联电连通的多个电容器；
用输入电压来向该并联的多个电容器充电以获得存储电压；
部分地切换所述切换装置以使多个电容器的一部分变为灵活地配置为串联电连通，来提供部分倍增电压；
使用部分倍增电压来驱动进行所述部分切换中的至少一些；
重复地进行部分切换和驱动，直到多个电容器完全地串联电连通，由此自催化式地转换输入电压来获得可释放存储的电压。
实施例177。根据实施例173-176中任一者所述的方法，其中，切换装置包括被配置为以并联或串联配置与多个电容器灵活连接的多个晶体管。
实施例178。根据实施例177所述的方法，其中，多个电容器被配置为驱动多个晶体管中的至少一部分晶体管的栅极。
实施例179。一种电压转换器电路，包括：
第一输入引线和第二输入引线，该第一输入引线和第二输入引线被配置为接收输入电压；
至少一个输出引线，该至少一个输出引线被配置为传送转换电压；以及
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压；
其中，切换电容器网络被配置为自催化式地将输入电压转换为转换电压。
实施例180。一种电压转换器电路，包括：
第一引线和第二引线，该第一引线和第二引线被配置为接收输入电压并传送转换电压；
并联到串联切换电容器网络，该并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压；
其中，并联到串联切换电容器网络被配置为自催化式地将输入电压转换为转换电压。
实施例181。一种电压转换器电路，包括：
并联到串联切换电容器网络，该并联到串联切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压；
其中，并联到串联切换电容器网络被配置为自催化式地将输入电压转换为转换电压。
实施例182。根据实施例180-181中任一者所述的电压转换器电路，其中，并联到串联切换电容器网络被配置为通过倍增输入电压将输入电压转换为转换电压。
实施例183。根据实施例179的电压转换器电路，其中，第二输入引线和第一输出引线被配置为传送转换电压。
实施例184。根据实施例179的电压转换器电路，还包括第二输出引线，其中，第一输出引线和第二输出引线被配置为传送转换电压。
实施例185。根据实施例179-184中任一者所述的电压转换器电路，其中，切换电容器网络或并联到串联切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供转换电压；
多个晶体管，该多个晶体管在处于“关断”状态时将该多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将该多个电容器配置为串联电连通。
实施例186。根据实施例179-184中任一者所述的电压转换器电路，其中，切换电容器网络或并联到串联切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供转换电压；
多个二极管，该多个二极管在被正向偏置时，将多个电容器配置为并联电连通，并且当被反向偏置时，将多个电容器配置为串联电连通。
实施例187。一种电压转换器电路，包括：
第一输入引线和第二输入引线，该第一输入引线和第二输入引线被配置为接收输入电压；
至少一个输出引线，该至少一个输出引线被配置为传送转换电压；
其中，电压转换器电路被配置为自催化式地将输入电压转换为转换电压。
实施例188。根据实施例187的电压转换器电路，包括并联到串联切换电容器网络，该并联到串联切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过输入电压来充电并进行放电以提供转换电压；
多个晶体管，该多个晶体管在处于“关断”状态时将该多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将该多个电容器配置为串联电连通。
其中，多个晶体管的至少一部分还被配置为接收转换电压或其一部分以将多个晶体管驱动到“导通”状态。
实施例189。一种驱动具有栅极的晶体管的方法，该方法包括：
自催化式地转换输入电压以获得可释放存储的电压；
将可释放存储的电压施加到栅极，从而驱动晶体管。
实施例190。一种自催化式地将输入电压转换为转换电压的方法，包括：
用输入电压对被灵活地配置为并联电连通的多个电容器充电；
固态地切换多个电容器，使得多个电容器被灵活地配置为串联电连通以提供转换电压；
其中，转换电压或其一部分驱动进行至少一些切换，从而自催化式地将输入电压转换为转换电压。
实施例191。根据实施例190所述的方法，其中，所述固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个晶体管提供的。
实施例192。根据实施例190所述的方法，其中，所述固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个二极管提供的。
实施例193。如实施例190所述的方法，其中，所述固态切换是通过对多个电容器进行灵活配置的多个晶体管和二极管提供的。
实施例194。根据实施例1-91中任一者所述的器件，其中，器件还被配置为在轻微过流状况期间限制电流，并且在严重过流状况期间基本阻断电流。
实施例195。根据实施例194所述的器件，还包括限制晶体管，该限制晶体管被配置为在轻微过流状况期间驱动第一晶体管进入电流限制模式，并且在严重过流状况期间驱动第一晶体管驱动进入阻断耗尽模式。
实施例196。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收仅从第一端子与第二端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当存在从第一端子到第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第二正电压和轻微过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入电流限制模式中；以及
其中，当存在从第一端子到第二端子的第三正电压和严重过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入阻断耗尽模式中；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，在轻微过流状况期间限制电流，并在严重过流状况期间基本阻断电流。
实施例197。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将主电流路径路由通过该器件；
第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于放置为与主电流路径分叉式电连通；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子与第二端子之间的主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路适用于接收从第二端子与第三端子之间的电压导出的输入电压，或者如果存在第四端子，则适用于接收从第三端子与第四端子之间的电压导出的输入电压，并且将该输入电压转换为可释放存储的电压，其中，该驱动器电路被配置为将该可释放存储的电压或其导出电压作为相对于第一源极的栅极电压施加在第一栅极处；
其中，当从第一端子到第二端子存在正常电流状况时，
第一晶体管被配置为在第一端子和第二端子之间传送电流；以及
其中，当从第一端子到第二端子存在轻微过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管进入电流限制模式；以及
其中，当从第一端子到第二端子存在严重过流状况时，
驱动器电路被配置为通过将可释放存储的电压或其导出电压作为栅极电压来施加而驱动第一晶体管驱动进入阻断耗尽模式；以及
其中，该器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，在轻微过流状况期间限制电流，并在严重过流状况期间基本阻断电流。
实施例198。根据实施例194-197中任一者所述的器件，其中，轻微过流状况包括不超过电路的最大预期电流负荷的10％、50％、100％、200％、500％、或1000％的电流。
实施例199。根据实施例194-197中任一者所述的器件，其中，轻微过流状况包括不超过比电路的最大预期电流负荷大0.1A、0.5A、1A、5A、10A、50A、100A、1000A、10000A、或100000A的电流。
实施例200。根据实施例194-199中任一实施例所述的器件，还包括振荡器电路，该振荡器电路被配置为当第一晶体管进入电流限制模式时振荡，并且在轻微过流状况期间将第一晶体管维持在电流限制模式中。
实施例201。根据实施例194-200中任一者所述的器件，还包括比较器，该比较器被配置为确定轻微过流状况何时出现。
实施例202。根据实施例194-201中任一者所述的器件，还包括比较器，该比较器被配置为确定严重过流状况何时出现。
实施例203。根据实施例194-202中任一者所述的器件，包括导通复位电路，该导通复位电路被配置为在轻微过流状况或严重过流状况之后驱动第一晶体管驱动进入全导通模式。
实施例204。根据实施例194-203中任一者所述的器件，还包括限制复位电路，该限制复位电路被配置为在严重过流状况之后驱动第一晶体管驱动进入电流限制模式。
实施例205。根据实施例204所述的器件，其中，限制复位电路包括被配置为确定严重过流状况已结束的比较器。
实施例206。根据实施例204-205中任一者所述的器件，其中，限制复位电路还包括计时器复位电路，该计时器复位电路被配置为在严重过流状况之后延迟驱动第一晶体管驱动进入电流限制模式，
实施例207。根据实施例203-204中任一者所述的器件，还包括复执和锁存电路，该复执和锁存电路被配置为对时间区间内的过流事件的数量进行计数，并且当数量达到预选限值时，将第一晶体管锁存到全导通模式或阻断耗尽模式。
实施例208。形成实施例194-207中任一者所述的器件的方法，包括：
将第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中。
实施例209。一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响行的方法，包括：
将实施例194-207中任一者所述的器件放置于主电流路径中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断。
实施例210。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例194-207中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，或者若存在第三端子，当第二端子和第三端子之间存在非零电压时，或者若存在第四端子时，在第三端子和第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例211。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例194-207中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，并且当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，或者若存在第三端子，当第二端子和第三端子之间存在非零电压时，或者若存在第四端子时，在第三端子和第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例212。根据实施例210-211中任一者所述的方法，其中，转换非零电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例213。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例194-207中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，并且当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，或者若存在第三端子，当第二端子和第三端子之间存在非零电压时，或者若存在第四端子时，在第三端子和第四端子之间存在非零电压时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例214。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例215。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在非零电压和过流状况时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例216。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于放置为与主电流路径分叉式电连通；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者若存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者若存在第四端子的情况下，则当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例217。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于放置为与主电流路径分叉式电连通；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
将第三端子放置为与第二端子分叉式电连通；或者若存在第四端子，则将第三端子和第四端子放置为与主电流路径分叉式电连通；
当第二端子与第三端子之间存在过流状况时，并且当第二端子与第三端子之间存在非零电压时，或者若存在第四端子，则当第三端子与第四端子之间存在非零电压时，
转换非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置可释放存储的电压以获得浮置电压；
将浮置电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例218。根据实施例214-217中任一者所述的方法，其中，所述获得可释放存储的电压包括自催化式地转换非零电压。
实施例219。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，第一晶体管串联布置在第一端子和第二端子之间的主电流路径中；
可选地，第三端子，该第三端子适于被放置为与第二端子分叉式电连通；或者，第三端子和第四端子，该第三端子和第四端子适于放置为与主电流路径分叉式电连通；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当第一端子和第二端子之间存在过流状况时，
自催化式地转换非零电压以获得可释放存储的电压；
将可释放存储的电压施加到第一栅极以驱动第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制第一端子和第二端子之间的电流；
从而保护电路免受过流状况的影响。
实施例220。根据实施例219所述的方法，
其中，非零电压是第一端子和第二端子之间的电压或者从该电压导出的电压。
实施例221。根据实施例219所述的方法，其中，非零电压是第二端子与第三端子之间的电压或者从该电压导出的电压。
实施例222。根据实施例219所述的方法，其中，非零电压是第三端子和第四端子之间的电压或者从该电压导出的电压。
实施例223。根据实施例219所述的方法，
其中，非零电压是从被提供给器件的辅助电力导出的电压。
实施例224。根据实施例223所述的方法，
其中，辅助电力选自电池、热能转换器、射频转换器、光电转换器、独立市电电源、或它们的组合。
实施例225。根据实施例219-222中任一实施例所述的方法，其中，器件被配置为不接收辅助电力。
实施例226。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例194-207中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当器件检测到轻微过流状况时，使第一晶体管进入电流限制模式。
实施例227。根据实施例226所述的方法，还包括：
检测到轻微过流状况已消退；以及
使第一晶体管复位到全导通模式。
实施例228。根据实施例226-227中任一者所述的方法，还包括：
对给定时间段内的复位事件的数量进行计数；
当给定时间段内的复位事件的数量超过预选数量时，将第一晶体管锁存到全导通模式或电流阻断模式。
实施例229。一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供实施例194-207中任一者所述的器件；
将第一端子和第二端子串联电连通地放置在电路中，使得流动于电路中的所有电流流过该器件、被该器件限制或阻断；
当器件检测到严重过流状况时，使第一晶体管进入耗尽阻断模式。
实施例230。根据实施例229所述的方法，还包括：
检测到严重过流状况已消退；以及
使第一晶体管复位到电流限制模式或全导通模式。
实施例231。根据实施例230所述的方法，还包括：
对给定时间段内的复位事件的数量进行计数；
当给定时间段内的复位事件的次数超过预选数量时，将第一晶体管锁存到全导通模式、电流限制描述、或电流阻断模式。
实施例232。根据前述器件实施例中任一者所述的器件，其中，第一晶体管是MEMS。
实施例233。根据前述方法实施例中任一者所述的方法，其中，第一晶体管是MEMS。
实施例234。一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压，切换电容器网络包括多个输入电容器，其中，输入电容器彼此直接并联电连通以接收涌入电流。
实施例235。根据实施例234所述的电压转换器电路，其中，所述直接并联电连通是通过一个或多个晶体管、一个或多个二极管、或它们的组合提供的。
实施例236。根据实施例234-235中任一者所述的电压转换器电路，其中，直接并联电连通在一定量的涌入电流之后终止。
实施例237。根据实施例236所述的电压转换器电路，其中，涌入电流的量作为时间的函数被测量。
实施例238。根据实施例236所述的电压转换器电路，其中，涌入电流的量通过电荷来测量。
实施例239。一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压，其中，输入电压对具有组合输入电容的多个输入电容器充电，并且转换电压适于对输出电容充电；
其中，组合输入电容与输出电容的比率大于1。
实施例240。一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压，其中，输入电压对多个输入电容器充电，每个输入电容器具有输入电容，并且转换电压适于对输出电容充电；
其中，多个输入电容器中的至少一个输入电容器的输入电容与输出电容的比率大于1。
实施例241。根据实施例240所述的电压转换器电路，其中，多个输入电容器具有组合输入电容，并且组合输入电容与输出电容的比率大于1。
实施例242。一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压，其中，输入电压对具有输入电容的至少一个输入电容器充电，并且转换电压适于对输出电容充电；
其中，输入电容与输出电容的比率大于1。
实施例243。根据实施例234-242中任一者所述的电压转换器电路，其中，多个输入电容器中的至少一个被配置为充当飞跨电容器。
实施例244。根据实施例242所述的电压转换器电路，其中，至少一个输入电容器被配置为充当飞跨电容器。
实施例245。根据实施例234-244中任一者所述的电压转换器电路，
其中，切换电容器网络是包括多个输入电容器的并联到串联切换电容器网络，并且多个输入电容器充当飞跨电容器。
实施例246。根据实施例245所述的电压转换器电路，
其中，串联配置的输入电容器的等效电容与输出电容的比率大于1。
实施例247。根据实施例234-244中任一者所述的电压转换器电路，其中，切换电容器网络选自Cockcroft-Walton倍增器和Dickson电荷泵。
实施例248。根据实施例234-247中任一者所述的电压转换器电路，其中，转换的电压被施加到晶体管的栅极，并且输出电容包括晶体管的栅极电容。
实施例249。根据实施例248所述的电压转换器电路，其中，晶体管是实施例1-91中任一者所述的第一晶体管。
实施例250。根据实施例234-249中任一者所述的电压转换器电路，
其中，多个输入电容器中的输入电容器具有比多个输入电容器中的另一输入电容器更大的电容。
实施例251。根据实施例250所述的电压转换器电路，其中，多个输入电容器中的输入电容器具有比多个输入电容器中的下一输入电容器更大的电容。
实施例252。根据实施例250所述的电压转换器电路，其中，多个输入电容器中的输入电容器具有比多个输入电容器中的后续输入电容器更大的电容。
实施例253。根据实施例234-252中任一者所述的电压转换器电路，
其中，多个输入电容器中的最接近输出电容的输入电容器具有大于输出电容的输入电容。
实施例254。根据实施例234-253中任一者所述的电压转换器电路，
包括具有比输出电容大的飞跨电容的至少一个飞跨电容器。
实施例255。根据实施例234-254中任一者所述的电压转换器电路，
包括多个飞跨电容器，每个飞跨电容器具有大于输出电容的电容。
实施例256。根据实施例234-255中任一者所述的电压转换器电路，
其中，多个输入电容器中的第一输入电容器具有100nF的电容，并且多个输入电容器中的最后一个输入电容器具有15nF的电容。
实施例257。根据实施例234-256中任一者所述的电压转换器电路，
其中，多个输入电容器中的每个输入电容器具有比多个输入电容器中的下一输入电容器更大的电容，其中，最接近输出电容的输入电容器具有多个输入电容器中的最小电容。
实施例258。一种用于减少切换电容器网络将输入电压转换为转换电压所需的时钟周期数量的方法，包括：
获取在输入电压和输出电容之间的切换电容器网络中的多个输入电容器，其中，从输入电压到输出电容，每个输入电容器具有比下一输入电容器更大的电容；
用输入电压对第一输入电容器充电；
用多个输入电容器中的先前输入电容器对多个输入电容器中的后续输入电容器充电；以及
对输出电容充电以获得转换电压。
实施例259。一种包括切换电容器网络的用于将输入电压转换为可释放存储的电压的电压转换器电路，还包括被配置为向高频振荡器或切换电容网络供应电流的高频振荡器和槽路电容器。
实施例260。一种用于将输入电压自催化式地转换为可释放存储的电压的电压转换器电路，其中，电压转换器电路适于在约750kHz或高于约750kHz进行操作。
实施例261。一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压，切换电容器网络包括多个输入电容器；以及
涌入保护晶体管，该涌入保护晶体管与多个输入电容器串联电连通，被配置为允许到多个输入电容器的涌入电流，并且一旦多个输入电容器已被充电，切断或基本上限制电流。
实施例262。根据实施例261所述的电压转换器电路，其中，涌入保护晶体管是JFET或耗尽型晶体管。
实施例263。一种用于将输入电压转换为可释放存储的电压的电压转换器电路，其中，电路适于接收以大于2V/μs的速率改变的输入电压。
实施例264。一种将输入电压转换为可释放存储的电压的方法，包括：
供给以大于2V/μs的速率变化的输入电压。
实施例265。一种用于将输入电压转换为可释放存储的电压的电压转换器电路，其中，可释放存储的电压至少比输入电压大两倍，并且转换耗时小于约100μs。
实施例266。根据实施例265所述的电压转换器电路，其中，可释放存储的电压比输入电压大至少三倍、至少五倍、至少八倍、或至少十倍。
实施例267。根据实施例265-266中任一者所述的电压转换器电路，其中，转换耗时小于约50μs、小于约20μs、小于约10μs、小于约5μs、或小于约1μs。
实施例268。根据实施例234-257、259、和261-262中任一者所述的电压转换器电路，其中，切换电容器网络被配置为在每个输入电容器处接收与该输入电容器的电容相关的电流。
实施例269。根据实施例260、263、和265-267中任一者所述的电压转换器电路，包括包含多个输入电容器的切换电容器网络，其中，切换电容器网络被配置为在每个输入电容器处接收与该输入电容器的电容相关的电流。
实施例270。根据实施例264所述的方法，其中，供给输入电压发生在包括多个输入电容器的切换电容器网络处，其中，切换电容器网络被配置为在每个输入电容器处接收与该输入电容器的电容相关的电流。
实施例271。一种用于减少切换电容器网络将输入电压转换为转换电压所需的时钟周期数量的方法，包括：
获取在输入电压和输出电容之间的切换电容器网络中的多个输入电容器，其中，从输入电压到输出电容，每个输入电容器具有比后续输入电容器更大的电容；
用输入电压对第一输入电容器充电；
用多个输入电容器中的先前输入电容器对多个输入电容器中的后续输入电容器充电；以及
对输出电容充电以获得转换电压。
实施例272。根据实施例258和271中任一者所述的方法，其中，切换电容器网络被配置为在每个输入电容器处接收与该输入电容器的电容相关的电流。
如前所述，本文公开了本发明的详细实施例；然而，应该理解的是，所公开的实施例仅仅是可以以各种形式体现的本发明的示例。应该理解的是，许多修改和其他变型落入所要求保护的本发明的预期范围内。此外，各种实施例的前述描述不一定意味着排除。例如，“一些”实施例可以包括本发明范围内的全部或部分“其他”和“又一些”实施例。另外，“一”并不意味着“只有一个”。“一”可能意味着“一个和多于一个”。

Claims (22)

1.一种用于保护具有主电流路径的电路免受过流状况影响的器件，包括：
第一端子和第二端子，该第一端子和第二端子被配置为将所述主电流路径路由通过所述器件；
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，所述第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，所述第一晶体管被串联布置在所述第一端子和所述第二端子之间的所述主电流路径中；
驱动器电路；
该驱动器电路包括电压转换器电路，该电压转换器电路被适配用于接收仅从所述第一端子与所述第二端子之间的电压导出的输入电压，并将所述输入电压转换为可释放存储的电压，
其中，所述驱动器电路被配置为将所述可释放存储的电压或其导出电压作为相对于所述第一源极的栅极电压施加在所述第一栅极处；
其中，当存在从所述第一端子到所述第二端子的第一正电压和正常电流状况时，
所述第一晶体管被配置为在所述第一端子和所述第二端子之间传送电流；以及
其中，当存在从所述第一端子到所述第二端子的第二正电压和严重过流状况时，
所述驱动器电路被配置为通过施加所述可释放存储的电压或其导出电压作为所述栅极电压来驱动所述第一晶体管进入阻断耗尽模式中；以及
其中，所述器件被配置为在正常电流状况期间传送电流，并在严重过流状况期间基本阻断电流。
2.根据权利要求1所述的器件，其中，所述电压转换器电路被配置为在20ns内转换所述输入电压。
3.根据权利要求1所述的器件，
其中，所述驱动器电路通过倍增和反转所述输入电压来将所述输入电压转换为所述可释放存储的电压；以及
其中，所述电压转换器电路包括切换电容器网络并在100μs内将所述输入电压转换为所述可释放存储的电压。
4.根据权利要求3所述的器件，其中，所述切换电容器网络是并联到串联切换电容器网络。
5.根据权利要求1-4中的任一项所述的器件，其中，当存在从所述第一端子到所述第二端子的第三正电压和轻微过流状况时，
所述驱动器电路被配置为通过施加所述可释放存储的电压或其导出电压作为所述栅极电压来驱动所述第一晶体管进入电流限制模式中；以及
其中所述器件被配置为在轻微过流状况期间限制电流。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的器件，其中，所述电压转换器电路被配置为自催化地转换所述输入电压。
7.根据权利要求1-6中任一项所述的器件，其中，所述器件被配置为在没有任何辅助电源的情况下进行操作。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的器件，其中，所述器件不包括电感器。
9.根据权利要求1-8中任一项所述的器件，其中，所述器件不包括变压器。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的器件，其中，所述器件不包括除所述第一端子和所述第二端子以外的端子。
11.根据权利要求1-10中任一项所述的器件，其中，所述第一晶体管是耗尽型、常开型GaN晶体管。
12.根据权利要求5-11中任一项所述的器件，还包括被布置为与所述第一晶体管并联电连通的至少一个第二晶体管，
其中，所述至少一个第二晶体管中的每个第二晶体管包括第二栅极、第二漏极、以及第二源极；
其中，所述至少一个第二晶体管被配置为当存在从所述第一端子到所述第二端子的所述第二正电压和所述严重过流状况时被驱动到阻断耗尽模式；以及
其中，所述至少一个第二晶体管被配置为当存在从所述第一端子到所述第二端子的所述第三正电压和所述轻微过流状况时被驱动到电流限制模式。
13.根据权利要求1-12中任一项所述的器件，其中所述驱动器电路还包括电压浮置电路，该电压浮置电路被配置为浮置所述可释放存储的电压以获得浮置电压；
其中，所述驱动器电路被配置为施加所述浮置电压或所述浮置电压的导出电压作为所述栅极电压。
14.根据权利要求1-13中任一项所述的器件，还包括温度响应元件，该温度响应元件与所述第一晶体管串联地布置在所述主电流路径中，并且在存在所述至少一个第二晶体管时还与所述至少一个第二晶体管串联地布置在所述主电流路径中；
其中，所述温度响应元件被配置为在所述严重过流状况存在时使所述驱动器电路驱动所述第一晶体管进入阻断耗尽模式。
15.一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，所述第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，所述第一晶体管被串联布置在所述第一端子与所述第二端子之间的主电流路径中；
其中，所述器件被配置为不接收辅助电力；
将所述第一端子和所述第二端子串联电连通地放置在所述电路中，使得流动于所述电路中的所有电流流过该器件或被该器件阻断；
当所述第一端子和所述第二端子之间存在非零电压时，
转换所述非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置所述可释放存储的电压以获得浮置电压；
当所述第一端子和所述第二端子之间存在过流状况时，
将所述浮置电压施加到所述第一栅极以驱动所述第一晶体管进入阻断耗尽模式，
从而基本阻断所述第一端子和所述第二端子之间的所有电流；
从而保护所述电路免受所述过流状况的影响。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，所述转换所述非零电压以获得可释放存储的电压是自催化式地发生的。
17.一种用于保护电路免受过流状况影响的方法，包括：
提供一种器件，具有：
第一端子和第二端子，以及
第一晶体管，该第一晶体管包括第一栅极、第一漏极、和第一源极；
其中，所述第一晶体管是耗尽型、常开型晶体管；
其中，所述第一晶体管被串联布置在所述第一端子与所述第二端子之间的主电流路径中；
其中，该器件被配置为不接收辅助电力；
将所述第一端子和所述第二端子串联电连通地放置在所述电路中，使得流动于所述电路中的所有电流流过该器件或被该器件限制；
当所述第一端子和所述第二端子之间存在非零电压时，
转换所述非零电压以获得可释放存储的电压；
浮置所述可释放存储的电压以获得浮置电压；
当所述第一端子和所述第二端子之间存在过流状况时，
将所述浮置电压施加到所述第一栅极以驱动所述第一晶体管进入电流限制模式，
从而限制所述第一端子和所述第二端子之间的电流；
从而保护所述电路免受所述过流状况的影响。
18.根据权利要求16所述的方法，其中，所述转换所述非零电压以获得可释放存储的电压是自催化式地发生的。
19.一种电压转换器电路，包括：
切换电容器网络，该切换电容器网络被配置为将输入电压转换为转换电压；
其中，所述切换电容器网络被配置为将所述输入电压自催化式地转换为所述转换电压。
20.根据权利要求18所述的电压转换器电路，其中，所述切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过所述输入电压来充电并进行放电以提供所述转换电压；
多个晶体管，该多个晶体管在处于“断开”状态时，将所述多个电容器配置为并联电连通，并且在处于“导通”状态时，将所述多个电容器配置为串联电连通。
21.根据权利要求18所述的电压转换器电路，其中，所述切换电容器网络包括：
多个电容器，该多个电容器被配置为通过所述输入电压来充电，并进行放电以提供所述转换电压；
多个二极管，该多个二极管在被正向偏置时，将所述多个电容器配置为并联电连通，并且当被反向偏置时，将所述多个电容器配置为串联电连通。
22.一种驱动具有栅极的晶体管的方法，该方法包括：
自催化式地转换输入电压以获得可释放存储的电压；
将所述可释放存储的电压施加到所述栅极，从而驱动所述晶体管。
CN201680067719.4A 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法 Active CN108292837B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911355453.5A CN110994547B (zh) 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201562221428P 2015-09-21 2015-09-21
US62/221,428 2015-09-21
US201662281453P 2016-01-21 2016-01-21
US62/281,453 2016-01-21
US201662317092P 2016-04-01 2016-04-01
US62/317,092 2016-04-01
US201662351625P 2016-06-17 2016-06-17
US62/351,625 2016-06-17
PCT/US2016/052734 WO2017053333A1 (en) 2015-09-21 2016-09-21 One-transistor devices for protecting circuits and autocatalytic voltage conversion therefor

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911355453.5A Division CN110994547B (zh) 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108292837A true CN108292837A (zh) 2018-07-17
CN108292837B CN108292837B (zh) 2020-01-17

Family

ID=58387128

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911355453.5A Active CN110994547B (zh) 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法
CN201680067719.4A Active CN108292837B (zh) 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911355453.5A Active CN110994547B (zh) 2015-09-21 2016-09-21 用于保护电路的单晶体管器件以及方法

Country Status (6)

Country Link
US (4) US10770883B2 (zh)
EP (1) EP3353870B1 (zh)
JP (3) JP6651186B2 (zh)
KR (2) KR101954213B1 (zh)
CN (2) CN110994547B (zh)
WO (1) WO2017053333A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111130328A (zh) * 2018-10-31 2020-05-08 瑞昱半导体股份有限公司 介面电路以及控制介面电路内的开关电路的方法
US10853295B2 (en) 2018-10-22 2020-12-01 Realtek Semiconductor Corp. Interface circuit and method for controlling switching circuit within interface circuit

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10205313B2 (en) 2015-07-24 2019-02-12 Symptote Technologies, LLC Two-transistor devices for protecting circuits from sustained overcurrent
CN110994547B (zh) 2015-09-21 2022-04-01 西普托特技术有限责任公司 用于保护电路的单晶体管器件以及方法
DE102017219551A1 (de) * 2017-11-03 2019-05-09 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verpolschutzanordnung, Verfahren zum Betrieb der Verpolschutzanordnung und korrespondierende Verwendung
CN108111031B (zh) * 2018-02-06 2024-02-06 苏州力生美半导体有限公司 非隔离式的单芯片ac/dc开关电源控制电路
US10784770B2 (en) 2018-02-09 2020-09-22 Delta Electronics, Inc. Conversion circuit
US11309887B2 (en) 2018-02-09 2022-04-19 Delta Electronics, Inc. Conversion circuit
US10784768B2 (en) 2018-02-09 2020-09-22 Delta Electronics, Inc. Conversion circuit and conversion circuitry
US10734882B2 (en) * 2018-02-09 2020-08-04 Delta Electronics, Inc. Conversion circuit
CN108512535B (zh) * 2018-03-29 2022-01-18 华南理工大学 采用正温度系数热敏电阻补偿的可控硅触发电路
US20190363077A1 (en) * 2018-05-25 2019-11-28 Getac Technology Corporation Electrostatic discharge protection circuit
ES2754800A1 (es) * 2018-10-16 2020-04-20 Univ Miguel Hernandez Dispositivo autoajustable de proteccion de corriente continua
CN111224373B (zh) * 2018-11-27 2023-01-06 市光法雷奥（佛山）汽车照明系统有限公司 保护电路、电路及其操作方法、相应的车灯和车辆
DE102018130034B4 (de) * 2018-11-28 2022-09-15 Eberspächer Controls Landau Gmbh & Co. Kg Verfahren zur Überprüfung der Funktionsfähigkeit einer Trennschalteranordnung
JP7175172B2 (ja) * 2018-12-12 2022-11-18 エイブリック株式会社 基準電圧発生装置
EP3675338A3 (en) * 2018-12-28 2020-10-07 Delta Electronics, Inc. Conversion circuit and conversion circuitry
FR3097985A1 (fr) * 2019-06-28 2021-01-01 Stmicroelectronics (Grenoble 2) Sas Compensation de chute de tension de câble
TWI734221B (zh) * 2019-10-16 2021-07-21 立積電子股份有限公司 射頻裝置及其電壓產生裝置
WO2021209650A1 (es) * 2020-04-14 2021-10-21 Ridelin S.L. Circuito de alimentación, dispositivo de seguridad e instalación fotovoltaica
DE102020208058A1 (de) * 2020-06-29 2021-12-30 Siemens Aktiengesellschaft Gleichrichter, Energieversorgungsgerät und Anlage
US11381079B1 (en) 2021-01-27 2022-07-05 Leach International Corporation System for protecting electromechanical switchgears and protection circuits in high-voltage applications
JP7470084B2 (ja) * 2021-09-10 2024-04-17 株式会社東芝 電子回路、電子システム及び駆動方法
US20230170901A1 (en) * 2021-11-23 2023-06-01 Drexel University Fault current bypass based solid state circuit breakers and active clamping snubbers for dc circuit breakers
TWI809662B (zh) * 2022-01-18 2023-07-21 廣達電腦股份有限公司 電子裝置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101197534A (zh) * 2006-10-25 2008-06-11 三洋电机株式会社 Dc/dc转换器
CN101594048A (zh) * 2009-03-19 2009-12-02 深圳市联德合微电子有限公司 一种具有过流保护功能的pwm型降压变换器
US20120039007A1 (en) * 2009-04-28 2012-02-16 Joel Turchi Method for providing over current protection and circuit
CN203415972U (zh) * 2013-07-08 2014-01-29 中国航空无线电电子研究所 输入电压浪涌抑制电路
US20140070786A1 (en) * 2012-09-07 2014-03-13 International Rectifier Corporation Power Converter Including Integrated Driver Providing Overcurrent Protection

Family Cites Families (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3603811A (en) 1969-12-09 1971-09-07 American Optical Corp Two-terminal bipolar self-powered low current limiter
US4376986A (en) 1981-09-30 1983-03-15 Burroughs Corporation Double Lambda diode memory cell
EP0197965B1 (en) * 1984-10-01 1991-01-16 AT&T Corp. A field effect transistor current source
US4744369A (en) * 1986-10-06 1988-05-17 Cherne Medical, Inc. Medical current limiting circuit
JPS6447218A (en) * 1987-08-14 1989-02-21 Mitsubishi Electric Corp Semiconductor interrupter
US4972136A (en) * 1989-11-07 1990-11-20 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Linear power regulator with current limiting and thermal shutdown and recycle
US5191279A (en) 1990-03-15 1993-03-02 Ixys Corporation Current limiting method and apparatus
GB9027111D0 (en) 1990-12-13 1991-02-06 Raychem Ltd Circuit protection device
GB9100283D0 (en) 1991-01-07 1991-02-20 Raychem Ltd Overcurrent protection device
US5319515A (en) 1990-10-12 1994-06-07 Raychem Limited Circuit protection arrangement
TW214020B (zh) 1990-10-12 1993-10-01 Raychem Ltd
GB9114717D0 (en) 1991-07-08 1991-08-28 Raychem Ltd Circuit protection arrangement
US5157289A (en) 1991-07-29 1992-10-20 Grumman Aerospace Corporation FET adaptive limiter with high current FET detector
US5291123A (en) 1992-09-09 1994-03-01 Hewlett-Packard Company Precision reference current generator
JP3084982B2 (ja) 1992-11-25 2000-09-04 富士電機株式会社 半導体装置
US5283707A (en) 1992-11-27 1994-02-01 Northern Telecom Limited Inrush current limiting circuit
US5539610A (en) * 1993-05-26 1996-07-23 Siliconix Incorporated Floating drive technique for reverse battery protection
US5742463A (en) 1993-07-01 1998-04-21 The University Of Queensland Protection device using field effect transistors
US6049447A (en) 1993-09-08 2000-04-11 Siemens Ag Current limiting device
US5581433A (en) 1994-04-22 1996-12-03 Unitrode Corporation Electronic circuit breaker
US5585991A (en) 1994-10-19 1996-12-17 Siliconix Incorporated Protective circuit for protecting load against excessive input voltage
DE19631751C1 (de) * 1996-08-06 1997-11-27 Siemens Ag Ansteuerschaltung für einen Leistungs-FET mit sourceseitiger Last
US5748422A (en) * 1996-10-03 1998-05-05 General Motors Corporation Power latch circuit with overvoltage protection
JP3096260B2 (ja) 1997-07-22 2000-10-10 エス・オー・シー株式会社 リセッタブル過電流保護回路素子
FR2766984B1 (fr) 1997-08-01 1999-09-03 Commissariat Energie Atomique Dispositif de protection d'une charge electrique et circuit d'alimentation comportant un tel dispositif
US5805393A (en) 1997-08-29 1998-09-08 Raychem Corporation Overcurrent protection circuit with improved PTC trip endurance
US6331763B1 (en) 1998-04-15 2001-12-18 Tyco Electronics Corporation Devices and methods for protection of rechargeable elements
US5986902A (en) * 1998-06-16 1999-11-16 Lucent Technologies Inc. Integrated protection circuit, method of providing current-limiting and short-circuit protection and converter employing the same
US6181541B1 (en) 1998-10-22 2001-01-30 Shukri Souri Transistor-PTC circuit protection devices
JP3487780B2 (ja) 1999-03-01 2004-01-19 株式会社岡村研究所 接続切り換え制御キャパシタ電源装置
FI115426B (fi) * 2000-12-22 2005-04-29 Iws Int Oy Kulkuneuvon sähkönjakelujärjestelmän älykäs sulakerasia
US20020125507A1 (en) 2001-03-07 2002-09-12 Washburn James Ray Interruptable high-voltage current limiter suitable for monolithic integration
FR2830379B1 (fr) * 2001-10-03 2004-08-06 Agence Spatiale Europeenne Dispositif de protection d'une source de tension et d'une charge alimentee par la source de tension
AUPS045702A0 (en) 2002-02-12 2002-03-07 Fultech Pty Ltd A protection device
TWI225327B (en) * 2003-09-10 2004-12-11 Benq Corp Power protection device and the electronic device having the same
JP4159503B2 (ja) * 2004-04-22 2008-10-01 新電元工業株式会社 過電流保護装置
US7015680B2 (en) 2004-06-10 2006-03-21 Micrel, Incorporated Current-limiting circuitry
US7342433B2 (en) * 2004-11-09 2008-03-11 Fultec Semiconductor, Inc. Apparatus and method for enhanced transient blocking
US7492566B2 (en) 2005-01-14 2009-02-17 Bourns, Inc. Low resistance transient blocking unit
US7928702B2 (en) 2005-04-13 2011-04-19 International Rectifier Corporation Driving circuit for use with high voltage depletion-mode semiconductor switches
US20060238936A1 (en) 2005-04-25 2006-10-26 Blanchard Richard A Apparatus and method for transient blocking employing relays
US7576962B2 (en) 2005-06-16 2009-08-18 Bourns, Inc. Transient blocking apparatus with reset
US20070146020A1 (en) * 2005-11-29 2007-06-28 Advanced Analogic Technologies, Inc High Frequency Power MESFET Gate Drive Circuits
US7489182B2 (en) * 2007-05-17 2009-02-10 Richtek Technology Corporation Charge pump start up circuit and method thereof
US7602228B2 (en) * 2007-05-22 2009-10-13 Semisouth Laboratories, Inc. Half-bridge circuits employing normally on switches and methods of preventing unintended current flow therein
US7903382B2 (en) 2007-06-19 2011-03-08 General Electric Company MEMS micro-switch array based on current limiting enabled circuit interrupting apparatus
US8139329B2 (en) 2007-08-03 2012-03-20 Linear Technology Corporation Over-voltage protection circuit
US8643055B2 (en) 2007-09-26 2014-02-04 Stmicroelectronics N.V. Series current limiter device
US20090174362A1 (en) * 2008-01-03 2009-07-09 F.D. Richardson Enterprises, Inc. Doing Business As Richardson Jumpstarters Method and apparatus for providing supplemental power to an engine
CN101939890B (zh) 2008-02-11 2014-07-09 柏恩氏股份有限公司 利用常关器件来检测电流脱扣阈值的瞬态闭锁单元
US7777553B2 (en) * 2008-04-08 2010-08-17 Infineon Technologies Austria Ag Simplified switching circuit
CN102007660B (zh) 2008-04-16 2014-07-09 柏恩氏股份有限公司 限流电涌保护装置
US8169763B2 (en) 2008-06-26 2012-05-01 Bourns, Inc. Transient blocking unit having an enhancement mode device in the primary current path
US8004122B2 (en) * 2008-08-13 2011-08-23 Zarlink Semiconductor (U.S.) Inc. Bootstrap supply for switched mode power converter
US9755630B2 (en) * 2009-04-30 2017-09-05 The United States of America as represented by the Secretary of the Government Solid-state circuit breakers and related circuits
US8729739B2 (en) 2010-04-28 2014-05-20 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Bi-directional circuit breaker
US8004806B2 (en) 2009-05-04 2011-08-23 United Silicon Carbide, Inc. Solid-state disconnect device
US7948729B2 (en) * 2009-06-29 2011-05-24 Summit Microelectronics, Inc. Method and circuit for over-current protection
WO2011015903A1 (en) 2009-08-06 2011-02-10 Freescale Semiconductor, Inc. Electronic device with protection circuit
US8289664B2 (en) 2010-03-08 2012-10-16 Pass & Seymour, Inc. Protective device for an electrical supply facility
US8542055B2 (en) * 2010-12-23 2013-09-24 Fairchild Semiconductor Corporation Multi-level control for pass transistor gate voltage
US8861164B2 (en) * 2011-02-04 2014-10-14 Fairchild Semiconductor Corporation Integrated overdrive and overvoltage protection device
JP5694020B2 (ja) * 2011-03-18 2015-04-01 トランスフォーム・ジャパン株式会社 トランジスタ回路
US8618864B2 (en) * 2011-04-18 2013-12-31 Steven Andrew Robbins Self-powered active rectifier circuit and related method of operation for photovoltaic solar power arrays
US8537517B1 (en) 2011-04-26 2013-09-17 Manufacturing Networks Incorporated System and method for fast-acting power protection
US8635765B2 (en) 2011-06-15 2014-01-28 International Business Machines Corporation Method of forming micro-electrical-mechanical structure (MEMS)
US8570713B2 (en) 2011-06-29 2013-10-29 General Electric Company Electrical distribution system including micro electro-mechanical switch (MEMS) devices
JP5236822B1 (ja) * 2012-01-30 2013-07-17 シャープ株式会社 ドライバ回路
JP5889723B2 (ja) * 2012-06-07 2016-03-22 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
KR20170038126A (ko) * 2012-06-15 2017-04-05 애플 인크. 전자 디바이스 전력 보호 회로
US8933461B2 (en) * 2012-08-09 2015-01-13 Texas Instruments Incorporated III-nitride enhancement mode transistors with tunable and high gate-source voltage rating
JP2014121199A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Asahi Kasei Electronics Co Ltd トランジスタの駆動回路及びそれを用いた半導体遮断器並びにその遮断制御方法
US9692408B2 (en) 2012-12-21 2017-06-27 Gan Systems Inc. Devices and systems comprising drivers for power conversion circuits
JP6110133B2 (ja) * 2012-12-27 2017-04-05 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電子制御装置
EP2768102B1 (en) * 2013-02-13 2016-02-10 General Electric Technology GmbH Circuit interruption device
JP2015012706A (ja) * 2013-06-28 2015-01-19 旭化成エレクトロニクス株式会社 トランジスタの駆動回路及びそれを用いた半導体遮断器並びにその遮断制御方法
US9484799B2 (en) * 2014-01-17 2016-11-01 Linear Technology Corporation Switched capacitor DC-DC converter with reduced in-rush current and fault protection
FR3016751B1 (fr) 2014-01-21 2017-10-06 Mersen France Sb Sas Dispositif de protection d'un circuit contre des surtensions et organe d'alimentation electrique comprenant un tel dispositif
WO2015124884A1 (en) * 2014-02-18 2015-08-27 Ge Aviation Systems Limited Method for limiting current in a circuit
US9543751B2 (en) 2014-03-27 2017-01-10 Illinois Institute Of Technology Self-powered DC solid state circuit breakers
JP6508980B2 (ja) 2015-03-03 2019-05-08 ナカ工業株式会社 手摺用ブラケット
DE102015110893B3 (de) 2015-07-06 2016-03-24 Sartorius Stedim Biotech Gmbh Verfahren zum Messen einer Mehrzahl von Zustandsparametern eines in einem Behälter enthaltenen Fluids
US10205313B2 (en) 2015-07-24 2019-02-12 Symptote Technologies, LLC Two-transistor devices for protecting circuits from sustained overcurrent
CN110994547B (zh) 2015-09-21 2022-04-01 西普托特技术有限责任公司 用于保护电路的单晶体管器件以及方法
US9490798B1 (en) 2015-10-21 2016-11-08 Agileswitch, Llc Gate drive control system for SiC and IGBT power devices

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101197534A (zh) * 2006-10-25 2008-06-11 三洋电机株式会社 Dc/dc转换器
CN101594048A (zh) * 2009-03-19 2009-12-02 深圳市联德合微电子有限公司 一种具有过流保护功能的pwm型降压变换器
US20120039007A1 (en) * 2009-04-28 2012-02-16 Joel Turchi Method for providing over current protection and circuit
US20140070786A1 (en) * 2012-09-07 2014-03-13 International Rectifier Corporation Power Converter Including Integrated Driver Providing Overcurrent Protection
CN203415972U (zh) * 2013-07-08 2014-01-29 中国航空无线电电子研究所 输入电压浪涌抑制电路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10853295B2 (en) 2018-10-22 2020-12-01 Realtek Semiconductor Corp. Interface circuit and method for controlling switching circuit within interface circuit
CN111130328A (zh) * 2018-10-31 2020-05-08 瑞昱半导体股份有限公司 介面电路以及控制介面电路内的开关电路的方法
CN111130328B (zh) * 2018-10-31 2021-12-28 瑞昱半导体股份有限公司 介面电路以及控制介面电路内的开关电路的方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20230352927A1 (en) 2023-11-02
US20200366082A1 (en) 2020-11-19
CN108292837B (zh) 2020-01-17
KR101954213B1 (ko) 2019-03-05
US11355916B2 (en) 2022-06-07
US11962141B2 (en) 2024-04-16
CN110994547A (zh) 2020-04-10
KR20180042866A (ko) 2018-04-26
JP7071766B2 (ja) 2022-05-19
JP6836292B2 (ja) 2021-02-24
WO2017053333A1 (en) 2017-03-30
US10770883B2 (en) 2020-09-08
KR102521293B1 (ko) 2023-04-12
US20220302695A1 (en) 2022-09-22
US20180248353A1 (en) 2018-08-30
JP2018531577A (ja) 2018-10-25
EP3353870B1 (en) 2023-06-07
EP3353870A4 (en) 2019-09-11
CN110994547B (zh) 2022-04-01
KR20190025044A (ko) 2019-03-08
JP6651186B2 (ja) 2020-02-19
JP2020054233A (ja) 2020-04-02
JP2021072772A (ja) 2021-05-06
US11611206B2 (en) 2023-03-21
EP3353870A1 (en) 2018-08-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108292837A (zh) 用于保护电路的单晶体管器件及其自催化式电压转换
JP2018531577A6 (ja) 回路を保護するための単一トランジスタデバイスおよびそのための自己触媒電圧変換
Miao et al. A self-powered ultra-fast DC solid state circuit breaker using a normally-on SiC JFET
Miao et al. Design and analysis of DC solid-state circuit breakers using SiC JFETs
Miao et al. A self-powered bidirectional DC solid state circuit breaker using two normally-on SiC JFETs
RU2642839C2 (ru) Высоковольтный преобразователь постоянного напряжения в постоянное напряжение
RU2489786C2 (ru) Электронный предохранитель блока электропитания
EP3471246A1 (en) Self-powered electronic fuse with storage capacitor that charges with minimal disturbance of load current through the fuse
US9887619B2 (en) System and method for a normally-on switched mode power supply
US20100220507A1 (en) Microcontroller operated current limited switching power supply for circuit protective devices
US8730689B2 (en) Capacitive power supply
WO2006038175A3 (en) Voltage converter for converting a voltage to multiple output voltages and method of operating said voltage converter
DE60130467D1 (de) Schutz für die feldwicklung einer supraleitenden synchronmaschine
JP5815010B2 (ja) バッテリーユニットのバランシングのためのバランシング回路
CN104578840B (zh) 供电电路及具有该供电电路的电子设备
WO2005117509A3 (en) High current charge pump for intelligent power switch driver
CN108111003A (zh) 一种晶闸管驱动电路及方法
Ongaro et al. Low-power energy harvester for wiegand transducers
Miao Self-powered DC solid state circuit breakers
AU602960B2 (en) A rectifier circuit

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant