CN107546991A

CN107546991A - 电力变换装置、以及具备电力变换装置的空调机

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Publication number: CN107546991A
Application number: CN201710068948.4A
Authority: CN
Inventors: 月井浩二; 奥山敦; 田村正博; 田村建司
Original assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
Current assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
Priority date: 2016-06-28
Filing date: 2017-02-08
Publication date: 2018-01-05
Anticipated expiration: 2037-02-08
Also published as: JP2018007326A; CN107546991B; JP7044462B2

Abstract

本发明提供一种电力变换装置、以及具备电力变换装置的空调机，可高效地进行电力变换。电力变换装置(1)的控制部(15)执行在经由平滑电容器(C1)的电流路径所包含的开关元件(Q1、Q4)内，使与平滑电容器(C1)的正极相连接的开关元件(Q1)在电桥电路(10)中流过电流的期间的至少一部分期间成为接通状态，将不包含在所述电流路径中的开关元件(Q2、Q3)维持在断开状态的同步整流控制。

Description

电力变换装置、以及具备电力变换装置的空调机

技术领域

本发明涉及一种将交流电压转换为直流电压的电力变换装置等。

背景技术

在电车、汽车、空调机等中，搭载了将交流电压转换为直流电压的电力变换装置(直流电源装置、变换器)。然后，通过逆变器将从电力变换装置输出的直流电压转换为预定频率的交流电压，并将该交流电压施加到电动机等负载。在这样的电力变换装置中，要求遵照高次谐波电流规定来抑制高次谐波，另外，提高电力变换效率来谋求节能。

例如，在专利文献1中记载了在将四个二极管进行电桥连接的电桥电路中，在与电抗器相连接一侧的两个二极管上并联连接了开关元件的结构的变换器装置。

在专利文献1所记载的技术中，在电源电压的每半个周期接通/断开预定的开关元件，由此控制为只流过一次短路电流。然而，例如当负载比较大时，只流过一次短路电流会使得功率因数的改善不充分。另一方面，如果过度增加流过短路电流的次数，则因为开关损失变大而使效率降低，所以谋求更高效的电力变换。

专利文献1：日本特开2008-61412号公报

发明内容

因此，本发明的课题在于，提供一种高效地进行电力变换的电力变换装置等。

为了解决上述课题，本发明执行在经由平滑电容器的电流路径中包含的开关元件内，使与所述平滑电容器的正极相连接的开关元件在电桥电路中流过电流的期间的至少一部分期间成为接通状态，将不包含在所述电流路径中的开关元件维持在断开状态的同步整流控制。

另外，本发明的特征在于，执行在电桥电路具备的多个开关元件内，交替地将与电抗器相连接的两个开关元件接通/断开的开关控制。

通过本发明，能够提供一种高效地进行电力变换的电力变换装置等。

附图说明

图1是本发明第一实施方式的电力变换装置的结构图。

图2是表示二极管整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图3是表示在二极管整流控制中，交流电压vs包含在正的半周期中时的电路电流is的流动的说明图。

图4是表示同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图5是表示在同步整流控制中，交流电源电压vs包含在正的半周期中时的电流的流动的说明图。

图6是表示部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图7是表示在交流电源电压vs为正极性的半周期中，进行功率因数改善动作时的电流的流动的说明图。

图8是表示在交流电源电压vs为正的半个周期中的部分开关控制的说明图。

图9是表示高速开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图10是表示在交流电源电压vs为正的半周期中，高速开关控制下的开关元件Q1、Q2的接通占空的说明图。

图11是表示高速开关控制中的交流电源电压vs与电路电流is的关系的说明图。

图12是表示在高速开关控制中，在没有考虑电抗器的电流相位延迟时与考虑了电流相位延迟时的开关元件Q2的接通占空的说明图。

图13(a)是部分开关控制中的正的半周期中的交流电源电压vs以及电路电流is的说明图，(b)是高速开关控制中的正的半周期中的交流电源电压vs以及电路电流is的说明图。

图14是本发明第二实施方式的空调机具备的室外机、室内机以及遥控器的正面图。

图15是空调机的结构图。

图16是表示负载的大小、动作模式、以及机器的运行区域的关系的说明图。

图17是表示电力变换装置的控制部执行的处理的流程图。

图18是本发明第一变形例的电力变换装置的结构图。

图19是本发明第二变形例的电力变换装置的结构图。

图20是表示在本发明第三变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图21是表示在本发明第四变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图22是表示在本发明第五变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图23是表示在本发明第六变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图24是表示在本发明第七变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图25是表示在本发明第八变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图26是表示在本发明第九变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图27是表示在本发明第十变形例的电力变换装置中，高速开关整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图28是与本发明的其他变形例的电力变换装置的控制模式的切换有关的说明图。

具体实施方式

《第一实施方式》

<电力变换装置的结构>

图1是第一实施方式的电力变换装置1的结构图。

电力变换装置1是将从交流电源G施加的交流电源电压Vs转换为直流电压Vd，向负载H(逆变器、电动机等)输出该直流电压Vd的变换器。电力变换装置1的输出侧与交流电源G相连接，输出侧与负载H相连接。

如图1所示，电力变换装置1具备电桥电路10、电抗器L1、平滑电容器C1、电流检测部11、交流电压检测部12、直流电压检测部13、负载检测部14、分流电阻R1、控制部15。

电桥电路10具备开关元件Q1(第一开关元件)、开关元件Q2(第二开关元件)、开关元件Q3(第三开关元件)、开关元件Q4(第四开关元件)。

电桥电路10的输入侧与交流电源G相连接，输出侧与负载H相连接。另外，电桥电路10的开关元件Q1～Q4如图1所示，连接为电桥型。

开关元件Q1～Q4例如是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，通过控制部15来控制接通/断开。此外，通过使用MOSFET来作为开关元件Q1～Q4，具有能够减少开关损失，并且可高速地进行开关的优点。

另外，在开关元件Q1的内部具有寄生二极管D1。寄生二极管D1是在开关元件Q1的源极与漏极之间存在的pn结的部分。

此外，优选开关元件Q1的饱和电压(接通状态下的漏极源极间电压)低于寄生二极管D1的正向的电压降。由此，在开关元件Q1的源极漏极中流过电流与在寄生二极管D1中流过电流相比，电压降变小，甚至能够降低导通损失。易于理解地讲，在接通状态的开关元件Q1中流过电流与在断开状态的开关元件Q1中的寄生二极管D1中流过电流相比，使导通损失变小。此外，对于其他的开关元件Q2～Q4也可以说是也一样的。

如图1所示，电桥电路10是将第一支路J1与第二支路J2并联连接的结构，其中，第一支路J1将开关元件Q1、Q2串联连接而构成，第二支路J2将开关元件Q3、Q4串联连接而构成。

在第一支路J1中，将开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极连接，其连接点N1经由配线ha与交流电源G相连接。此外，配线ha的一端与交流电源G相连接，另一端与上述的连接点N1相连接。

在第二支路J2中，将开关元件Q3的源极与开关元件Q4的漏极连接，其连接点N2经由配线hb与交流电源G相连接。此外，配线hb的一端与交流电源G相连接，另一端与上述的连接点N2相连接。

将开关元件Q1的漏极与开关元件Q3的漏极相互连接，其连接点N3经由配线hc与负载H相连接。此外，将配线hc的一端与负载H相连接，将另一端与上述的连接点N3相连接。

将开关元件Q2的源极与开关元件Q4的源极相互连接，其连接点N4经由配线hd与负载H相连接。此外，将配线hd的一端与开关元件Q2、Q4的源极相连接，将另一端与负载H相连接。

电抗器L1作为能量积蓄从交流电源G供给的电力，通过释放该能量来进行升压和功率因数的改善。将电抗器L1设置在连接交流电源G和电桥电路10的配线ha上。

平滑电容器C1使从电桥电路10施加的电压平滑来成为直流电压，经由配线hc、hd与电桥电路10的输出侧相连接。另外，平滑电容器C1的正极经由配线hc与开关元件Q1、Q3的漏极相连接，负极经由配线hd与开关元件Q2、Q4的源极相连接。

电流检测部11检测在电桥电路10中流动的电流来作为有效值(平均电流)，被设置在配线hb上。例如，作为电流检测部11能够使用电流互感器。

交流电压检测部12检测从交流电源G施加的交流电源电压Vs，与配线ha、hb相连接。

直流电压检测部13检测平滑电容器C1的直流电压Vd，其正侧与配线hc相连接，负侧与配线hd连接。此外，将直流电压检测部13的检测值用于判定施加到负载H的电压值是否达到了预定的目标值。

负载检测部14检测向负载H供给的电流，设置在该负载H中。例如，能够使用分流电阻来作为负载检测部14。此外，当负载H为电动机时，也可以通过负载检测部14检测电动机的转速，根据该转速来推定电流值。

分流电阻R1经由配线hd来检测流过电路的电流的瞬间值(瞬间电流)，设置在该配线hd上。

控制部15例如是微型计算机(Microcomputer未图示)，读出在ROM(Read OnlyMemory，只读存储器)中存储的程序来在RAM(Random Access Memory随机存取存储器)中展开，CPU(Central Processing Unit中央处理单元)执行各种处理。如上所述，控制部15具有控制开关元件Q1～Q4的接通/断开的功能。

如图1所示，控制部15具备过零判定部15a、升压比控制部15b、增益控制部15c、变换器控制部15d。

过零判定部15a具有基于交流电压检测部12的检测值来判定交流电源电压Vs的正负是否进行了切换(即，是否达到了过零)的功能。例如，过零判定部15a在交流电源电压Vs为正的期间中向变换器控制部15d输出“1”的信号，在交流电源电压Vs为负的期间中向变换器控制部15d输出“0”的信号。

升压比控制部15b具有基于负载检测部14的检测值来设定直流电压Vd的升压比，并向增益控制部15c以及变换器控制部15d输出该升压比的功能。

增益控制部15c具有基于由电流检测部11检测的电路电流is的有效值和直流电压Vd的升压比，来设定电流控制增益的功能。

变换器控制部15d基于从电流检测部11、直流电压检测部13、分流电阻R1、过零判定部15a、升压比控制部15b、以及增益控制部15c输入的信息来控制开关元件Q1～Q4的接通/断开。此外，将在后面对变换器控制部15d执行的处理进行说明。

<电力变换装置的控制模式>

接着，说明基于负载(例如，电流检测部11的检测值)的大小而切换的控制模式。在上述的控制模式中，包含“二极管整流控制”、“同步整流控制”、“部分开关控制”以及“高速开关控制”。

(1.二极管整流控制)

二极管整流控制是使用四个寄生二极管D1～D4来进行全波整流的控制模式。二极管整流控制例如在负载的大小比较小时执行，但是并不限于此。

图2是表示二极管整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

此外，图2(a)是交流电源电压vs(瞬间值)的波形，图2(b)是电路电流is(瞬间值)的波形。图2(c)～(f)是开关元件Q1～Q4的驱动脉冲。

如图2(c)～(f)所示，变换器控制部15d通过将开关元件Q1～Q4全部维持在断开状态，如以下说明的那样，经由寄生二极管D1～D4流动电路电流is。

图3是表示在二极管整流控制中，交流电源电压vs包含在正的半周期中时的电路电流is的流动的说明图。在交流电源电压vs为正的半周期的期间，如图3的虚线箭头所示，按照交流电源G→电抗器L1→寄生二极管D1→平滑电容器C1→分流电阻R1→寄生二极管D4→交流电源G的顺序流过电路电流is。

另外，在交流电源电压vs为负的半周期的期间，虽然未图示，但是按照交流电源G→寄生二极管D3→平滑电容器C1→分流电阻R1→寄生二极管D2→电抗器L1→交流电源G的顺序流过电路电流is。此外，电路电流is的波形如图2所示。

通过在低负载时进行这样的二极管整流控制，能够降低开关元件Q1～Q4的开关损失。

(2.同步整流控制)

同步整流控制是在经由了平滑电容器C 1的电流路径中包含的开关元件内，使与平滑电容器C1的正极相连接的开关元件在电桥电路10中流过电流的期间的至少一部分期间成为接通状态，使没有包含在上述电流路径中的开关元件维持在断开状态的控制模式。此外，在交流电源电压vs为正的半周期的期间，上述“电流路径”是图5的虚线箭头所示的路径。

在本实施方式中，作为一个例子，与交流电源电压vs的极性同步地来切换开关元件Q2、Q4的接通/断开(参照图4(d)、(f))，根据是否流过电路电流is来切换开关元件Q1、Q3的接通/断开(参照图4(c)、(e))。此外，例如在负载(电流检测部11的检测值等)比较小时执行同步整流控制，但是并不限于此。

在同步整流控制中变换器控制部15d与通过分流电阻R1检测出的电路电流is同步地来切换开关元件Q1、Q3的接通/断开。当对交流电源电压vs为正的半周期的期间进行说明时(参照图4(a))，变换器控制部15d在流过电路电流is时(参照图4(b))，使开关元件Q1成为接通状态(参照图4(c))，当没有流过电路电流is时，使开关元件Q1成为断开状态。此外，在交流电源电压vs为正的半周期的期间，将开关元件Q3维持在断开状态(参照图4(e))。

另外，变换器控制部15d与交流电源电压vs的极性变化同步地来切换开关元件Q2、Q4的接通/断开。例如，在交流电源电压vs为正的半周期的期间(参照图4(a))，变换器控制部15d使开关元件Q2成为断开状态(参照图4(d))，使开关元件Q4成为接通状态(参照图4(f))。此外，交流电源电压vs的极性通过过零判定部15a来判定(确定)。

如此，根据是否流过电路电流is来切换开关元件Q1～Q3的接通/断开，与交流电源电压vs的极性同步地来切换开关元件Q2、Q4的接通/断开。如下说明的那样，这是为了防止从平滑电容器C1向交流电源G侧的逆流电流。

假如在直流电压Vd高于交流电源电压vs时，当在电路电流is不流通的状态下使开关元件Q1～Q4双方均成为接通状态时，从平滑电容器C1向交流电源G侧流动逆流电流。

与此相对，在本实施方式中，因为在上述状态下断开了开关元件Q1(参照图4(c))，所以能够防止逆流电流流动。另外，例如因为在交流电源电压vs为正的半周期中将开关元件Q2维持在断开状态(参照图4(d))，所以不会有逆流电流经由开关元件Q2～Q4进行循环的情况。

此外，在紧接着交流电源电压vs低于直流电压Vd后的预定时间dt(参照图4(b))，由于电抗器L1的电感而持续流过电路电流is。在这里，上述的预定时间dt通过以下的(数式1)来表示。

在本实施方式中，如图4(b)、(c)、(e)所示，在交流电源电压vs的绝对值小于平滑电容器C1的电压(直流电压Vd)后的预定时间dt，将与平滑电容器C1的正极相连接的开关元件Q1(在交流电源电压vs为负的半周期中为开关元件Q3)维持在接通状态。由此，在预定时间dt中也能够经由开关元件Q1的源极漏极来流过电路电流is。因此，因为与经由寄生二极管D1流过电路电流is时相比损失变小，所以能够高效地进行电力变换。此外，预定时间dt可以基于事先的实验来计算，另外也可以实时计算。

图5是表示在同步整流控制中，交流电源电压vs包含在正的半周期中时的电流的流动的说明图。在交流电源电压vs为正的半周期期间，如图5的虚线箭头所示那样，在交流电源G→电抗器L1→开关元件Q1→平滑电容器C1→分流电阻R1→开关元件Q4→交流电源G的电流路径中流过电路电流is。此时，开关元件Q2、Q3维持在断开状态(参照图4(d)、(e))。

另外，在交流电源电压vs为负的半周期期间，虽然没有图示，但是在交流电源G→开关元件Q3→平滑电容器C1→分流电阻R1→开关元件Q2→电抗器L1→交流电源G的电流路径中流过电路电流is。此时，开关元件Q1、Q4维持在断开状态(参照图4(c)、(f))。

在这样的同步整流控制中，在开关元件Q1、Q4中积极地流过电流，而在寄生二极管D1、D4中基本上不流过电流。由此，能够高效地进行电力变换。另外，与后述的部分开关控制或高速开关控制相比较，在同步整流控制中开关次数少也行。因此，能够一边保持适当的功率因数一边降低开关损失，所以能够高效地进行电力变换。

(3.部分开关控制)

部分开关控制是在开关元件Q1～Q4内，以预定次数进行交替地将与电抗器1相连接的两个开关元件Q1、Q2接通/断开的动作的控制模式。例如在负载H的额定运行中执行部分开关控制，但是并不限于此。

当对交流电源电压vs为正的半周期的期间进行说明时(参照图6(a))，变换器控制部15d以预定次数、预定脉冲宽度交替地将开关元件Q1、Q2接通/断开。如果更详细地说明，变换器控制部15d紧接交流电源电压vs的正/负进行了切换后(参照图6(a))，以预定次数进行交替地将开关元件Q1、Q2接通/断开的动作(参照图6(c)、(d))。另外，变换器控制部15d与交流电源电压vs的极性同步地控制开关元件Q3、Q4的接通/断开(参照图6(e)、(f))。

以下，为了易懂地说明部分开关控制，将该部分开关控制分为“功率因数改善动作”和“同步整流动作”来进行说明。

上述的“功率因数改善动作”是指通过使开关元件Q1或开关元件Q2暂时成为接通状态，经由电抗器L1流过短路电流isp的动作(参照图7)。

上述的“同步整流动作”是指基于交流电源电压vs的极性来控制开关元件Q1～Q4，经由平滑电容器C1来流过电路电流is的动作。即，上述的同步整流模式(参照图4、图5)是继续进行该“同步整流动作”的控制模式。

详细内容如后所述，在部分开关控制中，以预定次数交替地进行上述的“同步整流动作”和“功率因数改善动作”。

首先，对“功率因数改善动作”进行说明。

例如，在交流电源电压vs为正的半周期的期间变换器控制部15d将开关元件Q3维持在断开状态(参照图6(e))，并且将开关元件Q4维持在接通状态(参照图6(f))。另外，变换器控制部15d在电桥电路10中开始流过电流的预定区间tf中，接通开关元件Q2(参照图6(d))，断开开关元件Q1(参照图6(c))。参照图7对此时流动的短路电流isp的路径进行说明。

图7是表示在交流电源电压vs为正极性的半周期中，进行了功率因数改善动作时的电流的流动的说明图。

当在交流电源电压vs为正极性的情况下进行功率因数改善动作时，如图7的虚线箭头所示，在交流电源G→电抗器L1→开关元件Q2→开关元件Q4→交流电源G的短路路径中，流动短路电流isp(功率因数改善电流)。此时在电抗器L1中，积蓄通过以下的(数式2)表示的能量。此外，(数式2)所示的I_sp是短路电流isp的有效值。

通过这样流过短路电流isp，能够减小电流波形的失真，使电流波形接近正弦波(参照图6(b))。因此，能够改善电力变换装置1的功率因数，并且能够抑制与高次谐波电流相伴的高次谐波。

此外，在交流电源电压vs为负极性的期间，虽然没有图示，但是在交流电源G→开关元件Q3→开关元件Q1→电抗器L1→交流电源G的短路路径中，流动短路电流isp(功率因数改善电流)。

其次，对“同步整流动作”进行说明。

在图6(d)所示的预定的区间tf中进行了“功率因数改善动作”后，变换器控制部15d在预定的区间tg进行“同步整流动作”。即，变换器控制部15d将开关元件Q1从断开切换为接通(参照图6(c))，并且将开关元件Q2从接通切换为断开(参照图6(d))。此外，还在区间tg中将开关元件Q3维持在断开状态(参照图6(e))，将开关元件Q4维持在接通状态(参照图6(f))。

通过这样控制开关元件Q1～Q4，向平滑电容器C1释放在电抗器L1中积蓄的能量，对平滑电容器C1的直流电压进行升压。此外，同步整流动作中的电流路径与上述的同步整流模式下的电流路径(参照图5的虚线箭头)相同。

如此，在以预定次数交替地进行了“功率因数改善动作”和“同步整流动作”后，变换器控制部15d在流过电路电流is的区间th中，将开关元件Q1维持在接通状态(参照图6(c))，将开关元件Q2维持在断开状态(图6(d))。即，变换器控制部15d在交流电源电压vs的绝对值小于平滑电容器C1的电压(直流电压Vd)后，以预定时间td将与电抗器L1连接的开关元件Q1维持在接通状态。由此，在交流电源电压vs低于直流电压Vd后，也能够在图5所示的电流路径中流过电路电流is。因此，与经由寄生二极管D1来流过电路电流is的情况相比，能够降低开关元件Q1的导通损失，并谋求高效化。

例如，在负载H为电动机时，随着转速的上升，电动机的感应电压变高，电动机变得难以驱动，但是通过交替地进行上述的“功率因数改善动作”以及“同步整流动作”来进行升压，能够提高电动机转速的允许限度。

顺便，如图6(c)所示，使开关元件Q1在第一脉冲之前的区间ta以及继续同步整流动作的区间th之后的区间tb中成为断开状态。这是为了防止从上述的平滑电容器C1流过逆流电流。此外，能够适当设定在交替地接通/断开开关元件Q1、Q2时的定时和次数。

其次，进一步详细说明部分开关控制中的开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的设定。

此外，图8(a)～(f)的横轴为时间。图8(a)是正的半周期中的交流电源电压vs。图8(b)是电路电流is、短路电流isp、以及正弦波状的理想电流。图8(c)、(d)、(f)是开关元件Q2、Q4、Q1的驱动脉冲。如图8的“理想电流”所示，理想的是正弦波状的电路电流is相对于交流电源电压vs同相流动。例如，基于电流检测部(参照图7)的检测值、过零判定部15a(参照图7)的判定结果，通过增益控制部15c(参照图7)来求出该理想电流。

例如，关于理想电流上的点P1(参照图8(b))，将在该点P1的斜率设为di(P1)/dt。把从电路电流is为零的状态开始，进行了功率因数改善动作即持续时间ton1_Q2将开关元件Q2接通时的短路电流isp的斜率设为di(ton1_Q2)/dt。另外，把在此之后持续时间toff1_Q2将开关元件Q2断开来进行了同步整流动作时的电路电流is的斜率设为di(toff1_Q2)/dt。在这里，控制开关元件Q1、Q2的接通/断开，以使斜率di(ton1_Q2)/dt与斜率di(toff1_Q2)/dt的平均值与在点P1的斜率di(P1)/dt相等。

另外，与点P1相同，将在点P2的电流的斜率设为di(P2)/dt。然后，把进行了功率因数改善动作即持续时间ton2_Q2将开关元件Q2接通时的短路电流isp的斜率设为di(ton2_Q2)/dt。另外，把在此之后持续时间toff2_Q2将开关元件Q2断开来进行了同步整流动作时的电路电流is的斜率设为di(toff2_Q2)/dt。与点P1的情况一样，控制开关元件Q1、Q2的接通/断开，以使斜率di(ton2_Q2)/dt与斜率di(toff2_Q2)/dt的平均值与在点P2的斜率di(P2)/dt相等。在交流电源电压vs为正的半周期中，以预定次数重复这样的处理。此外，开关元件Q2的开关次数越多，就越能够使电路电流is接近理想的正弦波状的波形，优选考虑开关损失来设定开关次数。

此外，对于交流电源电压vs为负的极性的半周期，也与上述一样地设定开关元件Q1、Q2的驱动脉冲。

(4.高速开关控制)

高速开关控制是在开关元件Q1～Q4内，以预定周期重复进行将与电抗器L1相连接的两个开关元件Q1、Q2交替地接通/断开的动作的控制模式。例如在负载(电流检测部11的检测值等)比较大的高负载时执行高速开关控制，但是并不限于此。

在高速开关控制中，以预定周期交替地重复进行在部分开关控制中说明的“功率因数改善动作”和“同步整流动作”。

对于功率因数改善动作，当以交流电源电压vs(参照图9(a))为正的半周期为例进行说明时，变换器控制部15d在预定的区间tk中，使开关元件Q2成为接通状态(参照图9(d))，使开关元件Q1成为断开状态(参照图9(c))。另外，变换器控制部15d在交流电源电压vs为正的半周期中，将开关元件Q3维持在断开状态(参照图9(e))，将开关元件Q4维持在接通状态(参照图9(f))。因此，因为经由电抗器L1流过短路电流isp(参照图7)，所以能够改善功率因数，并且能够抑制高次谐波。

其次，对于同步整流动作，当以交流电源电压vs(参照图9(a))为正的半周期为例进行说明时，变换器控制部15d例如在上述的区间tk之后的区间tm中，使开关元件Q1成为接通状态，使开关元件Q2成为断开状态。由此，向平滑电容器C1释放在电抗器L1中积蓄的能量，因此使平滑电容器C1的直流电压Vd升压。另外，与经由寄生二极管D1流过电路电流is的情况相比，降低了导通损失，因此能够高效率地进行电力变换。此外，同步整流动作时的电流路径与图5相同。

另外，在交流电源电压vs为负的半周期中也一样，将开关元件Q1、Q2交替地接通/断开(参照图9(c)、(d))。另外，与交流电源电压vs的极性同步地来使开关元件Q3为接通状态(参照图9(e))，使开关元件Q4为断开状态(参照图9(f))。此外，适当设定开关元件Q1、Q2的接通占空，以使电路电流is接近正弦波。

另外，在交流电源电压vs为正的半周期的初始，在交流电源电压vs低于直流电压Vd的区间tj(参照图9(c))中，为了防止逆流电流而将开关元件Q1维持在断开状态。

另外，在交流电源电压vs低于直流电压Vd后在经过预定时间dt之前，持续开关元件Q1、Q2的开关(图9(c)、(d))。由此能够抑制在寄生二极管D1、D2中流动的电流，并高效率地进行电力变换。然后，在经过了上述预定时间dt后的区间tn中，使开关元件Q1成为断开状态，以便不流过逆流电流(参照图9(c))。

此外，在高负载时流过比较大的电路电流is，因此与之相伴容易产生高次谐波。在本实施方式中，通过在高负载时进行高速开关控制来使电路电流is接近正弦波。由此，能够抑制高次谐波，并能够改善功率因数。

以下，将部分开关控制与高速开关控制包含在一起称为“开关控制”。该“开关控制”是在开关元件Q1～Q4内，将与电抗器L1连接的两个开关元件Q1、Q2交替地接通/断开的控制。

其次，对部分开关控制以及高速开关控制中的占空比的设定进行说明。

通过以下的(数式3)来表示电力变换装置1中的电路电流is(瞬间值)。在这里，Vs是交流电源电压vs的有效值，Kp是电流控制增益，Vd是直流电压，ω是角频率。

如果整理上述的(数式3)，则成为以下的(数式4)。

另外，电路电流is(瞬间值)、电路电流Is(有效值)的关系通过以下的(数式5)来表示。如上所述，通过分流电阻R1来检测电路电流is(瞬间值)，通过电流检测部11来检测电路电流Is(有效值)。

如果将(数式4)变形后代入(数式5)，则通过以下的(数式6)来表示电流控制增益Kp。此外，a为升压比。

在这里，如果从(数式6)将升压比a的倒数移项到右边，则以下(数式7)的关系成立。

另外，在交流电源电压vs为正的半周期中，通过以下的(数式8)来表示开关元件Q2的接通占空d(导通比例)。此外，交流电源电压vs为负的半周期中的开关元件Q1的接通占空d也一样。

如上所述，通过控制(数式7)所示的Kp·Is，能够将直流电压Vd升压到交流电源电压Vs(有效值)的a倍。通过(数式8)赋予此时的开关元件Q2(或开关元件Q1)的接通占空d。

此外，基于由负载检测部14检测到的负载，通过升压比控制部15b(参照图7)来设定升压比a。例如，负载越大，升压比a设定为越大的值。

此外，图10的横轴是交流电源电压vs为正的半周期中的时间(从正的半周期开始时的经过时间)，纵轴是开关元件Q1、Q2的接通占空d_Q1、d_Q2。

另外，图10的虚线是没有考虑死区时间dtx时的开关元件Q1的接通占空d_Q1。实线是考虑了死区时间dtx时的开关元件Q1的接通占空d_Q1。二点划线是开关元件Q2的接通占空d_Q2。

将虚线所示的开关元件Q1的接通占空d_Q1例如设定为与交流电源电压vs成比例。将二点划线所示的开关元件Q2的接通占空d_Q2设定为从1.0减去了开关元件Q1的接通占空d_Q1后的值。

如(数式8)说明的那样，电路电流is越大，将开关元件Q2的接通占空d_Q2设定为越小的值，将开关元件Q1的接通占空d_Q1设定为越大的值。换而言之，在同步整流动作中接通的开关元件Q1的接通占空d_Q1相对于在功率因数改善动作中接通的开关元件Q2的接通占空d_Q2为逆特性。

此外，为了避免电桥电路10中的上下短路，如图10的实线所示的那样，希望进行考虑了死区时间dtx的控制。在赋予了预定的死区时间dtx(未图示)时，开关元件Q1的接通占空d_Q1减小死区时间dts的量。

图11是表示高速开关控制中的交流电源电压vs和电路电流is之间关系的说明图。

图11的横轴是从交流电源电压vs为正的半周期开始的时间点起的经过时间(时间)，纵轴是交流电源电压vs(瞬间值)以及电路电流is(瞬间值)。

如图11所示，通过进行高速开关控制，交流电源电压vs以及电路电流is成为正弦波状的波形，另外，交流电源电压vs和电路电流is为同相。即，可知通过进行高速开关控制来改善了功率因数。为了流过这样的正弦波状的电路电流is，通过以下的(数式9)来设定开关元件Q2的接通占空d_Q2。另外，通过以下的(数式10)来设定开关元件Q1的接通占空d_Q1。

d_Q2＝1-K_p·|i_s|…(数式9)

d_Q1＝I-d-Q2…(数式10)

图12是表示在高速开关控制中，在没有考虑电抗器引起的电流相位延迟时以及考虑了电流相位延迟时的开关元件Q2的接通占空d_Q2的说明图。

图12的横轴是从交流电源电压vs为正的半周期开始的时间点起的经过时间(时间)，纵轴是高速开关控制中的开关元件Q2的接通占空。

另外，实线是没有考虑电抗器L1引起的电流相位延迟时的开关元件Q2的接通占空。虚线是考虑了电抗器L1引起的电流相位的延迟时的开关元件Q2的接通占空。如图12的虚线所示，通过设定开关元件Q2的接通占空，即使在电抗器L1的电感大的情况下，也能够流过正弦波状的电路电流is。

<关于控制模式的切换>

变换器控制部15d(参照图1)例如在负载比较小的低负载区域中进行同步整流控制，在额定运行区域中进行部分开关控制，在负载比较大的高负载区域中进行高速开关控制。此外，可以在负载非常小时进行二极管整流控制，另外，也可以不进行二极管整流。

图13(a)是部分开关控制中的正的半周期的交流电源电压vs以及电路电流is的说明图。此外，图13(a)所示的峰值is1是部分开关控制中的电路电流is的峰值。

图13(b)是高速开关控制中的正的半周期中的交流电源电压vs以及电路电流is的说明图。

此外，图13(b)所示的峰值is2是高速开关控制中的电路电流is的峰值。如图13(b)所示，高速开关控制中的电路电流is的峰值is2小于部分开关控制中的电路电流is的峰值is2。

假设在控制为上述的峰值is1、is2为大致相同时，由于高速开关控制的功率因数高于部分开关控制，因此在高速开关控制中直流电压Vd过度升压。对此在本实施方式中，调整开关元件Q1、Q2的接通占空，以使峰值is1﹥峰值is2。即，变换器控制部15d在从部分开关控制以及高速开关控制中的一方切换到另一方时，调整开关元件Q1、Q2的接通占空，以便抑制平滑电容器C1的直流电压Vd的变动。由此，在从部分开关控制以及高速开关控制的一方向另一方移动时，能够抑制直流电压Vd的变动。

另外，变换器控制部15d优选在交流电源电压vs的过零(正负切换)的定时来进行控制模式的切换。例如，变换器控制部15d在交流电源电压vs的过零的定时，从部分开关控制切换为高速开关控制。由此，能够抑制在控制模式的切换时，控制变得不稳定或者直流电压Vd发生变动的情况。

<效果>

根据本实施方式，通过在低负载时进行同步整流控制，使开关元件Q1～Q4中积极地流过电流。由此，能够抑制寄生二极管D1～D4的损失，并能够高效率地进行电力变换。

另外，在额定运转时进行部分开关控制，开关元件Q1、Q2以预定次数交替进行开关。由此，能够进行升压，改善功率因数，以及抑制高次谐波。另外，与高速开关控制相比开关次数少，因此能够降低开关损失。

另外，在高负载时进行高速开关控制，以预定周期交替地对开关元件Q1、Q2进行开关。由此，能够进行升压，改善功率因数、以及抑制高次谐波。在高速开关控制中，如上所述，电路电流is成为正弦波状(参照图9(b))，因此特别有效地改善功率因数和抑制高次谐波。

《第二实施方式》

第二实施方式在比较电流检测部11的检测值和预定的阈值I1、I2的大小，基于该比较结果来切换控制模式这点上与第一实施方式不同。另外，在第二实施方式中，在电力变换装置1的负载H是空调机W(参照图15)的压缩机41的电动机41a这点上与第一实施方式不同。此外，其他的结构(图1所示的电力变换装置1的结构、各控制模式的内容)与实施方式1相同。因此，针对与第一实施方式不同的部分进行说明，并省略针对重复部分的说明。

<空调机的结构>

图14是第二实施方式的空调机W具备的室外机U1、室内机U2、以及遥控器Re的正面图。

空调机W是通过众所周知的热泵循环使制冷剂在制冷剂回路4(参照图15)中循环，由此来进行空气调节(制冷运行、制热运行、除湿运行等)的设备。如图14所示，空调机W具备室内机U1、室外机U2、遥控器Re。

室内机U1具备以下说明的室内热交换器44(参照图15)、室内风扇F2等。

室外机U2具备以下说明的压缩机41(参照图15)、室外热交换器42、膨胀阀43、室外风扇F1等。

此外，室内机U1和室外机U2经由制冷剂流通的配管k进行连接，并且经由未图示的通信线进行连接。

遥控器Re在与室内机U1之间发送接收预定的信号(运行/停止指令、设定温度的变更、时间的设定、运行模式的变更等)。

图15是空调机W的结构图。

如图15所示，空调机W具备电力变换装置1、逆变器2、制冷剂回路4。此外，关于电力变换装置1的结构，如在第一实施方式(参照图1)中说明的那样。

逆变器2是将从电力变换装置1施加的直流电压，例如基于PWM控制(Pulse WidthModulation脉宽调制)转换为交流电压的电力变换器。

制冷剂回路4是经由配管k以环状依次连接了压缩机41、室外热交换器42、膨胀阀43、室内热交换器44的结构。

压缩机41是通过电动机41a的驱动压缩制冷剂的设备。此外，电动机41a通过从逆变器2施加的交流电压来驱动。

室外热交换器42是用于进行从室外风扇F1送入的室内空气与制冷剂的热交换的热交换器。

膨胀阀43是使从室外热交换器42或室内热交换器44流入的制冷剂膨胀来进行减压的减压器。

室内热交换器44是用于进行从室内风扇F2送入的室内空气与制冷剂的热交换的热交换器。

然后，在经由配管k以环状依次连接压缩机41、室外热交换器42、膨胀阀43、以及室内热交换器44的制冷剂回路4中，通过热泵循环来使制冷剂循环。

此外，空调机W可以用于制冷，另外也可以用于制热。另外，可以设置在制冷时和制热时切换制冷剂的流向的四通阀(未图示)。

其次，说明基于电力变换装置1具备的电流检测部11(参照图1)的检测值(负载)来切换电力变换装置1的控制模式的处理。

图16是表示负载的大小、动作模式、以及设备的运行区域的关系的说明图。

图16所示的“中间运行区域”是负载(即，电流检测部11的检测值，参照图1)比较小的区域。在本实施方式中，在负载的大小不足阈值I1的情况下进行“同步整流控制”来谋求电力变换装置1的高效率。

图16所示的“额定运行区域”是比上述的“中间运行区域”的负载大，能够使压缩机41的电动机41a(即，图1所示的负载H)额定运行的区域。在本实施方式中，在负载的大小为阈值I1以上且不足阈值I2时进行“部分开关控制”，进行升压、功率因数的改善、以及高次谐波的抑制。

图16所示的“高负载区域”是负载的大小比较大的区域。例如，在外部大气温度非常低时进行制热运行的情况下、或在外部大气温度非常高时进行制冷运行的情况下的运行区域相当于“高负载区域”。在本实施方式中，在负载的大小为阈值I2以上时进行“高速开关控制”，由此进行升压、功率因数的改善、以及高次谐波的抑制。此外，阈值I1、I2的大小基于事先的实验或模拟来适当设定。

<电力变换装置的动作>

图17是表示电力变换装置1的控制部15执行的处理的流程图(适当参照图1)。此外，设为在图17的“开始”时，电动机41a(参照图15)正在进行驱动。

在步骤S101中控制部15读入电流检测部11的检测值I(负载)。

在步骤S102中控制部15判定在步骤S101读入的检测值I是否不足阈值I1(第一阈值)。即，控制部15判定电流的检测值I是否包含在“中间运行区域”(参照图16)。

当电流的检测值I不足阈值I1时(S102，是)，控制部15的处理向步骤S103前进。

在步骤S103中控制部15执行同步整流控制。通过如此在中间运行区域中进行同步整流控制，能够如第一实施方式说明的那样，高效率地进行电力变换。

另外，在步骤S102中电流的检测值I为阈值I1以上时(S102，否)，控制部15的处理向步骤S104前进。

在步骤S104中控制部15判定电流检测部11的检测值I是否不足阈值I2(第二阈值)。即，控制部15判定电流的检测值I是否包含在“额定运行区域”(参照图16)。另外，上述的阈值I2是大于阈值I1的值(参照图16)。

在电流的检测值I不足阈值I2时(S104，是)，控制部15的处理向步骤S105前进。

在步骤S105中控制部15执行部分开关控制。通过如此在额定运行区域进行部分开关控制，能够如第一实施方式说明的那样，进行升压、功率因数的改善、以及高次谐波的抑制。

另外，在步骤S104中电流检测部11的检测值为阈值I2以上时(S104，否)，控制部15的处理向步骤S106前进。

在步骤S106中控制部15执行高速开关控制。由此，即使在高负载运行区域流过大的电路电流is，也能够改善功率因数，并且能抑制高次谐波。

在进行了步骤S103、S105、S106中的任意一个处理后，控制部15的处理返回到“开始”。

此外，当电流的检测值I非常小时，也可以进行在第一实施方式中说明的二极管整流控制(参照图2、图3)。

<效果>

根据本实施方式，通过根据负载的大小来切换控制模式，能够谋求电力变换装置1的高效率，并且能够抑制高次谐波。通过具备这样的电力变换装置1，能够提供能效(即，APF：Annual Performance Factor全年性能系数)搞，谋求节能的空调机W。

《变形例》

以上，通过各实施方式说明了本发明的电力变换装置1等，但是本发明并不限于这些记载，还能够进行各种各样的变更。

《第一变形例》

图18是第一变形例的电力变换装置1A的结构图。

图18所示的电力变换装置1A是在第一实施方式中说明的电力变换装置1(参照图1)中追加了电抗器L2的结构。电抗器L2被设置在将连接点N2和交流电源G相连接的配线hb上。通过这样设置电抗器L2，能够降低与第一实施方式中说明的“功率因数改善动作”相伴的噪音。

《第二变形例》

图19是第二变形例的电力变换装置1B的结构图。

图19所示的电力变换装置1B与第一实施方式(参照图1)的不同点在于，作为经由连接点N1与电抗器L1相连接的开关元件Q1、Q2，不使用MOSFET而使用IGBT(Insulated-Gate-Bipolar-Transistor绝缘栅双极型晶体管)。即使这样使用IGBT来作为开关元件Q1、Q2，也能够达到与第一实施方式相同的效果。此外，作为开关元件Q1、Q2也可以使用FRD(Fast-Recovery-Diode，快恢复二极管)。

此外，作为开关元件Q1～Q4，可以使用接通电阻小的超结MOSFET(SJMOSFET)。特别是优选使用反向恢复时间(time of reverse recovery，trr)比较短的高速trr类型的SJMOSFET。上述的“反向恢复时间”是流过反向恢复电流的时间，“反向恢复电流”是在向寄生二极管D1～D4施加的电压从正向电压切换到逆向电压的瞬间流过的电流。例如，通过作为开关元件Q1～Q4使用反向恢复时间为300nsec以下的SJMOSFET，能够降低损失，并进一步谋求高效率。

另外，优选使用接通电阻为0.1Ω以下的开关元件来作为开关元件Q1～Q4。由此，能够降低开关元件Q1～Q4的导通损失。

另外，优选开关元件Q1、Q2的反向恢复时间比开关元件Q3、Q4短。如上所述，在同步整流控制、部分开关控制、高速开关控制中，在交流电源电压vs的每个半周期以预定次数进行开关元件Q1、Q2的接通/断开。因此，通过使用反向恢复时间短的开关元件来作为开关元件Q1、Q2，由于流过反向恢复电流的时间变短，因此能够降低开关损失。另外，对于开关元件Q3、Q4，由于进行接通/断开的频率比开关元件Q1、Q2少，因此即使使用反向恢复时间比较长的低价的元件也不会影响效率。

另外，作为开关元件Q1～Q4，例如也可以使用SiC(Silicon Carbide碳化硅)－MOSFET或GaN(Gallium nitride氮化镓)。由此，能够进一步降低电力变换装置1的能量损失，并谋求高效率。

《第三变形例》

图20是表示在第三变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

在图20所示的变形例中，在同步整流控制中使开关元件Q2、Q4(参照图20(d)、(f))成为接通状态的期间比第一实施方式(参照图4(d)、(f))短。例如，在图20所示的变形例中，在交流电源电压vs为正的半周期的一部分区间(流过电路电流is的期间的一部分)中，使开关元件Q4成为接通状态。此外，即使在流过正的电路电流is的期间的一部分中开关元件Q4为断开状态，由于经由寄生二极管D4流过电流，因此不会在同步整流控制中发生故障。

《第四变形例》

图21是表示在第四变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

在图21所示的变形例中，在同步整流控制中使开关元件Q1、Q3(参照图21(c)、(e))成为接通状态的期间比第一实施方式(参照图4(c)、(e))短。即使如此控制开关元件Q1、Q3也能够恰当地进行同步整流控制。

此外，在同步整流控制中，可以根据是否流过电路电流is来将开关元件Q3、Q4接通/断开，从而取代与交流电源电压vs的极性同步地接通/断开开关元件Q3、Q4的处理。

《第五变形例》

图22是表示在第五变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

在图22所示的变形例中，在部分开关控制中使开关元件Q3、Q4(图22(e)、(f))成为接通状态的期间比第一实施方式(参照图6(e)、(f))短。例如，在交流电源电压vs为正的半周期中，在流过电路电流is的期间的一部分中使开关元件Q4为接通状态。即使这样控制开关元件Q3、Q4，也能够恰当地进行部分开关控制。

《第六变形例》

图23是表示在第六变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

在图23所示的变形例中，在部分开关控制中使开关元件Q1、Q2(参照图23(c)、(d))为接通状态的期间比第一实施方式(参照图6(c)、(d))短。例如，在交流电源电压vs为正的半周期中，在流过电路电流is的期间的一部分中使开关元件Q1为接通状态。即使这样控制开关元件Q1、Q2，也能够恰当地进行部分开关控制。

《第七变形例》

图24是表示在第七变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图24所示的变形例与第一实施方式(参照图4(c)、(e))的不同点在于，在同步整流控制的执行中，将开关元件Q1、Q3(参照图24(c)、(e))维持在断开状态。例如，即使在交流电源电压vs为正的半周期中将开关元件Q1维持在断开状态，由于经由寄生二极管D1流过电路电流is，因此在同步整流控制中不会发生故障。

《第八变形例》

图25是表示在第八变形例的电力变换装置中，同步整流控制中的交流电源电压vs、电路电流is、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图25所示的变形例与第一实施方式(参照图4(c)～(f))的不同点在于，在同步整流控制的执行中，将开关元件Q2、Q4维持在断开状态(参照图25(d)、(f))，将开关元件Q1、Q3与交流电源电压vs同步地进行接通/断开(参照图25(c)、(e))。即使这样控制开关元件Q1～Q4，也能够恰当地进行同步整流控制。

此外，在同步整流控制中，在电桥电路10中流过电路电流is的期间内，在交流电源电压vs的绝对值|vs|小于平滑电容器C1的电压(直流电压Vd)的期间，可以使与该平滑电容器C1的正极相连接的开关元件Q1、Q3成为断开状态。由此，能够防止经由电桥电路10流过逆流电流。

另外，在进行开关控制(部分开关控制、高速开关控制)时，在经由电抗器L1流过短路电流isp的短路路径(例如，参照图7的虚线箭头)中包含的开关元件内，可以使与电抗器L1相连接的开关元件在交流电源电压vs的绝对值|vs|小于平滑电容器C1的电压的期间成为断开状态。由此，能够防止在电桥电路10中流动逆流电流。

《第九变形例》

图26是表示在第九变形例的电力变换装置中，部分开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图26所示的变形例与第一实施方式(参照图6(c)、(d))的不同点在于，在部分开关控制中，在交流电源电压vs为正的半周期中将开关元件Q1维持在断开状态(参照图26(c))，在交流电源电压vs为负的半周期中将开关元件Q2维持在断开状态(参照图26(d))。即使这样，例如由于在交流电源电压vs为正的半周期中，经由寄生二极管D1流动电路电流is，因此能够恰当地进行部分开关控制。

《第十变形例》

图27是表示在第十变形例的电力变换装置中，高速开关控制中的交流电源电压vs、电路电流is、短路电流isp、以及开关元件Q1～Q4的驱动脉冲的时间变化的说明图。

图27所示的变形例与第一实施方式(参照图9(c)、(d))的不同点在于，在高速开关控制中，在交流电源电压vs为正的半周期中将开关元件Q1维持在断开状态(参照图27(c))，在交流电源电压vs为负的半周期中将开关元件Q2维持在断开状态(参照图27(d))。即使这样，也能够恰当地进行高速开关控制。

此外，例如可以设为在交流电源电压vs为正的极性时，将开关元件Q1、Q3、Q4维持在断开状态，并通过开关元件Q2进行高速开关(交流电源电压vs为负的极性时也一样)。即使这样进行控制，能够改善功率因数，并且抑制高次谐波。

《其他的变形例》

图28是关于其他变形例的电力变换装置的控制模式的切换的说明图。

图28所示的“同步整流”意味着同步整流模式。另外，“同步整流+部分SW”意味着在部分开关控制中包含上述的同步整流动作(即，交替进行功率因数改善动作和同步整流动作)。“同步整流+高速SW”意味着在高速开关控制中包含同步整流动作。

另外，“二极管整流+部分SW”意味着在部分开关控制中包含二极管整流动作。所述的“二极管整流动作”是经由寄生二极管D1等流过电路电流is的动作。即，“二极管整流+部分SW”意味着通过交替进行功率因数改善动作和二极管整流动作来进行部分开关控制。“二极管整流+高速SW”意味着在高速开关控制中包含二极管整流动作。

例如，如控制方法X1所示那样，也可以设为在负载(例如，电流检测部11的检测值)为阈值I1以上时，进行包含同步整流动作的部分开关控制，在负载不足阈值I1时，进行同步整流控制。

另外，例如可以像控制方法X2所示那样，在负载为阈值I1以上时，进行包含同步整流动作的高速开关控制，在负载不足阈值I1时，进行同步整流控制。

图28所示的控制方法X3与在第二实施方式中说明的控制方法(参照图16、图17)相同。

另外，例如可以像控制方法X4所示那样，在负载为阈值I1以上时，进行包含二极管整流动作的部分开关控制，在负载不足阈值I1时，进行同步整流控制。通过这样进行二极管整流动作，在交流电源电压vs的半周期中，成为接通状态的开关元件为一个就行，因此能够谋求控制的简化。

对于图28所示的其他控制方法X5～X8省略了说明，但是考虑频率、高次谐波的抑制、升压等来适当地设定控制方法即可。例如，在以高效率、高次谐波电流的抑制、以及升压为主要目的的情况下，可以选择控制方法X1～X3中的任意一个。另外，在不以高效率为主要目的，而以高次谐波电流的抑制以及升压为主要目的的情况下，可以选择控制方法X4～X6。

另外，在各实施方式中，说明了基于电流检测部11(参照图1)的检测值来切换控制模式的情况，但是并不限定于此。即，也可以通过负载检测部14(参照图1)检测与在配线ha、hb(参照图1)中流过的电流具有正相关的“负载”，基于该“负载”来切换控制模式。例如，可以基于直流电压检测部13的检测值(输出电压)来切换控制模式。此外，由于随着负载变大输出电压也变大，因此通过多个阈值分开的负载区域与输出电压的关系与图16相同。

另外，也可以基于与平滑电容器C1(参照图1)的输出侧相连接的逆变器2(参照图15)的电流值、或与该逆变器2相连接的电动机41a(参照图15)的转速、电动机41a的调制率来切换控制模式。上述的“调制率”是电动机41a的施加电压(线间电压)的有效值相对于逆变器2的直流电压的比。此外，随着负载变大，在逆变器2中流过的电流(电动机41a的转速、调制率)也变大。因此，通过多个阈值分开的负载区域与在逆变器2中流过的电流(电动机41的转速、调制率)的关系与图16相同。

另外，在各实施方式中，说明了通过分流电阻R1(参照图1)检测电路电流is的结构，但是并不限于此。例如，也可以使用高速的电流互感器来代替分流电阻R1。

另外，也可以在开关元件Q1～Q4分别逆并联连接整流二极管(未图示)。

另外，在各实施方式中，说明了电力变换装置1是2级的变换器的结构，例如也能够适用于3级或5级的变换器。

另外，在各实施方式中，说明了根据负载的大小来切换控制模式的处理，但是也可以不管负载的大小，而是根据电力变换装置1的用途或规格来执行预定的控制模式(例如，部分开关控制)。

另外，各实施方式或变形例能够适当地进行组合。例如，可以使用控制方法X1～X8(参照图28)中的任意一个进行电力变换，由此来驱动在第二实施方式中说明的压缩机41(参照图15)的电动机41a。

另外，在第二实施方式中，说明了电力变换装置1装载在空调机W(参照图15)中的情况，但是并不限定于此。例如也可以在电车、汽车、电冰箱、热水机、洗衣机、交通工具、电池的充电设备等中装载电力变换装置1。

另外，例如也可以通过集成电路等硬件来实现上述的各结构、功能、处理部、处理单元等的一部分或全部。也可以通过处理器来解释并执行用于实现各个功能的程序，以软件来实现上述各结构、功能等。可以在存储器、硬盘等记录装置、或闪速卡、DVD(DigitalVersatile Disk数字通用磁盘)等记录介质中记录用于实现各功能的程序、表格、文件等信息。

另外，在各实施方式中，考虑到说明上的需要而表示了控制线或信息线，但是并不限于必须在产品上表示全部的控制线或信息线。实际上，也认为基本上全部的结构相互连接。

符号的说明

1、1A、1B：电力变换装置

10：电桥电路

L1：电抗器

C1：平滑电容器

Q1：开关元件(第一开关元件)

Q2：开关元件(第二开关元件)

Q3：开关元件(第三开关元件)

Q4：开关元件(第四开关元件)

D1、D2、D3、D4：寄生二极管

J1：第一支路

J2：第二支路

11：电流检测部

12：交流电压检测部

13：直流电压检测部

14：负载检测部

15：控制部

G：交流电源

H负载

ha：配线

N1、N2、N3、N4：连接点

W：空调机

2：逆变器

4：制冷剂回路

41：压缩机

41a：电动机

42：室外热交换器

43：膨胀阀

44：室内热交换器

k：配管。

Claims

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

电桥电路，其具有连接为电桥形状的多个开关元件，并且输入侧与交流电源相连接，输出侧与负载相连接；

电抗器，其设置在连接所述交流电源与所述电桥电路的配线上；

平滑电容器，其与所述电桥电路的输出侧相连接，使从所述电桥电路施加的电压平滑化而成为直流电压；以及

控制部，其控制多个所述开关元件，

所述控制部执行在经由所述平滑电容器的电流路径中所包含的所述开关元件内，使与所述平滑电容器的正极相连接的开关元件在所述电桥电路中流过电流的期间的至少一部分中成为接通状态，将不包含在所述电流路径中的开关元件维持在断开状态的同步整流控制。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在所述期间内，在所述交流电源的电压的绝对值小于所述平滑电容器的电压的期间，使与所述平滑电容器的正极相连接的所述开关元件成为断开状态。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在所述交流电源的电压的绝对值小于所述平滑电容器的电压后，在预定时间将与所述平滑电容器的正极相连接的所述开关元件维持在接通状态。

4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

多个所述开关元件为超结MOSFET、SiC-MOSFET、或者GaN。

5.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

控制部，其控制多个所述开关元件，

所述控制部执行在多个所述开关元件内，将与所述电抗器相连接的两个开关元件交替地接通/断开的开关控制。

6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在不经由所述平滑电容器而经由所述电抗器流过短路电流的短路路径所包含的所述开关元件内，使与所述电抗器相连接的开关元件在所述交流电源的电压的绝对值小于所述平滑电容器的电压的期间成为断开状态。

7.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部控制多个所述开关元件，以便在所述交流电源的电压的绝对值小于所述平滑电容器的电压后，在预定时间经由所述平滑电容器流过电流。

8.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电桥电路具有第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件以及第四开关元件来作为多个所述开关元件，

所述电桥电路是将第一支路与第二支路并联连接的结构，其中，第一支路将所述第一开关元件与所述第二开关元件串联连接，第二支路将所述第三开关元件与所述第四开关元件串联连接，

将所述第一开关元件与所述第二开关元件的连接点经由所述电抗器与所述交流电源相连接，

将所述第三开关元件与所述第四开关元件的连接点与所述交流电源相连接，

将所述第一开关元件与所述第三开关元件的连接点与所述平滑电容器的正极相连接，

将所述第二开关元件与所述第四开关元件的连接点与所述平滑电容器的负极相连接，

所述第一开关元件以及所述第二开关元件的反向恢复时间短于所述第三开关元件以及所述第四开关元件的反向恢复时间。

9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

多个所述开关元件为超结MOSFET、SiC-MOSFET、或者GaN。

10.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在执行所述开关控制时，执行部分开关控制，即在所述交流电源的电压的每半周期，以预定次数进行将多个所述开关元件内的与所述电抗器相连接的两个开关元件交替地接通/断开的动作。

11.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在执行所述开关控制时，执行高速开关控制，即以预定周期重复进行将多个所述开关元件内的与所述电抗器相连接的两个开关元件交替地接通/断开的动作。

12.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

控制部，其控制多个所述开关元件，

作为多个控制模式，所述控制部具有：

同步整流控制，在经由所述平滑电容器的电流路径中包含的所述开关元件内，使与所述平滑电容器的正极相连接的开关元件在所述电桥电路中流过电流的期间的至少一部分中成为接通状态，将不包含在所述电流路径中的开关元件维持在断开状态；

部分开关控制，在所述交流电源的电压的每半周期，以预定次数进行将多个所述开关元件内的与所述电抗器相连接的两个开关元件交替地接通/断开的动作；

高速开关控制，以预定周期重复进行将多个所述开关元件内的与所述电抗器相连接的两个开关元件交替地接通/断开的动作，

所述控制部

在所述电桥电路中流过的电流的大小不足第一阈值时，执行所述同步整流控制，

在所述电桥电路中流过的电流的大小为所述第一阈值以上，且不足大于所述第一阈值的第二阈值时，执行所述部分开关控制，

在所述电桥电路中流过的电流的大小为所述第二阈值以上时，执行所述高速开关控制。

13.根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部在所述交流电源的电压过零的定时进行所述控制模式的切换。

14.根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制部调整多个所述开关元件的接通占空，以便在从所述部分开关控制以及所述高速开关控制中的一方切换为另一方时，抑制所述平滑电容器的电压的变动。

15.一种空调机，其特征在于，具备：

权利要求1至14中的任意一项所述的电力变换装置；

将从所述电力变换装置施加的直流电压转换为交流电压的逆变器；

通过从所述逆变器施加的交流电压驱动的电动机，

并且具备经由配管将通过所述电动机驱动的压缩机、室外热交换器、膨胀阀、室内热交换器依次连接为环状的制冷剂回路。