CN107534016B - 过热检测装置及半导体装置 - Google Patents

过热检测装置及半导体装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107534016B
CN107534016B CN201680025322.9A CN201680025322A CN107534016B CN 107534016 B CN107534016 B CN 107534016B CN 201680025322 A CN201680025322 A CN 201680025322A CN 107534016 B CN107534016 B CN 107534016B
Authority
CN
China
Prior art keywords
level
circuit
detection
temperature
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201680025322.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107534016A (zh
Inventor
岩田英树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN107534016A publication Critical patent/CN107534016A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107534016B publication Critical patent/CN107534016B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H5/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection
    • H02H5/04—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H5/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection
    • H02H5/04—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature
    • H02H5/044—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature using a semiconductor device to sense the temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/22—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for distribution gear, e.g. bus-bar systems; for switching devices
    • H02H7/222—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for distribution gear, e.g. bus-bar systems; for switching devices for switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/125—Discriminating pulses
    • H03K5/1252—Suppression or limitation of noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/07—Trapezoidal waveform
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature

Abstract

实现温度检测精度下降的抑制。过热检测装置(1)具备：温度传感器部(1a)、检测部(1b)和滤波器部(1c)。温度传感器部(1a)检测温度并输出温度检测信号(Temp)。检测部(1b)具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，并以内部接地为基准进行动作。检测部(1b)根据温度检测信号(Temp)的检测电平相对于第一阈值和第二阈值的位置关系，识别正常状态或过热状态而输出状态信号(s0)。滤波器部(1c)对伴随着内部接地的电位波动的状态信号(s0)的振荡进行滤波处理。

Description

过热检测装置及半导体装置
技术领域
本技术涉及过热检测装置及半导体装置。
背景技术
近年来，正在推进将使用了功率半导体元件的开关元件、和开关元件的驱动电路及其周边的控制电路和/或保护电路等单芯片化而成的被称为IPS(Intelligent PowerSwitch：智能功率开关)的半导体装置的开发。
IPS被广泛利用于例如变速器、发动机和制动器等汽车电气系统，要求响应小型化、高性能化和高可靠性的产品。
作为现有技术，提出了通过齐纳二极管的钳位耐压来固定电位而防止电路的误动作的技术(专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2012/0287684号说明书
发明内容
技术问题
在使开关元件介于电源的正极与负载之间的高侧型的IPS中，生成从电源电压下降预定电平而成的电压，并提供该下降预定电平而成的电压作为用于驱动IPS内部的电路的内部接地。
此外，在IPS中具备用于检测应用时的温度上升或下降的过热检测电路，在过热检测电路中也提供有内部接地。因此，在以往，如果内部接地的电位波动，则具有过热检测电路误动作的可能性，存在引起温度检测精度下降这样的问题。
本发明鉴于这样的问题，其目的在于提供抑制温度检测精度下降的过热检测装置及半导体装置。
技术方案
为了解决上述课题，在一个方案中，提供一种过热检测装置。过热检测装置具备：温度传感器部、检测部和滤波器部。温度传感器部检测温度并输出温度检测信号。检测部具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，根据温度检测信号的检测电平相对于第一阈值和第二阈值的位置关系，识别正常状态或过热状态而输出状态信号，并以内部接地为基准进行动作。滤波器部对伴随着内部接地的电位波动的状态信号的振荡进行滤波处理。
此外，在一个方案中，提供一种具备上述过热检测装置的半导体装置。
技术效果
能够抑制温度检测精度的下降。
本发明的上述及其他目的、特征和优点，通过表示作为本发明的例子而优选的实施方式的附图和相关的下述说明来变得清楚。
附图说明
图1的(a)是示出过热检测装置的结构例的图。图1的(b)是示出伴随内部接地的电位波动的状态信号与状态通知信号的电平的图。
图2是示出半导体装置的结构例的图。
图3是示出半导体装置的结构例的图。
图4是示出半导体装置的结构例的图。
图5是用于说明电荷泵的升压动作的图。
图6是用于说明在内部GND产生波动的理由的图。
图7是示出逻辑电路所包括的反相器元件的图。
图8的(a)是示出反相器的输入电平为L电平的情况下的晶体管的动作的图。图8的(b)是示出反相器的输入电平为H电平的情况下的晶体管的动作的图。
图9是示出直通电流的流动的图。
图10是示出CMOS动作波形的图。
图11是示出CMOS特性的图。
图12是示出本发明的半导体装置的结构例的图。
图13是示出本发明的半导体装置的结构例的图。
图14是示出过热检测电路的结构例的图。
图15是示出二极管的电流与电压的特性的图。
图16是用于说明检测部的检测动作的图。
图17是示出SR触发器的真值表的图。
图18是示出在状态信号上产生有误振荡的情况的图。
图19是示出从滤波器部输出的状态通知信号的图。
图20是示出滤波器部的电路结构的一例的图。
图21是示出滤波器部的电路结构的一例的图。
图22是示出滤波器部的电路结构的一例的图。
图23是示出滤波器部的电路结构的一例的图。
图24是示出滤波器部的电路结构的一例的图。
图25是示出过热检测电路的变形例的结构的图。
图26是示出高侧型的IPS的结构例的图。
符号说明
1：过热检测装置
1a：温度传感器部
1b：检测部
1c：滤波器部
Temp：温度检测信号
s0：状态信号
s1：状态通知信号
g1：内部接地的波形
g2：状态信号的波形
g3：状态通知信号的波形
t1、t2、t3：时刻
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式进行说明。
图1的(a)是示出过热检测装置的结构例的图。过热检测装置1具备：温度传感器部1a、检测部1b和滤波器部1c。温度传感器部1a检测温度，并输出温度检测信号Temp。
检测部1b具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，并以内部接地为基准进行动作。正常状态是指装置的温度不超过额定的温度状态。过热状态是指装置的温度上升，并超过额定而成为过热的状态。
此外，检测部1b根据温度检测信号Temp的检测电平相对于第一阈值和第二阈值的位置关系来识别正常状态或过热状态而输出状态信号s0。滤波器部1c对伴随着内部接地的电位波动的状态信号s0的振荡进行滤波处理(低通滤波处理)而输出状态通知信号s1。
图1的(b)是示出伴随内部接地的电位波动的状态信号与状态通知信号的电平的图。纵轴为电压，横轴为时间。图表g1示出内部接地的波形，图表g2示出状态信号s0的波形，图表g3示出状态通知信号s1的波形。
假设在时刻t1、t2、t3，内部接地的电位产生了波动。此时，由于检测部1b将内部接地作为动作基准电压，所以如果内部接地的电位发生波动，则从检测部1b输出的状态信号s0的振幅也波动。但是，在过热检测装置1中，在检测部1b的后级具备滤波器部1c。
由于该滤波器部1c对状态信号s0的振荡进行滤波处理，所以即使在内部接地的电位产生了波动的情况下，用于通知是否处于过热状态的状态通知信号s1也不包括伴随着内部接地的波动的误振荡。
这样，在过热检测装置1中，即使内部接地的电位发生波动，也能够输出不包括误振荡的状态通知信号s1，因此，能够通知正确的温度状态，能够抑制温度检测精度的下降。
接下来，对应用于IPS等的半导体装置进行说明。在半导体装置中，具有将使用于电荷泵的内部接地也共用于过热检测电路、和将与使用于电荷泵的内部接地不同系统的内部接地使用于过热检测电路这两种类型。以下，按类型分开进行说明。
图2是示出半导体装置的结构例的图。半导体装置101为将使用于电荷泵的内部接地也共用于过热检测电路的类型(以下，将接地表示为GND)。
半导体装置101具备：电荷输出源110、过热检测电路200、逻辑电路31和内部GND电路11，电荷输出源110包括：振荡电路12和电荷泵13。
电荷输出源110被提供有电源VDD和在内部GND电路11生成的内部GND。另一方面，过热检测电路200和逻辑电路31被提供有电源VCC和在内部GND电路11生成的内部GND。
应予说明，VCC为外部电源电压。VDD为装置内的各晶体管等稳定地导通驱动时所需的电压，且是使用VCC在装置内部生成而被提供的电源电压。进一步地，为了驱动装置内的各电路，从电源VCC下降预定电平而生成的基准电压为内部GND。
图3是示出半导体装置的结构例的图。半导体装置102为将与使用于电荷泵的内部接地不同系统的内部接地使用于过热检测电路的类型。
半导体装置102具备：电荷输出源110、过热检测电路200、逻辑电路31和内部GND电路11、11a，电荷输出源110包括：振荡电路12和电荷泵13。
此外，电荷输出源110被提供有电源VDD和在内部GND电路11生成的内部GND。另一方面，过热检测电路200和逻辑电路31被提供有电源VCC和在内部GND电路11a生成的内部GND。
首先，利用图4～图6对半导体装置101中的内部GND的电位波动进行说明。图4是示出半导体装置的结构例的图。图中的GND0表示0V的通常的接地。
半导体装置101与负载6连接，并具备：内部GND电路11、振荡电路12、电荷泵13、过热检测电路200、逻辑电路31和开关元件14。半导体装置101例如可应用于高侧型的IPS。
内部GND电路11包括作为N沟道MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)的NMOS晶体管M1～M3、作为P沟道MOSFET的PMOS晶体管M4和二极管D1、D2。此外，对于开关元件14，作为功率MOSFET而使用NMOS晶体管MH1。
如果对各电路元件的连接关系进行描述，则电源VCC与NMOS晶体管M1的漏极和NMOS晶体管M1的栅极连接。NMOS晶体管M1的源极与NMOS晶体管M2的漏极和NMOS晶体管M2的栅极连接。
NMOS晶体管M2的源极与NMOS晶体管M3的漏极和PMOS晶体管M4的栅极连接。NMOS晶体管M3的栅极与NMOS晶体管M3的源极和二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极连接于GND0。
此外，电源VDD与振荡电路12的一个电源端子和电荷泵13的一个电源端子连接。振荡电路12与电荷泵13相互连接，电荷泵13的输出端子连接于NMOS晶体管MH1的栅极。
NMOS晶体管MH1的漏极连接于电源VCC，NMOS晶体管MH1的源极连接于负载6的一端，负载6的另一端连接于GND0。
此外，振荡电路12的另一个电源端子与电荷泵13的另一个电源端子、二极管D2的阳极、输出端子OUT2和PMOS晶体管M4的漏极连接。PMOS晶体管M4的源极连接于GND0，二极管D2的阴极连接于输出端子OUT1。应予说明，振荡电路12和电荷泵13的另一个电源端子成为连接于内部GND的端子。
进一步地，电源VCC连接于过热检测电路200和逻辑电路31，过热检测电路200与逻辑电路31相互连接，输出端子OUT2连接于过热检测电路200和逻辑电路31。
这里，内部GND电路11的NMOS晶体管M1、M2为二极管连接，此外，通过NMOS晶体管M3和二极管D1构成电流引入部。
如果将二极管连接的NMOS晶体管M1、M2各自的漏极-源极间电压设为Vds1，则由于在图4的例子中，由NMOS晶体管M1、M2两级构成，所以NMOS晶体管M2的源极电位为(VCC-Vds1×2)。
因此，成为将该电压作为对VCC分压得到的电压Va而进行输出。分压得到的电压Va施加于PMOS晶体管M4的栅极。因此，如果将PMOS晶体管M4的漏极-栅极间电压设为Vdg，则成为从PMOS晶体管M4的漏极输出电压(Va+Vdg)，该电压作为内部GND经由输出端子OUT2被提供给过热检测电路200和逻辑电路31。
应予说明，内部GND也被提供给振荡电路12和电荷泵13。此外，在该例中为两级的结构，但是可以以所期望的级数来构成。
接下来，对半导体装置101中的内部GND的电位发生波动的原因进行说明。在半导体装置101的结构的情况下，作为内部GND的电位发生波动的主要原因可考虑为由电荷泵进行的升压动作。
即，由于电荷泵进行着利用振荡电路高速反复进行电容器的充放电而积累电荷这样的动作，所以由这一影响而容易在内部GND的电位产生显著的波动。
首先，对电荷泵13的动作进行说明。为了使作为主开关的NMOS晶体管MH1完全导通而驱动负载6，对于NMOS晶体管MH1的栅极电压，需要施加例如28V的电压。
与此相对，半导体装置101的电源电压VCC为例如13V。因此，电荷泵13从VCC＝13V起积累为了使NMOS晶体管MH1完全导通所需的电荷而使栅极电压升压。并且，电荷泵13通过将升压得到的栅极电压施加到NMOS晶体管MH1的栅极，来执行NMOS晶体管MH1的导通。
接下来，对电荷泵13的升压动作的一例进行说明。图5是用于说明电荷泵的升压动作的图。电荷泵13包括：NMOS晶体管M11、二极管D3和电容器C11、C12。
如果描述构成元件的连接关系，则在NMOS晶体管M11的栅极连接有振荡电路12的输出端。电容器C11的一端连接于电源VDD和二极管D3的阳极，电容器C11的另一端连接于NMOS晶体管M11的漏极。
电容器C12的一端连接于电源VDD、二极管D3的阴极和图4所示的NMOS晶体管MH1的栅极，电容器C12的另一端连接于NMOS晶体管M11的源极和内部GND。
这里，例如在NMOS晶体管M11的栅极施加有高电位电平(以下，表示为H电平)和低电位电平(以下，表示为L电平)进行反复的振荡信号的情况下，在振荡信号为H电平时，NMOS晶体管M11导通。
在此情况下，从电源VDD对于电容器C11的电容进行充电(电容器C11的端子电压被充电为VDD)。
另一方面，如果振荡信号成为L电平，则NMOS晶体管M11关断，图5中的点P1的电位相比NMOS晶体管M11导通时的电位上升。于是，成为被充电到电容器C11的电荷经由二极管D3向电容器C12流动。
此时，在电容器C12进行由电源VDD进行的充电、和由从电容器C11流过来的VDD部分的电荷进行的充电，因此，点P2的电位上升到VDD的两倍。
通过这样的结构，生成了使作为开关元件14的NMOS晶体管MH1完全导通的足够的电荷。应予说明，在进行VDD的n倍的升压的情况下，在原理上为设置n级上述那样的电路结构。
接下来，对在半导体装置101中的内部GND的电位产生波动的理由进行说明。电荷泵13如上述那样进行将振荡电路12用于动力源，高速反复进行电容器的充放电而积累电荷这样的动作，因此，由这一影响而产生内部GND的电位发生波动这样的现象。
图6是用于说明在内部GND产生波动的理由的图。为了使NMOS晶体管MH1导通，振荡电路12进行振荡，电荷泵13工作。
然后，施加到NMOS晶体管MH1的栅极的电荷积累，在超过了NMOS晶体管MH1的阈值电压时，NMOS晶体管MH1进行导通。
电荷泵13如上述那样为了积累电荷而进行充放电的高速切换。此时，通过通路L0(在电荷泵13工作时相对于内部GND电路11，电荷所流通的通路)，经由PMOS晶体管M4的漏极端子与栅极端子之间的寄生电容器Cp，在PMOS晶体管M4的栅极积累电荷。
其结果为根据从电荷泵13输出的电荷的增减，PMOS晶体管M4的栅极电位发生波动。因此，PMOS晶体管M4的导电能力变化，PMOS晶体管M4的漏极电位振动，即内部GND发生波动。
由于内部GND还被提供给过热检测电路200，所以如果内部GND的电位发生波动，则过热检测电路200会进行误动作，引起温度检测精度的下降。
接下来，利用图7～图11对半导体装置102中的内部GND的电位波动进行说明。在图3所示的半导体装置102中，因通过逻辑电路31中的逻辑切换时的晶体管的开关而产生的直通电流，使从内部GND电路11a输出的内部GND的电位发生波动。
图7是示出逻辑电路所包括的反相器元件的图。逻辑电路31由CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)构成，在图7中，作为逻辑电路31所包括的CMOS元件，以反相器300为例进行示出。反相器300被提供有电源VCC和来自内部GND电路11a的内部GND，输入端子IN被输入预定电平的信号，并从输出端子OUT输出信号。
图8是示出构成反相器的晶体管的动作的图。图8的(a)示出反相器的输入电平为L电平的情况下的晶体管的动作，图8的(b)示出反相器的输入电平为H电平的情况下的晶体管的动作。
反相器300包括：PMOS晶体管M31和NMOS晶体管M32。首先，如果表示连接关系，则PMOS晶体管M31的栅极与NMOS晶体管M32的栅极和输入端子IN连接。
PMOS晶体管M31的源极连接于电源VCC，PMOS晶体管M31的漏极与NMOS晶体管M32的漏极和输出端子OUT连接。NMOS晶体管M32的源极连接于内部GND。
在图8的(a)中，如果L电平信号输入到输入端子IN，则PMOS晶体管M31成为导通状态，NMOS晶体管M32成为关断状态，从输出端子OUT输出H电平信号。
在图8的(b)中，如果H电平信号输入到输入端子IN，则PMOS晶体管M31成为关断状态，NMOS晶体管M32成为导通状态，从输出端子OUT输出L电平信号。
图9是示出直通电流的流动的图。反相器300通过图8所示那样的晶体管的开关而进行动作。可是，在开关时，在反相器300存在从电源VCC向内部GND流通有直通电流If的时间段。
图10是示出CMOS动作波形的图。区域r1为PMOS晶体管M31成为导通，NMOS晶体管M32成为关断的区域(图8的(a))。区域r2为PMOS晶体管M31成为关断，NMOS晶体管M32成为导通的区域(图8的(b))。区域r3为PMOS晶体管M31和NMOS晶体管M32一同成为导通的区域。
图11是示出CMOS特性的图。纵轴为电流(I)，横轴为电压(V)。此外，Vth1为NMOS晶体管M32的动作阈值电压，Vth2为PMOS晶体管M31的动作阈值电压，Vth0为反相器300的动作阈值电压。
这里，逻辑电路31所使用的CMOS(反相器300)在开关时存在PMOS晶体管M31和NMOS晶体管M32同时成为导通状态的区域r3，此时从电源VCC向内部GND流通有直通电流If。
这样，在内部GND电路11a所产生的内部GND流通有直通电流，因此引起内部GND的电位波动。此外，由于该内部GND也被提供给过热检测电路200，所以如果内部GND的电位发生波动，则过热检测电路200会进行误动作，引起温度检测精度的下降。
如以上所说明的那样，在图2所示的半导体装置101中，根据电荷泵13的电荷的增减，从内部GND电路11输出的内部GND的电位发生波动。由于内部GND电路11所生成的内部GND在电荷泵13和过热检测电路200中共用，所以过热检测电路200会进行误动作。
另一方面，在图3所示的半导体装置102中，因逻辑电路31的逻辑切换时的直通电流，从内部GND电路11a输出的内部GND的电位发生波动。由于内部GND电路11a所生成的内部GND被提供给过热检测电路200，所以过热检测电路200会进行误动作。
应予说明，在上述的现有技术(专利文献1)中，通过齐纳二极管的钳位耐压来固定电位。
可是，在该方法中，为了满足特定的电压，需要调整齐纳二极管的钳位耐压，因此，会增加用于调整钳位耐压的过程工序数量。此外，内部GND的振动幅度根据齐纳二极管的制造偏差而不同，因此可以说难以可靠抑制由内部GND的电位波动引起的过热检测电路的误动作。
本发明是鉴于这一点而完成的，其提供即使在产生了内部GND的电位波动的情况下，也抑制温度检测精度下降的过热检测装置及半导体装置。
接下来，对本发明的半导体装置和过热检测电路进行说明。图12是示出本发明的半导体装置的结构例的图。半导体装置10-1为对半导体装置101进行改善而得到的，其与负载6连接，并具备：内部GND电路11、电荷输出源110、开关元件14、逻辑电路31和过热检测电路20。电荷输出源110包括振荡电路12和电荷泵13。
半导体装置10-1为将图4所示的半导体装置101的过热检测电路200置换为本发明的过热检测电路20而得到的装置，除此之外的结构相同。应予说明，过热检测电路20具有图1所示的过热检测装置1的功能。
图13是示出本发明的半导体装置的结构例的图。半导体装置10-2为对半导体装置102进行改善而得到的装置，其与负载6连接，并具备：内部GND电路11、11a、电荷输出源110、开关元件14、逻辑电路31和本发明的过热检测电路20。电荷输出源110包括振荡电路12和电荷泵13。
图14是示出过热检测电路的结构例的图。过热检测电路20具备：温度传感器部21、检测部22和滤波器部23。应予说明，温度传感器部21与图1的温度传感器部1a对应，检测部22与图1的检测部1b对应，滤波器部23与图1的滤波器部1c对应。
温度传感器部21包括恒定电流源Ia和二极管D0-1～D0-n。检测部22包括反相器22a-1、22a-2、反相器22b和作为锁存电路的SR触发器22c。滤波器部23例如由反相器、晶体管等构成(关于滤波器部23的内部结构将在后面进行描述)。
温度传感器部21进行半导体装置10-1、10-2内的温度检测，输出温度检测信号Temp。检测部22基于温度检测信号Temp的电平，输出表示半导体装置10-1、10-2内的温度上升或下降的状态信号s0。滤波器部23生成并输出对状态信号s0的输入实施了预定的滤波处理后的状态通知信号s1。
应予说明，在该电路的逻辑例中，以在状态信号s0(状态通知信号s1)为H电平时，半导体装置10-1、10-2的温度为过热状态，在状态信号s0(状态通知信号s1)为L电平时，半导体装置10-1、10-2的温度为正常状态进行以下说明。
如果对各电路元件的连接关系进行描述，则恒定电流源Ia的一端连接于电源VCC，恒定电流源Ia的另一端连接于二极管D0-1的阳极、反相器22a-1的输入端子和反相器22b的输入端子。
在二极管D0-1～D0-n中，像二极管D0-1的阴极连接于下级的二极管D0-2的阳极，二极管D0-2的阴极进一步连接于下级的二极管的阳极那样，串联地进行连接。此外，二极管D0-n的阴极连接于内部GND。
反相器22a-1的输出端子连接于反相器22a-2的输入端子，反相器22a-2的输出端子连接于SR触发器22c的置位端子。反相器22b的输出端子连接于SR触发器22c的复位端子。
SR触发器22c的输出端子Q连接于滤波器部23的输入端子。此外，在各电路元件的GND输入端子连接有内部GND。
应予说明，以下将SR触发器22c的置位端子表示为置位端子SN，将SR触发器22c的复位端子表示为复位端子RN(“N”表示在负逻辑下有效)。
接下来，对温度传感器部21进行说明。温度传感器部21例如将作为硅二极管的二极管D0-1～D0-n作为温度传感器来使用，并构成为从恒定电流源Ia向二极管D0-1～D0-n流通恒定的正向电流。并且，将伴随着温度变化而变化的施加于二极管D0-1～D0-n的电压作为表示温度检测结果的温度检测信号Temp进行输出。
图15是示出二极管的电流与电压的特性的图。纵轴为电流，横轴为电压，示出了硅二极管中的I(电流)-V(电压)特性。
已知硅二极管的正向电压根据温度而变化，如果温度上升则电压下降。即，硅二极管的正向电压具有温度依赖性。
在图15的例子中，在温度Ta时是正向曲线k1，但在成为温度Tb(＞Ta)时，变化为正向曲线k2。即，可知在二极管流通有恒定的正向电流的情况下的温度上升时，从正向曲线k1变化为正向曲线k2，施加于二极管的两端的电压下降。
这样，在温度传感器部21中，利用二极管的正向电压的温度依赖性，从恒定电流源Ia向二极管D0-1～D0-n流通一定的电流，将施加于二极管D0-1的阳极和二极管D0-n的阴极的正向电压作为温度检测信号Temp进行输出。
接下来，对检测部22进行说明。检测部22内的反相器22a-1和反相器22b被输入有伴随着半导体装置10-1、10-2内的温度变化而变化的温度检测信号Temp。
此外，反相器22a-1、22a-2的逻辑阈值电压和反相器22b的逻辑阈值电压彼此不同，通过具有两个不同的逻辑阈值电压的反相器，来检测出半导体装置10-1、10-2的过热状态或正常状态。应予说明，这些反相器将高于逻辑阈值电压的电平的信号输入识别为H电平，将低于逻辑阈值电压的电平的信号输入识别为L电平。
进一步地，除了反相器22a-1、22a-2、22b之外，还具备SR触发器22c，由此使得具备用于在温度变化大时有反应，在温度变化小时没有反应的迟滞特性。
图16是用于说明检测部的检测动作的图。示出了半导体装置10-1、10-2的温度上升/下降时的温度检测信号Temp的变化、和伴随着该变化的SR触发器22c的动作时序图。坐标的纵轴为电压，横轴为时间(t)。应予说明，图17示出SR触发器22c的真值表。
恢复检测阈值VTH1(第一阈值)为用于判别半导体装置10-1、10-2的正常状态的阈值，过热检测阈值VTH2(第二阈值)为用于判别半导体装置10-1、10-2的过热状态的阈值。此外，恢复检测阈值VTH1的电平比过热检测阈值VTH2的电平高。
在温度检测信号Temp的电平(检测电平)达到以及高于恢复检测阈值VTH1的情况下，表示半导体装置10-1、10-2的温度处于正常状态。此外，恢复检测阈值VTH1与反相器22b(第一逻辑电路)的逻辑阈值电压相等。
另一方面，在温度检测信号Temp的电平达到以及低于过热检测阈值VTH2的情况下，表示半导体装置10-1、10-2的温度处于过热状态。此外，过热检测阈值VTH2与反相器22a-1、22a-2(第二逻辑电路)的逻辑阈值电压相等。
应予说明，在温度检测信号Temp的电平高于过热检测阈值VTH2且低于恢复检测阈值VTH1的情况下，判断为正在持续上次变化时的温度状态。以下，针对每个时间间隔进行详细说明。
首先，在半导体装置10-1、10-2的温度上升的情况下，从温度传感器部21输出的温度检测信号Temp的电平伴随着温度上升而下降。
[t0≤t≤t1]温度检测信号Temp的电平为恢复检测阈值VTH1的电平以上。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为H电平。因此，从反相器22b输出L电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为L电平。
此外，温度检测信号Temp的电平超过了过热检测阈值VTH2。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为H电平。因此，从反相器22a-1输出L电平，所以反相器22a-2的输出电平成为H电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为H电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为H电平，复位端子RN的输入电平为L电平，所以从输出端子Q输出L电平。
[t1＜t＜t2]温度检测信号Temp的电平低于恢复检测阈值VTH1。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为L电平。因此，从反相器22b输出H电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为H电平。
此外，温度检测信号Temp的电平超过了过热检测阈值VTH2。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为H电平。因此，从反相器22a-1输出L电平，所以反相器22a-2的输出电平成为H电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为H电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为H电平，复位端子RN的输入电平为H电平，所以保持上次的输出电平状态(L电平)，由此从输出端子Q输出L电平。
[t2≤t≤t3]温度检测信号Temp的电平低于恢复检测阈值VTH1。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为L电平。因此，从反相器22b输出H电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为H电平。
此外，温度检测信号Temp的电平为过热检测阈值VTH2的电平以下。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为L电平。因此，从反相器22a-1输出H电平，所以反相器22a-2的输出电平成为L电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为L电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为L电平，复位端子RN的输入电平为H电平，所以从输出端子Q输出H电平。应予说明，在时刻t3，假设温度开始下降。
接下来，在时刻t3，假设温度开始下降。在半导体装置10-1、10-2的温度下降的情况下，从温度传感器部21输出的温度检测信号Temp的电平伴随着温度下降而上升。
[t3＜t≤t4]温度检测信号Temp的电平为过热检测阈值VTH2的电平以下。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为L电平。因此，从反相器22a-1输出H电平，所以从反相器22a-2输出L电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为L电平。
此外，温度检测信号Temp的电平低于恢复检测阈值VTH1。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为L电平。因此，从反相器22b输出H电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为H电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为L电平，复位端子RN的输入电平为H电平，所以从输出端子Q输出H电平。
[t4＜t＜t5]温度检测信号Temp的电平超过了过热检测阈值VTH2。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为H电平。因此，从反相器22a-1输出L电平，所以从反相器22a-2输出H电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为H电平。
此外，温度检测信号Temp的电平低于恢复检测阈值VTH1。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为L电平。因此，从反相器22b输出H电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为H电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为H电平，复位端子RN的输入电平为H电平，所以保持上次的输出电平状态(H电平)，由此从输出端子Q输出H电平。
[t5≤t]温度检测信号Temp的电平超过了过热检测阈值VTH2。由于过热检测阈值VTH2与反相器22a-1的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22a-1而言被识别为H电平。因此，从反相器22a-1输出L电平，所以从反相器22a-2输出H电平，SR触发器22c的置位端子SN的输入电平成为H电平。
此外，温度检测信号Temp的电平为恢复检测阈值VTH1的电平以上。由于恢复检测阈值VTH1与反相器22b的逻辑阈值电压相等，所以温度检测信号Temp的电平相对于反相器22b而言被识别为H电平。因此，从反相器22b输出L电平，SR触发器22c的复位端子RN的输入电平成为L电平。
因此，在SR触发器22c中，由于置位端子SN的输入电平为H电平，复位端子RN的输入电平为L电平，所以从输出端子Q输出L电平。
以上，如图16所示，在检测部22中，如果温度检测信号Temp的电平为过热检测阈值VTH2的电平以下，则作为处于过热状态而输出H电平的状态信号s0。此外，如果温度检测信号Temp的电平为恢复检测阈值VTH1的电平以上，则作为处于正常状态而输出L电平的状态信号s0。
另一方面，在检测部22中，在温度上升时，温度检测信号Temp的电平位于恢复检测阈值VTH1与过热检测阈值VTH2之间的情况下，作为处于仍未达到过热状态的状态而继续输出L电平的状态信号s0。
此外，在检测部22中，在温度下降时，温度检测信号Temp的电平位于恢复检测阈值VTH1与过热检测阈值VTH2之间的情况下，作为处于仍未达到正常状态的状态而继续输出H电平的状态信号s0。
接下来，对滤波器部23进行说明。滤波器部23基于从检测部22输出的状态信号s0的输入进行滤波处理，抑制由内部GND的电位波动而产生的状态信号s0的误振荡，输出去除了误振荡的状态通知信号s1。
图18是示出在状态信号上产生有误振荡的情况的图。图表g11示出内部GND的电位，图表g12-1示出状态信号s0的电平。纵轴为电压，横轴为时间。
如上所述，如果因电荷泵13的充放电的切换，而引起在PMOS晶体管M4的栅极电位产生波动等现象，则与此配合地内部GND的电位发生波动。
如时刻t1～t4所示，如果内部GND发生振荡，则从检测部22输出的状态信号s0也会发生误振荡。例如，如果内部接地发生振荡，波形上升，则温度检测信号Temp与内部GND之间的电位差变小。此时，在半导体装置10-1、10-2的温度位于过热检测阈值的附近温度那样的情况下，有可能会因微小的温度变化而误检测为处于过热状态。
图19是示出从滤波器部输出的状态通知信号的图。图表g11示出内部GND的电位，图表g12-1示出状态信号s0的电平，图表g13-1示出状态通知信号s1的电平。纵轴为电压，横轴为时间。
如时刻t1～t4所示，如果内部GND发生振荡，则从检测部22输出的状态信号s0也发生误振荡，但是状态信号s0输入到滤波器部23而接受滤波处理。因此，从滤波器部23输出作为误振荡得到了抑制的信号的状态通知信号s1。
这样，在本发明中，采用了在检测部22的后级设置滤波器部23来抑制内部GND的电位波动时的误振荡的结构。由此，能够不大幅改变电路结构，通过追加少许电路来高效地抑制温度检测精度的下降。
接下来，对滤波器部23内的结构例进行说明。滤波器部23内由基于反相器、晶体管等的延迟电路构成。图20是示出滤波器部的电路结构的一例的图。滤波器部230a包括：恒定电流源Ib、NMOS晶体管M20、电容器C1和反相器Inv1、Inv2。应予说明，构成有通过电容器C1的电容和NMOS晶体管M20及恒定电流源Ib的电阻成分来确定时间常数的时间常数电路。
恒定电流源Ib的一端连接于电源VCC，恒定电流源Ib的另一端连接于NMOS晶体管M20的漏极、电容器C1的一端和反相器Inv1的输入端子。NMOS晶体管M20的栅极连接于图14的SR触发器22c的输出端子Q，NMOS晶体管M20的源极连接于内部GND。
反相器Inv1的输出端子连接于反相器Inv2的输入端子。电容器C1和反相器Inv1、Inv2的各GND端子连接于内部GND。
应予说明，在SR触发器22c的输出端子之后紧接着配置反相器的情况下，可以将NMOS晶体管M20变为PMOS晶体管来构成。
在这样的结构中，通过过热状态时的状态信号s0的H电平，使NMOS晶体管M20导通，而使信号从恒定电流源Ib流向电容器C1进行滤波处理。并且，滤波处理后的信号被反相器Inv1、Inv2进行波形整形而成为状态通知信号s1被输出。
图21是示出滤波器部的电路结构的一例的图。滤波器部230a-1包括：NMOS晶体管Md、NMOS晶体管M20、电容器C1和反相器Inv1、Inv2。使用耗尽型的NMOS晶体管Md来作为图20中所示的恒定电流源Ib。耗尽型的晶体管为在栅极电压为0V的情况下，在漏极-源极间有电流流通的晶体管，可作为电流源使用。
NMOS晶体管Md的漏极连接于电源VCC，NMOS晶体管Md的栅极连接于NMOS晶体管Md的源极、NMOS晶体管M20的漏极、电容器C1的一端和反相器Inv1的输入端子。其他的连接关系与图20相同。
图22是示出滤波器部的电路结构的一例的图。滤波器部230a-2包括：电阻R1、NMOS晶体管M20、电容器C1和反相器Inv1、Inv2。使用电阻元件来作为图20中所示的恒定电流源Ib。
电阻R1的一端连接于电源VCC，电阻R1的另一端连接于NMOS晶体管M20的漏极、电容器C1的一端和反相器Inv1的输入端子。其他的连接关系与图20相同。
图23是示出滤波器部的电路结构的一例的图。滤波器部230b包括：反相器Inv3(第一反相器)、反相器Inv4(第二反相器)、电阻R2和电容器C2。由电阻R2和电容器C2构成时间常数电路。
反相器Inv3的输入端子连接于图14的SR触发器22c的输出端子Q，反相器Inv3的输出端子连接于电阻R2的一端。电阻R2的另一端连接于电容器C2的一端和反相器Inv4的输入端子。电容器C2的另一端和反相器Inv3、Inv4的GND端子连接于内部GND。
图24是示出滤波器部的电路结构的一例的图。滤波器部230c包括：反相器Inv5-1、Inv5-2、…Inv5-n。
像反相器Inv5-1的输入端子连接于图14的SR触发器22c的输出端子Q，反相器Inv5-1的输出端子连接于下级的反相器Inv5-2的输入端子，反相器Inv5-2的输出端子进一步连接于下级的反相器Inv5-3的输入端子那样，串联地进行连接。此外，反相器Inv5-1～Inv5-n的各GND端子连接于内部GND。这样，也可以由将多个反相器串联地连接而成的延迟电路来构成。
接下来，对过热检测电路20的变形例进行说明。图25是示出过热检测电路的变形例的结构的图。过热检测电路20a包括：温度传感器部21、检测部22、开关部24、监视部25和滤波器部23b。在变形例中新包括有开关部24、监视部25和滤波器部23b，对这些构成元件进行说明。
滤波器部23b包括：第一滤波器230-1、第二滤波器230-2。第一滤波器230-1对经由开关部24接收的状态信号s0进行低通滤波而生成状态通知信号s1-1进行输出。第二滤波器230-2对经由开关部24接收的状态信号s0进行低通滤波而生成状态通知信号s1-2进行输出。
另一方面，监视部25的输入端子连接于例如图6所示的PMOS晶体管M4的漏极，监视部25监视内部GND的波动量(振幅值等)，将监视结果输出到开关部24。
开关部24在基于监视结果判断为内部GND的波动量超过预定阈值的情况下，选择第一滤波器230-1，将从检测部22输出的状态信号s0送至第一滤波器230-1。
此外，开关部24在基于监视结果判断为内部GND的波动量不超过预定阈值的情况下，选择第二滤波器230-2，将从检测部22输出的状态信号s0送至第二滤波器230-2。
第一滤波器230-1、第二滤波器230-2的滤波特性彼此不同，例如第一滤波器230-1的时间常数设为比第二滤波器230-2的时间常数大。
在这样的结构中，在内部GND的波动量超过预定阈值的情况下，通过选择与第二滤波器230-2相比时间常数更大的第一滤波器230-1来进行滤波处理，能够可靠地抑制状态信号s0的误振荡。
此外，在内部GND的波动量不超过预定阈值的情况下，通过选择与第一滤波器230-1相比时间常数小的第二滤波器230-2来进行滤波处理，能够不使波形进行不必要的缓和而抑制状态信号s0的误振荡。
通过采用这样的变形例的结构，能够根据内部GND的波动进行适当的滤波处理。
接下来，对应用本发明的半导体装置10-2的IPS的结构例进行说明。图26是示出高侧型的IPS的结构例的图。
IPS 30与负载6、微型电子计算机4、电池5连接。此外，IPS 30具备：逻辑电路31、电平转换驱动器32、内部电源电路33、ST(status：状态)电路34、低电压检测电路35、短路检测电路36、负载开路检测电路37、内部GND电路11a、过电流检测电路38和过热检测电路39。过热检测电路39具有本发明的过热检测装置1的功能。
进一步地，IPS 30具有用于驱动负载6的开关元件M0，在开关元件M0连接有二极管D10(FWD：Free Wheel Diode续流二极管)(开关元件M0相当于上述的图13的开关元件14(NMOS晶体管MH1))。
在开关元件M0成为关断的瞬间，从马达等感应性负载6产生反电动势。因此，将二极管D10相对于开关元件M0反向并联连接，构成为使此时的负载电流回流。
这里，逻辑电路31统一识别从端子IN输入的来自微型电子计算机4的控制信号和各保护电路的状态检测信号，输出用于控制开关元件M0的ONBH(ON By H)信号。
电平转换驱动器32生成将从逻辑电路31输出的ONBH信号升压到使开关元件M0完全导通所需要的电平而得到的GS信号，并施加到开关元件M0的栅极。应予说明，电平转换驱动器32包括上述的振荡电路12和电荷泵13的功能。
内部电源电路33生成作为从比VCC电压低的值逐步上升的电源电压的内部电源，通过内部电源对需要控制的电路进行供电。应予说明，内部电源电路33包括内部GND电路11的功能和电荷输出源110的功能。
ST电路34经由ST端子将开关元件M0的动作状态发送给微型电子计算机4。
低电压检测电路35在VCC电压比额定电压低时，将异常信号发送给逻辑电路31。接收到从低电压检测电路35发送的异常信号的逻辑电路31将控制开关元件M0的ONBH信号设为关断信号进行输出。
短路检测电路36在连接于开关元件M0的源极的输出端子OUT与GND短路时，将异常信号发送给逻辑电路31。接收到从短路检测电路36发送的异常信号的逻辑电路31将控制开关元件M0的ONBH信号设为关断信号进行输出。
负载开路检测电路37在连接于开关元件M0的源极的输出端子OUT成为开路时，将异常信号发送给逻辑电路31。接收到从负载开路检测电路37发送的异常信号的逻辑电路31将控制开关元件M0的ONBH信号设为关断信号进行输出。
过电流检测电路38从与开关元件M0构成电流镜电路的晶体管Mc接收与流通到开关元件M0的电流相同的电流。并且，如果检测到流通有与额定相比异常大的电流，则将异常信号发送给逻辑电路31。接收到从过电流检测电路38发送的异常信号的逻辑电路31将控制开关元件M0的ONBH信号设为关断信号进行输出。
过热检测电路39在开关元件M0成为与额定相比异常高的温度等时，将异常信号(相当于状态通知信号s1)发送给逻辑电路31。接收到从过热检测电路39发送的异常信号的逻辑电路31将控制开关元件M0的ONBH信号设为关断信号进行输出。
以上，对实施方式进行了示例，但在实施方式中所示出的各部分的结构可以置换为具有同样功能的其他结构。此外，也可以增加其他任意的构成物和/或工序。
上述内容仅示出本发明的原理。进一步地，本领域技术人员能够进行多种变形、变更，本发明并不限于如上所示并说明的正确的结构及应用例，对应的所有的变形例及等价物可看作为基于所附的权利要求及其等价物的本发明的范围。

Claims (11)

1.一种过热检测装置，其特征在于，具有：
温度传感器部，检测温度并输出温度检测信号；
检测部，具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，根据所述温度检测信号的检测电平相对于所述第一阈值和所述第二阈值的位置关系，识别所述正常状态或所述过热状态而输出状态信号，并以内部接地为基准进行动作；以及
滤波器部，对伴随着所述内部接地的电位波动的所述状态信号的振荡进行滤波处理。
2.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
所述滤波器部包括：晶体管、电流源、电容器和反相器，由所述电流源和所述电容器形成时间常数电路，并根据所述过热状态时的所述状态信号的电平而使所述晶体管导通，使信号从所述电流源向所述时间常数电路传送，以预定的时间常数对所述信号进行滤波处理，并利用所述反相器对所述时间常数电路的输出信号进行波形整形而输出。
3.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
所述滤波器部包括：第一反相器、第二反相器、电阻和电容器，由所述电阻和所述电容器形成时间常数电路，由所述第一反相器接收所述状态信号，并利用所述时间常数电路对所述第一反相器的输出信号进行滤波处理，利用所述第二反相器对所述时间常数电路的输出信号进行波形整形而输出。
4.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
所述滤波器部由串联地连接的多个反相器构成，通过多个所述反相器进行滤波处理。
5.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
在所述检测电平位于所述第二阈值以下的情况下，所述检测部识别为所述过热状态而输出具有第一电平的所述状态信号，
在所述检测电平位于所述第一阈值以上的情况下，所述检测部识别为所述正常状态而输出具有第二电平的所述状态信号，
在温度上升时，所述检测电平位于所述第一阈值与所述第二阈值之间的情况下，所述检测部继续输出所述第二电平的所述状态信号直到所述检测电平达到所述第二阈值为止，
在温度下降时，所述检测电平位于所述第一阈值与所述第二阈值之间的情况下，所述检测部继续输出所述第一电平的所述状态信号直到所述检测电平达到所述第一阈值为止。
6.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
所述检测部具备：
第一逻辑电路，接收所述温度检测信号，以所述第一阈值的电平为逻辑阈值电压；
第二逻辑电路，接收所述温度检测信号，以所述第二阈值的电平为逻辑阈值电压；以及
触发器电路，被输入所述第一逻辑电路的输出和所述第二逻辑电路的输出，并输出与输入电平对应的输出电平。
7.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，所述过热检测装置连接有电荷输出源和内部接地电路，
所述电荷输出源包括振荡电路和电荷泵，所述电荷泵通过所述振荡电路的振荡动作而反复进行充放电，并积累电荷直到开关元件的导通所需的驱动电压为止，
所述内部接地电路包括分压电路和晶体管，所述分压电路对电源电压进行分压而生成预定电压，所述晶体管的栅极被施加所述预定电压，从所述晶体管的漏极输出所述预定电压与自身的阈值电压相加得到的电压作为所述内部接地，在所述漏极连接有所述电荷输出源。
8.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，所述过热检测装置连接有逻辑电路和内部接地电路，
所述逻辑电路由CMOS元件构成，并进行逻辑控制，
所述内部接地电路生成所述内部接地，并将所述内部接地提供给所述逻辑电路和所述过热检测装置。
9.根据权利要求1所述的过热检测装置，其特征在于，
所述滤波器部包括滤波特性彼此不同的第一滤波器和第二滤波器，
所述过热检测装置还具备：
监视部，对所述内部接地的波动量进行监视；以及
开关部，基于监视结果对所述状态信号进行开关，将所述状态信号向所述第一滤波器或所述第二滤波器输出。
10.一种半导体装置，其特征在于，具有：
开关元件，使负载工作；
电荷输出源，包括振荡电路和电荷泵，所述电荷泵通过所述振荡电路的振荡动作而反复进行充放电，并积累电荷直到所述开关元件的导通所需的驱动电压为止；
内部接地电路，包括分压电路和晶体管，所述分压电路对电源电压进行分压而生成预定电压，所述晶体管的栅极被施加所述预定电压，从所述晶体管的漏极输出所述预定电压与自身的阈值电压相加得到的电压作为内部接地，在所述漏极连接有所述电荷输出源；以及
过热检测电路，具备温度传感器部、检测部和滤波器部，所述温度传感器部检测温度并输出温度检测信号，所述检测部具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，根据所述温度检测信号的检测电平相对于所述第一阈值和所述第二阈值的位置关系，识别所述正常状态或所述过热状态而输出状态信号，并以所述内部接地为基准进行动作，所述滤波器部对伴随着所述内部接地的电位波动的所述状态信号的振荡进行滤波处理。
11.一种半导体装置，其特征在于，具有：
逻辑电路，由CMOS元件构成，并进行逻辑控制；
过热检测电路，具备温度传感器部、检测部和滤波器部，所述温度传感器部检测温度并输出温度检测信号，所述检测部具有用于判别温度处于正常状态的第一阈值、和用于判别温度处于过热状态的第二阈值，根据所述温度检测信号的检测电平相对于所述第一阈值和所述第二阈值的位置关系，识别所述正常状态或所述过热状态而输出状态信号，并以内部接地为基准进行动作，所述滤波器部对伴随着所述内部接地的电位波动的所述状态信号的振荡进行滤波处理；以及
内部接地电路，生成所述内部接地，并将所述内部接地提供给所述逻辑电路和所述过热检测电路。
CN201680025322.9A 2015-11-19 2016-10-04 过热检测装置及半导体装置 Active CN107534016B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-226616 2015-11-19
JP2015226616 2015-11-19
PCT/JP2016/079467 WO2017086042A1 (ja) 2015-11-19 2016-10-04 過熱検出装置および半導体装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107534016A CN107534016A (zh) 2018-01-02
CN107534016B true CN107534016B (zh) 2020-03-24

Family

ID=58718741

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680025322.9A Active CN107534016B (zh) 2015-11-19 2016-10-04 过热检测装置及半导体装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10355472B2 (zh)
JP (1) JP6390801B2 (zh)
CN (1) CN107534016B (zh)
WO (1) WO2017086042A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7077649B2 (ja) * 2018-02-14 2022-05-31 富士電機株式会社 半導体装置
DE102018208994A1 (de) * 2018-06-07 2019-12-12 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum betriebssicheren Aktivieren von mindestens einem elektronischen Bauteil
GB2601771A (en) * 2020-12-09 2022-06-15 Dyson Technology Ltd Electrical appliance with safety system
CN113098456B (zh) * 2021-03-31 2022-05-06 无锡英诺赛思科技有限公司 用于高压集成电路的高性能芯片状态监测保护电路
CN113204466B (zh) * 2021-04-29 2022-11-18 山东英信计算机技术有限公司 一种过温保护方法和电子设备
CN114190612A (zh) * 2021-09-29 2022-03-18 上海芯圣电子股份有限公司 一种具有电机驱动的电子烟芯片

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0823716B2 (ja) 1988-08-18 1996-03-06 シャープ株式会社 メモリプレートを有する画像形成装置
JPH0527033A (ja) 1991-07-16 1993-02-05 Japan Radio Co Ltd 魚群移動監視装置
JPH07115354A (ja) * 1993-10-18 1995-05-02 Fanuc Ltd インテリジェントパワーモジュール
JP3509623B2 (ja) * 1999-04-26 2004-03-22 トヨタ自動車株式会社 半導体スイッチ素子チップの温度検出構造および温度検出装置並びに半導体リレー
TW556382B (en) * 2002-03-15 2003-10-01 Prolific Technology Inc Power protection
US7310213B2 (en) * 2003-09-26 2007-12-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Semiconductor device provided with overheat protection circuit and electronic circuit using the same
US7427158B2 (en) 2005-01-13 2008-09-23 Kabushiki Kaisha Toshiba Advanced thermal sensor
JP2006302951A (ja) * 2005-04-15 2006-11-02 Rohm Co Ltd 温度保護回路、電源装置、電子機器
US7791300B2 (en) * 2005-09-21 2010-09-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Excessive temperature detecting system of electric motor controller
JP5135815B2 (ja) * 2006-02-14 2013-02-06 ミツミ電機株式会社 半導体集積回路装置
JP5226248B2 (ja) * 2006-08-02 2013-07-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 温度検出回路及び半導体装置
US8005441B1 (en) * 2007-05-09 2011-08-23 Rf Micro Devices, Inc. DC offset correction of a power detector used with a continuous transmission radio frequency signal
JP2011071174A (ja) * 2009-09-24 2011-04-07 Renesas Electronics Corp 半導体装置、及び半導体装置の特性劣化検出方法
WO2011052197A1 (en) 2009-10-29 2011-05-05 Fuji Electric Systems Co., Ltd. Switching power supply circuit and power factor controller
US8953341B2 (en) 2011-05-09 2015-02-10 Infineon Technologies Ag Converter with reduced power consumption
JP5536737B2 (ja) * 2011-10-26 2014-07-02 本田技研工業株式会社 制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP6390801B2 (ja) 2018-09-19
US20180069393A1 (en) 2018-03-08
JPWO2017086042A1 (ja) 2018-04-05
CN107534016A (zh) 2018-01-02
WO2017086042A1 (ja) 2017-05-26
US10355472B2 (en) 2019-07-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107534016B (zh) 过热检测装置及半导体装置
JP5315026B2 (ja) 半導体装置
EP2688208B1 (en) Gate drive device
CN110098597B (zh) 具备过电流保护功能的驱动电路
US9906124B2 (en) Reference voltage generation circuit and semiconductor device
US10103539B2 (en) Semiconductor device and current limiting method
JP2010004093A (ja) 出力駆動回路
JP5006791B2 (ja) 電力供給制御装置
EP3104527B1 (en) Semiconductor device
US9917573B2 (en) Voltage detection circuit
US8797070B2 (en) Power-on reset circuit
JP2005291865A (ja) 電源電圧監視回路
US10277221B2 (en) Protection circuit
JP2017077138A (ja) 半導体装置
JP2017073872A (ja) チャージポンプ回路
JP2017073657A (ja) 誤出力防止回路
US20170237350A1 (en) Dc-dc converter
US20160218710A1 (en) Switch circuit
US20090108894A1 (en) PWM Signal Generator
EP3217523B1 (en) Semiconductor device, charge pump circuit, semiconductor system, vehicle, and control method of semiconductor device
CN110268630B (zh) 用于高边开关的回转控制
CN116794387A (zh) 电压变动检测电路
JP2023140255A (ja) 電圧変動検出回路
JP6409696B2 (ja) 車両用電子制御装置
JP2012210010A (ja) 電子回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant