CN107210667B - 高频绝缘栅极驱动电路以及栅极电路驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明在使用了1MHz～100MHz频带的高频绝缘栅极驱动电路的变压器的绝缘电路结构中，不需要励磁电流的重置期间，而消除重置后的自我共振现象的产生，并抑制噪声电流的产生，并且抑制因噪声所导致的开关元件的误动作。在通过高频信号进行的多个栅极电路的驱动中，在对通过栅极驱动变压器进行的驱动用输入信号进行绝缘的结构中，使栅极驱动变压器的一次侧线圈中流动的励磁电流交替在两个方向上不间断地始终流动，由此不需要因仅使励磁电流在单方向上流动而引起的重置期间，并且消除重置后的自我共振现象的产生，并抑制因自我共振现象引起的噪声电流的产生，并且抑制因噪声所导致的开关元件的误动作。

Description

高频绝缘栅极驱动电路以及栅极电路驱动方法

技术领域

本发明，涉及驱动半导体开关元件的栅极电路的栅极驱动电路以及栅极电路的驱动方法，并使用于输出1MHz～100MHz的高频电力的高频放大装置。

背景技术

在逆变器等电力转换装置中，将驱动负载的开关元件的栅极电路与主电源串联连接，并通过桥接电路等来切换负载的电流方向。

图9(a)表示电力转换装置的结构例。在此，表示由开关元件101A～101D来构成全桥并对驱动电源103和负载104之间的连接进行切换的例子。

开关元件101A～101D分别通过栅极驱动电路102A～102D控制接通(ON)/切断(OFF)。

栅极驱动电路102A以及栅极驱动电路102C通过高压侧的输入信号S-A以及S-C来控制开关元件101A以及开关元件101C的接通/切断，栅极驱动电路102B以及栅极驱动电路102D通过低压侧的输入信号S-B以及S-D来控制开关元件101B以及开关元件101D的接通/切断，而进行相对于负载104的电流方向的切换。

该栅极驱动电路，根据高压侧以及低压侧的栅极驱动电路的接通/切断状态，低压侧的开关元件101B、101D的基准电位并不会变动，但是高压侧的开关元件101A、101C的电位处于浮动状态，而基准电位会变动，因此，高压侧和低压侧的基准电位不同，并成为短路的主要原因。

为了避免该短路，需要将高压侧和低压侧的开关元件的基准电位在电位上设为浮动状态。为了将开关元件的基准电位在电位上设为浮动状态，需要将向对各开关元件101A～101D进行接通/切断控制的栅极驱动电路102A～102D的输入信号S-A～S-D电气绝缘。

图9(b)表示使用了绝缘元件的电力转换装置的结构例。在此，表示由开关元件101A、101B来构成半桥并对驱动电源103和负载104之间的连接进行切换的例子。

在栅极驱动电路102A、102B的输入侧连接有绝缘元件105A、105B，通过绝缘元件105A、105B，输入信号S-A、S-B与绝缘驱动信号Siso被电气绝缘。作为将栅极驱动电路的输入信号进行电气绝缘的绝缘元件，公知有光耦合器、脉冲变压器。(专利公报1、2)

另外，脉冲变压器，被用作驱动栅极电路的变压器，亦被称作栅极驱动变压器。

图10表示使用了光耦合器的电路例。在图10(a)所示的驱动电路中，通过在驱动开关元件101A、101B的栅极驱动电路102A、102B上连接光耦合器105A、105B，来进行输入信号S-A和绝缘驱动信号Siso-A间的绝缘以及输入信号S-B和绝缘驱动信号Siso-B之间的绝缘。

另外，能够将高频MOS-FET等开关元件101和FET驱动器等栅极驱动电路102组合来构成内置驱动器的RF-MOS模块。

图10(b)表示驱动信号波形。(b-1)表示高压侧的输入信号S-A，(b-3)表示通过光耦合器绝缘而得到的高压侧的绝缘驱动信号Siso-A。另外，(b-2)表示低压侧的输入信号S-B，(b-4)表示通过光耦合器绝缘而得到的低压侧的绝缘驱动信号Siso-B。

图11表示使用栅极驱动变压器(脉冲变压器)来进行绝缘的电路例。在图11(a)所示的驱动电路中，通过在驱动开关元件101A、101B的栅极驱动电路102A、102B上连接自由磁化变压电路106A、106B，来进行输入信号S-A和绝缘驱动信号Siso-A间的绝缘以及输入信号S-B和绝缘驱动信号Siso-B之间的绝缘。在图11(a)所示的电路例中，与图10(a)的电路例相同，能够将高频MOS-FET等开关元件101A、101B和FET驱动器等栅极驱动电路102A、102B组合来构成内置驱动器的RF-MOS模块。

图11中所示的自由磁化变压电路106A、106B，是将栅极驱动变压器(脉冲变压器)以正向方式来构成的绝缘电路，并在栅极驱动变压器(脉冲变压器)106a的一次侧线圈上串联连接FET106b，且在一次侧线圈上并联连接整流二极管和电阻的串联电路，而在二次线圈侧的输出端连接整流电路106d。

在自由磁化变压电路106中，使变压器仅在单方向上励磁，并通过在开关元件为切断状态的期间释放被积蓄在线圈中的能量，使磁化状态重置。与一次侧线圈并联连接的整流二极管和电阻的串联电路，构成重置电路(缓冲电路)106c。

在此，通过被积蓄在线圈中的能量的自然释放来进行被磁化的线圈的磁化状态的重置。该磁化状态的重置，由于不依存于外部作用而自由地进行，因此，称作“自由磁化”。

图11(b)表示驱动信号波形。(b-1)表示高压侧的输入信号S-A，(b-2)表示低压侧的输入信号S-B，(b-3)表示通过栅极驱动变压器绝缘而得到的高压侧的绝缘驱动信号Siso-A，(b-4)表示通过栅极驱动变压器绝缘而得到的低压侧的绝缘驱动信号Siso-B。

现有技术文献

专利文献

专利文献1日本专利第5416673号

专利文献2日本特开2008-270548号

发明内容

发明要解决的课题

在作为绝缘元件而使用光耦合器的电路结构中，存在有下述的问题点。

(1)在使用光耦合器时，存在绝缘前后会在信号中产生相位差的问题。

如通过在图10(b-1)的输入信号S-A和图10(b-3)的绝缘驱动信号Siso-A之间的比较所示那样，因光耦合器自身的传输延迟而产生延迟，绝缘后的绝缘驱动信号Siso-A，相对于绝缘前的输入信号S-A而产生相位差。

(2)在使用光耦合器时，存在绝缘后的绝缘驱动信号的脉宽会有所变动的问题。

如通过在图10(b-2)的输入信号S-B和图10(b-4)的绝缘驱动信号Siso-B之间的比较所示那样，因光耦合器内部的阈值的参差不齐，绝缘后的绝缘驱动信号Siso-B的脉宽相对于绝缘前的输入信号S-B而有所增加或减少。

由于(1)以及(2)的问题，当为了将高频的栅极信号绝缘而使用光耦合器时，需要对于绝缘后的绝缘驱动信号进行某些修正。当在绝缘后而并不对驱动信号进行修正时，若是负载由变压器构成，则由于在被施加的正负的电压时间积中产生差，因此会产生变压器偏磁的问题。

(3)在使用了光耦合器时，存在由于光耦合器的动作的参差不齐而导致高压侧和低压侧的开关元件间产生短路的问题。

当在光耦合器的动作中存在参差时，高压侧的绝缘驱动信号Siso-A和低压侧的绝缘驱动信号Siso-B之间的死区时间(dead time)如同Td-2那样而缩短，并在开关元件101A和开关元件101B的RF-MOSFET间而产生上下短路。

(4)在实际的光耦合器中，由于绝缘侧的输出电流为较小的数十μA～数mA，因此存在抗噪声弱的问题。

(5)由于高频的变位电压会透过存在于光耦合器的绝缘间的寄生电容Ciso而逃逸，因此会有使光耦合器误点弧的问题。

另一方面，当使用自由磁化变压器而进行绝缘时，若是驱动变压器的MOS-FET106b的特性为相同，则能够将输入信号与绝缘驱动信号之间的相位差以及脉宽的偏移消除，除此之外，根据驱动变压器的MOS-FET106b的性能，能够流动更多的变压器的二次电流I2，因此有相较于光耦合器而抗噪声性为更高的优点。

然而，当使用自由磁化变压器时，存在下述的问题点。另外，图11(c)表示绝缘后的驱动信号波形。

(6)如图11(c-3)中所示，为了将励磁电流(I1的虚线以及斜线部分)重置，需要重置(RESET)期间，在重置期间中，会有MOS-FET106b的两端电压Vds产生浪涌电压的问题。

(7)由于重置期间，若是图11(b-1)、(b-2)中所示的输入信号S-A和输入信号S-B的占空比大而脉宽变得过大，则励磁电流的重置并不会被充分地进行，而有使变压器偏磁的问题。若是变压器偏磁，则有可能栅极驱动电路的MOS-FET产生破损。

(8)如图11(c-3)中的P所示，在将励磁电流重置之后，由于一次侧线圈的电流I1消失，因此，在重置期间后，由于因线圈的漏泄电感和漏泄寄生电容所产生的自我共振现象，有容易使噪声量Q乘载于绝缘后的绝缘驱动信号Siso上的缺点。绝缘驱动信号Siso的噪声量Q，有可能使高压侧开关元件101A和低压侧开关元件101B短路。

(9)在MOS-FET106b的两端电压Vds处所产生的浪涌电压，由于使驱动变压器106a的MOSFET的DS间的电压上升，因此，有必要将MOS-FET106b的耐压提高。一般而言，高耐压的MOS-FET，有开关速度变慢的倾向，因此，会有导致RF-MOS模块的驱动速度被限制为变压器驱动用的MOS-FET的速度的可能。

因此，在使用了自由磁化变压器的结构中，需要重置期间，并且由于在重置结束时所产生的自我共振现象而导致发生过大的电压，而有容易发生使开关元件的RF-MOS再度成为接通状态的误动作的问题。此倾向随频率变得越高，则会越显著。

本发明的目的在于解决上述的现有技术的问题点，在使用了变压器的绝缘电路结构中，不需要励磁电流的重置期间，就能够消除重置后的自我共振现象的产生。另外，目的在于抑制因自我共振现象所导致的噪声电流的发生，而抑制因噪声所导致的开关元件的误动作。

用于解决课题的手段

本申请发明，在基于高频信号进行的多个栅极电路的驱动中，在通过将由栅极驱动变压器所致的驱动用输入信号进行绝缘的结构中，使栅极驱动变压器的一次侧线圈中所流动的励磁电流交替地在两方向上而无断续地始终流动，而不需要起因于仅使励磁电流在单方向上流动的重置期间，并且消除重置后的自我共振现象的产生。通过不使自我共振现象产生，而抑制自我共振现象所导致的噪声电流的发生，并能够抑制噪声所导致的开关元件的误动作。

本申请发明，能够设为装置的形态以及方法的形态。另外，以下，基于图1～图3中所示的元件符号进行说明。

〔装置的形态〕

在装置的形态中，本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路，由彼此绝缘的高频信号来驱动多个栅极电路。

高频绝缘栅极驱动电路，具备输入信号形成电路和栅极驱动变压器以及电流-电压转换电路。

(输入信号形成电路)

输入信号形成电路输出相同占空比并且彼此相位偏移的互补的电压信号的2个输入信号(S)。2个输入信号具备彼此的相的电压为高电位与低电位的互补关系的互补电位期间、和彼此的相的电压为相同电位的同电位期间。2个输入信号的各电位以时间序列交替地进行高电位和低电位切换。

输入信号形成电路的一个形态具备形成高频脉冲信号(PS)的脉冲信号形成电路(11)、和基于高频脉冲信号的二值而输出高电位或低电位的输入信号(S)的2个栅极驱动变压器驱动元件(12)。

输入形成信号电路的其他方式具备形成高频脉冲信号的控制电路(13)，并具备基于控制电路(13)所形成的高频脉冲信号的二值信号，而输出高电位或低电位的输入信号(S)的2个栅极驱动变压器驱动元件(12)。

在高电位以及低电位的输入信号的一个方式中，高压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于电源电压而形成高电位的输入信号，低压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于接地电压或包含零电压的基准电压而形成低电位的输入信号。另外，实际的栅极驱动变压器驱动元件由于在元件内存在有电压下降，因此将减去了电压下降量之后的电压作为输入信号而形成。

另外，在高电位以及低电位的输入信号的其他方式中，高压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于正的电源电压而形成高电位的输入信号，低压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于负的电源电压而形成低电位的输入信号。

(栅极驱动变压器)

栅极驱动变压器(20)在一次侧线圈的两端的各输入端子连接有输入信号形成电路的各相的输出端子。栅极驱动变压器输入输入信号(S)，并形成与该输入信号绝缘的信号。

本申请发明所具备的栅极驱动变压器在施加给一次侧线圈的两端的2个输入信号(S)中，具备彼此的相的电压为高电位与低电位的互补关系的互补电位期间、和彼此的相的电压为相同电位的同电位期间。在栅极驱动变压器(20)的一次侧线圈中，在互补电位期间流动励磁电流(im)以及负载电流(iL)，在同电位期间流动励磁电流(im)。由此，在一次侧线圈中，在全部期间均始终流动有励磁电流(im)。

关于励磁电流(im)，通过互补电位期间的高电位和低电位的关系以时间序列交替，一次侧线圈的电流方向会反转，因此，能够成为不需要用于将励磁电流重置的重置期间。

另外，在同电位期间，一次侧线圈中流动励磁电流，因此能够抑制自我共振现象所导致的噪声电流的发生。

本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路所具备的栅极驱动变压器，由于一次侧线圈在全部期间中始终流动有励磁电流(im)，因此，线圈始终保持在被磁化的状态。在被用于现有技术的绝缘电路中的自由磁化变压器中，在励磁电流被重置之后，存在不会流动励磁电流的期间，在此期间中，线圈的磁通量状态为不会被栅极驱动变压器电路所控制的自由的状态，在此期间中，会有因自我共振现象而导致产生噪声电流的情况。相对于此，本申请发明的栅极驱动变压器，由于通过栅极驱动变压器电路而在一次侧线圈中始终流动有励磁电流，因此，线圈的磁通量状态成为由栅极驱动变压器电路控制的所谓被约束的状态。因此，此处，相对于现有技术的自由磁化变压器而将本申请发明所具备的栅极驱动变压器称作约束磁化变压器。

(电流-电压转换电路)

电流-电压转换电路(30)在输入端子处连接有栅极驱动变压器(20)的输出端子，并将在栅极驱动变压器的二次侧线圈中流动的二次电流进行电流-电压转换，将所得到的绝缘驱动信号(Siso)输出至栅极电路。

本申请发明的电流-电压转换电路(30)能够是将并联连接电阻和整流二极管而成的第1并联电路和第2并联电路串并联连接的结构。

第1并联电路在栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧处，将整流二极管以使正向成为栅极电路的方向的方式串联连接。另一方面，第2并联电路，在栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧和卷绕结束侧之间，将整流二极管以使正向成为栅极电路的输入端的方向的方式并联连接。

本申请发明的电流-电压转换电路通过在第1并联电路中串联连接的电阻、以及在第2并联电路中并联的电阻，将在栅极驱动变压器的二次侧线圈中流动的电流进行电流-电压转换而转换成电压，并且能够通过并联连接于各电阻上的整流二极管的整流作用，而整流为朝向栅极驱动电路侧方向的电流方向。第1并联电路及/或第2并联电路可设为将电容器作并联连接的结构。

本申请发明的电流-电压转换电路能够设为多个形态。

电流-电压转换电路的第1形态，通过第1并联电路的电阻的电阻值和第2并联电路的电阻的电阻值，将从栅极驱动变压器观察输出侧时的输入阻抗调整为恒定值。通过将第1并联电路的电阻的电阻值和第2并联电路的电阻的电阻值设为同等的值，能够将从栅极驱动变压器观察输出侧时的阻抗始终设为恒定。另外，此处，同等的电阻值并不被限定于同一的电阻值，而包含有容许量的电阻值。

电流-电压转换电路的第2形态，将第1并联电路的电阻的电阻值和第2并联电路的电阻的电阻值，以成为与栅极驱动变压器和电流-电压转换电路之间的传输线路的特性阻抗相同的方式来选择。若依据第2形态，则能够将被输入至栅极驱动变压器的一次侧的输入信号无变形地作为绝缘驱动信号而传输至栅极驱动电路。

电流-电压转换电路的第3形态，在栅极驱动变压器的一次侧或二次侧具备共模变压器，并使共模变压器的特性阻抗与栅极驱动变压器和电流-电压转换电路之间的传输线路的特性阻抗相匹配。若依据第3形态，则通过共模变压器，来阻止透过栅极驱动变压器的一次侧线圈和二次侧线圈之间的寄生电容而逃逸的在同方向上流动的共模噪声电流，而能够将变位电压的影响降低。

(电路结构的形态)

本申请发明的栅极电路，能够由开关元件、和驱动开关元件的栅极驱动电路，来构成高频开关模块。

栅极驱动电路，通过从电流-电压转换电路所输出的绝缘驱动信号(Siso)来进行开关元件的接通/切断控制。在该接通/切断控制中，可将高频开关模块作为单位来进行控制。

本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路可由全桥或半桥来构成。构成桥的单位，除了栅极电路之外，亦可设为高频开关模块。

当将栅极电路作为桥的构成单位时，在对于负载施加高电压的高电压栅极电路和对于负载施加低电压的低电压栅极电路的各输入端分别连接高频绝缘栅极驱动电路。

当将高频开关模块作为桥的构成单位时，在高压侧的高频开关模块和低压侧的高频开关模块的各输入端分别连接电流-电压转换电路。

〔方法的形态〕

本申请发明的栅极电路驱动方法，是将多个栅极电路以彼此绝缘的多个高频信号来驱动的方法，其特征为，对于栅极驱动变压器(20)的一次侧线圈的两端的各输入端子，而施加2个输入信号(S)，该2个输入信号(S)，为相同占空比并且彼此相位偏移的互补的电压信号，并通过将各电位以时间序列在高电位和低电位交替切换，而具备彼此的相电压为高电位和低电位的互补关系的互补电位期间、以及彼此的相电压为相同电位的同电位期间，在栅极驱动变压器(20)的一次侧线圈中，在互补电位期间流过励磁电流以及负载电流，在同电位期间流过励磁电流，将在栅极驱动变压器(20)的二次线圈中流过的二次电流进行电流-电压转换而得的绝缘驱动信号(Siso)输入到栅极电路，通过绝缘驱动信号(Siso)来驱动栅极电路。

若依据本申请发明的栅极电路驱动方法，则施加在一次侧线圈的两端的2个输入信号(S)中，具备彼此的相的电压为高电位与低电位的互补关系的互补电位期间、和彼此的相的电压为相同电位的同电位期间，在栅极驱动变压器(20)的一次侧线圈中，在互补电位期间流动励磁电流(im)以及负载电流(iL)，在同电位期间流动励磁电流(im)。通过该励磁电流的流动，一次侧线圈在全部期间中流动有励磁电流(im)。

励磁电流(im)，通过互补电位期间中的高电位和低电位的关系以时间序列交替，一次侧线圈的电流方向反转，因此，能够不需要用于将励磁电流重置的重置期间。另外，在同电位期间在一次侧线圈流动励磁电流，由此能够抑制自我共振现象所导致的噪声电流的发生。

在本申请发明的栅极电路驱动方法中，通过连接于栅极驱动变压器(20)的二次侧线圈上的电流-电压转换电路(30)，来进行电流-电压转换。

电流-电压转换电路通过将第1并联电路和第2并联电路串并联连接而构成，该第1并联电路和第2并联电路分别通过将电阻和整流二极管并联连接而成，第1并联电路为电阻和整流二极管的并联连接电路，并在栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧将整流二极管的正向朝向上述栅极电路串联连接，第2并联电路为电阻和整流二极管的并联连接电路，并在栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧和卷绕结束侧之间，将整流二极管的正向朝向栅极电路的输入端而并联连接，将此第1并联电路和第2并联电路串并联连接，而构成电流-电压转换电路，并与栅极驱动变压器(20)的二次侧线圈连接。

在输入信号(S)的差电压相对于第1并联电路的整流二极管的正向而为负电压的期间，将绝缘驱动信号(Siso)的电位通过第2并联电路的整流二极管来以与正向电压量相对应的量而朝向逆方向偏压。

在输入信号(S)的差电压相对于第1并联电路的整流二极管的正向为负电压的期间，第1并联电路的输入侧为低电位，经由第2并联电路连接的第1并联电路的输出侧成为高电位，相当于对于电流-电压转换电路而施加了负电压的负电压期间。

即使当输入信号中产生有噪声量而绝缘驱动信号有所变动的情况下，由于栅极驱动电路的MOS-FET的输入端电压以与栅极驱动电路的整流二极管的正向电压量相对应的量而被朝向反方向偏压，因此误动作被防止，能够防止由栅极驱动电路进行接通/切断控制的开关元件的RF-MOS同时成为接通状态而高压侧的开关元件和低压侧的开关元件彼此短路的情形。

在本申请发明的栅极电路驱动方法中，2个输入信号的生成能够使用2个栅极驱动变压器驱动元件来进行，对于一个栅极驱动变压器驱动元件施加二值的高频脉冲信号(PS)的高电位的信号而生成高电位的输入信号(S)，对于另外一个栅极驱动变压器驱动元件施加二值的高频脉冲信号(PS)的低电位的信号而生成低电位的输入信号(S)。

将通过栅极驱动变压器的绝缘作用以及电流-电压转换而根据输入信号(S)得到的绝缘驱动信号(Siso)，输入至栅极驱动电路，并通过栅极驱动电路而生成驱动电压，并通过所生成的驱动电压来进行栅极电路的开关元件的接通/切断控制。

绝缘驱动信号的占空比可通过变更2个输入信号(S)间的相位差来调整。该占空比调整可在全部期间将阻抗维持于低阻抗的状态下来进行。

发明效果

如上所述，根据本发明，在使用了栅极驱动变压器的绝缘电路中，能够不需要励磁电流的重置期间，就能够防止重置后的自我共振现象的发生。另外，通过始终流动励磁电流，来抑制自我共振现象所导致的噪声的发生，能够抑制开关元件的误动作。

本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路以及栅极电路驱动方法适用于在光耦合器以及自由磁化变压器方式中难以应对的1MHz～100MHz频带的高频，能够适用在输出1MHz～100MHz的高频电力的高频放大装置中。

附图说明

图1是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的概略构成的图。

图2是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的一构成例的图。

图3是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的电流以及电压状态的图。

图4是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的励磁电流(im)的流动的图。

图5是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的励磁电流(im)的流动的图。

图6是用于说明电流-电压转换电路的逆偏压效果以及绝缘驱动信号的脉宽调整的图。

图7是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的其他构成例的图。

图8是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的栅极驱动变压器驱动元件的构成例的图。

图9是表示电力转换装置的构成例的图。

图10是表示使用了光耦合器的电路例的图。

图11是表示使用了栅极驱动变压器(脉冲变压器)的电路例的图。

具体实施方式

针对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路及栅极电路驱动方法，使用图1～图7来说明。

以下，使用图1来对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的概略构成进行说明，并使用图2～6对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的一构成例以及动作例进行说明，并使用图7对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的其他构成例进行说明，使用图8对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路所具备的栅极驱动变压器驱动元件的构成例进行说明。

(本申请发明的构成)

图1是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的概略构成的图，图1(a)表示在输入信号形成电路内生成用于形成输入信号的脉冲信号的构成，图1(b)表示从输入信号形成电路外导入用于形成输入信号的脉冲信号的构成。另外，图1表示具备2个开关元件的半桥电路的构成例，但是，亦可适用在具备4个的开关元件的全桥电路的构成例中。

在图1(a)、(b)所示的构成图中，半桥结构的开关电路将开关元件50A和50B串联连接而构成串联电路，并在串联电路的两端连接负载电源70。在开关元件的串联电路上并联连接2个电容器的串联电路，并在开关元件的串联电路的中点和电容器的串联电路的中点之间连接负载60。

开关元件50A、50B的驱动分别由栅极驱动电路40A、40B来进行。开关元件50(50A、50B)以及栅极驱动电路40(40A、40B)可作为高频开关模块2(2A、2B)而设为1个电路结构。在图1中表示将高频开关模块2以半桥来构成的例子，但是，亦可由全桥来构成。

在栅极驱动电路40(40A、40B)或高频开关模块2(2A、2B)上连接有高频绝缘栅极驱动电路1(1A、1B)。高频绝缘栅极驱动电路1(1A、1B)将绝缘驱动信号(Siso(Siso-A、Siso-B))输入至栅极驱动电路40(40A、40B)，并对开关元件50(50A、50B)进行接通/切断控制。输入信号形成电路10、栅极驱动变压器20、电流-电压转换电路30以及栅极驱动电路40构成开关元件驱动电路3(3A、3B)。开关元件50(50A、50B)的接通/切断控制切换负载电源70和负载60间的连接状态，切换施加于负载60处的电压状态。高频开关模块2A对于负载60施加高电压，高频开关模块2B对于负载60施加低电压。

高频绝缘栅极驱动电路1A对于高压侧的高频开关模块2A输入绝缘驱动信号(Siso-A)，高频绝缘栅极驱动电路1B对于低压侧的高频开关模块2B输入绝缘驱动信号(Siso-B)。

各高频绝缘栅极驱动电路1(1A、1B)具备栅极驱动变压器驱动元件12(12A、12B)、和栅极驱动变压器20(20A、20B)、以及电流-电压转换电路30(30A、30B)。

栅极驱动变压器驱动元件12(12A、12B)基于2个脉冲信号(PS-1、PS-2)生成2个输入信号(S-1、S-2)。所生成的2个输入信号(S-1、S-2)被施加于栅极驱动变压器20(20A、20B)。

输入信号(S)为相同占空比并且彼此相位偏移的互补的电压信号，并将各电位以时间序列在高电位和低电位交替切换，而切换彼此的相的电压为高电位和低电位的互补关系的互补电位期间和彼此的相的电压为相同电位的同电位期间。

输入信号(S)具备电位为相异的2种电压信号的输入信号(S-1)以及输入信号(S-2)，并被输入至栅极驱动变压器20的一次侧线圈的两端的各端。

栅极驱动变压器20(20A、20B)为用于将输入信号(S)和绝缘驱动信号(Siso)进行绝缘的绝缘元件，并由被称作脉冲变压器的高频变压器来构成。

栅极驱动变压器20根据输入信号(S-1)、(S-2)的电压信号而使一次侧线圈的电流状态改变，并从二次侧线圈流动与一次电流绝缘的二次侧电流。

本申请发明的栅极驱动变压器20对一次侧线圈的两端的各端分别输入输入信号(S-1)和输入信号(S-2)，并通过使该输入信号(S-1)以及(S-2)的电位的高低反转，而使一次侧线圈的励磁电流在每一周期反转，并成为不需要进行励磁电流的重置。另外，通过在一次侧线圈的两端的各端施加基于输入信号(S-1)以及(S-2)的电位的电压，而将一次线圈的两端始终保持于预定的电压状态，由此，使一次侧线圈的励磁电流始终流动，而抑制自由共振电流的发生。

脉冲信号(PS)，除了通过由脉冲信号形成电路11来形成以外，亦可从外部的控制电路13输入。图1(a)表示通过脉冲信号形成电路11来形成脉冲信号(PS)的例子，图1(b)表示从外部的控制电路13输入的例子。在图1(a)的构成例中，可通过脉冲信号形成电路和栅极驱动变压器驱动元件12来构成输入信号形成电路10。

图1(a)的高压侧的脉冲信号形成电路11A形成脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2这2个脉冲信号，并分别输入至2个栅极驱动变压器驱动元件12A1和栅极驱动变压器驱动元件12A2。另外，在低压侧，低压侧的脉冲信号形成电路11B形成脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2的2个脉冲信号，并分别输入至2个栅极驱动变压器驱动元件12B1和栅极驱动变压器驱动元件12B2。

在图1(b)所示的构成例中，控制电路13将脉冲信号PS-A1、PS-A2分别输入至高压侧的栅极驱动变压器驱动元件12A1、12A2，并将脉冲信号PS-B1、PS-B2分别输入至低压侧的栅极驱动变压器驱动元件12B1、12B2。

电流-电压转换电路30(30A、30B)将栅极驱动变压器20(20A、20B)的二次侧线圈的电流进行电压转换，形成绝缘驱动信号Siso(Siso-A、Siso-B)的电压信号，输出至栅极驱动电路40(40A、40B)。

(高频绝缘栅极驱动电路的构成例及动作例)

使用图2、图3，对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的一构成例以及本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的动作例进行说明。

图2是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的一构成例的图，图3是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的电流以及电压状态的图。

图2的结构例表示具备高压侧和低压侧的2个开关元件的半桥电路的结构。驱动高压侧的开关元件50Aa的高压侧的结构、和驱动低压侧的开关元件50Ba的低压侧的结构为相同的结构，因此，此处主要针对驱动高压侧的开关元件50Aa的结构进行说明。

开关元件50Aa由栅极驱动电路40Aa进行接通/切断控制。开关元件50Aa例如可由RF-MOSFET来构成，栅极驱动电路40Aa可由推挽结构的FET以及晶体管来构成。栅极驱动电路40Aa和开关元件50Aa，除了可作为高频开关模块2A而由1个元件来构成以外，亦可通过连接各元件的电路来构成。

构成输入信号形成电路10的栅极驱动变压器驱动元件12A具备2个驱动元件(12A1以及12A2)。栅极驱动变压器驱动元件12A1以及12A2如图8(a)中所示，具有以2个开关元件所构成的输出级的CMOS、TTL的元件、或者是由DriveIC的电路来构成。另外，开关元件由MOS(图8(b))或者晶体管(图8(c))构成。在串联连接的2个开关元件中，各开关元件的一个端部连接电源电压Vcc或接地电压，或者是连接正负的电源电压Vcc以及-Vcc，并将连接两开关元件的连接点作为输出级，而输出输入信号S。

在栅极驱动变压器驱动元件12A1以及12A2的各输入端从脉冲信号形成电路11输入脉冲信号PS-A1(图3(a))以及脉冲信号PS-A2(图3(b))。脉冲信号PS-A1以及脉冲信号PS-A2为对应于逻辑元件的控制信号"1"以及"0"的信号，栅极驱动变压器驱动元件12A1以及12A2基于脉冲信号PS的二值的值，而从输出级来选择电源电压Vcc、接地电压、基准电压或零电压、或者正的电源电压Vcc或负的电源电压-Vcc，而作为输入信号S来输出。

脉冲信号PS为相同占空比并且彼此相位偏移的互补的信号，若是将高电位设为"1"并将低电位设为"0"进行逻辑标记，则彼此的相的值，以时间序列在"0"和"1"的值之间切换，而切换彼此的相的值为例如一方为"0"而另外一方为"1"那样的互补关系的互补期间和彼此的相的值为例如双方均为"0"或"1"的相同值的同值期间。

输入信号S具备与脉冲信号PS的值相对应的电压值。因此，基于脉冲信号PS的值所形成的2个输入信号(S)具备与脉冲信号PS相同的信号波形，并为相同占空比并且彼此相位作偏移的互补的电压信号，并通过对于各电位以时间序列在高电位和低电位进行交替切换，而对彼此的相的电压为高电位和低电位的互补关系的互补电位期间和彼此的相的电压为相同电位的同电位期间进行切换。

从栅极驱动变压器驱动元件12A1以及12A2所输出的2个输出中，一个输出作为输入信号S-A1(图3(g))而被输入至栅极驱动变压器20A的一次侧线圈的一个端部，另外一个输出作为输入信号S-A2(图3(h))而被输入至栅极驱动变压器20A的一次侧线圈的另外个端部。

栅极驱动变压器20A的一次侧线圈20Aa的两端中，在一个端部被连接有栅极驱动变压器驱动元件12A1的输出端，在另一个端部被连接有栅极驱动变压器驱动元件12A2的输出端。

若是从栅极驱动变压器驱动元件12A1以及12A2输出电源电压Vcc或接地电压、或者正的电源电压Vcc或负的电源电压-Vcc，则在一次侧线圈20Aa的两端施加Vcc、-Vcc、0电压、或者2Vcc、-2Vcc、0的两端电压VT-A(图3(c))。另外，通过将正的电源电压以及负的电源电压分别设为Vcc/2以及-Vcc/2，能够将一次侧线圈20Aa的两端电压VT-A设为Vcc、-Vcc或者是0。通过对于一次侧线圈20Aa施加电压，在一次侧线圈20Aa中流动一次电流I1(图3(d))，在二次侧线圈20Ab中流动二次电流I2(图3(e))。

电流-电压转换电路30A由将电阻30Aa和整流二极管30Ab的第1并联电路与电阻30Ac和整流二极管30Ad的第2并联电路对二次侧线圈20Ab串并联连接所成的阻抗电路构成。此电流-电压转换电路30A根据二次电流I2的电流方向，将二次电流I2转换为正电压或负电压，并将所得到的电压作为绝缘驱动信号(Siso-A)输入至高频开关模块2A的栅极驱动电路40Aa。

当一次侧线圈20Aa的两端电压VT-A为正电压时，从栅极驱动变压器驱动元件12A1向栅极驱动变压器驱动元件12A2流动一次电流，当在二次侧线圈20Ab中以图2中箭头所示的方向上流动有二次电流I2时，通过电流-电压转换电路30A的第2并联电路中的电阻30Ac，而发生正电压的绝缘驱动信号(Siso-A)。

另一方面，当一次侧线圈20Aa的两端电压VT-A为负电压时，从栅极驱动变压器驱动元件12A2向栅极驱动变压器驱动元件12A1流动一次电流，当在二次侧线圈20Ab中与图2中的箭头相反的方向上流动有二次电流I2时，通过电流-电压转换电路30A的第2并联电路中的二极管30Ad，而发生负电压(-VF)的绝缘驱动信号(Siso)。

在上述记载中，虽对高压侧的构成进行了说明，但是，对低压侧的输入信号形成电路10B、栅极驱动变压器20B、电流-电压转换电路30B，亦为相同。(栅极驱动变压器的励磁电流)

接着，针对栅极驱动变压器的励磁电流，使用图3～5进行说明。图3(d)表示励磁电流im以及负载电流iL的一次电流I1，图4、5表示励磁电流im的流动的一例。另外，图4表示对栅极驱动变压器的一次侧线圈施加了电压Vcc和接地电压的例子，图5表示在栅极驱动变压器的一次侧线圈上施加了正的电压Vcc以及负的电压-Vcc的例子。

在图3(d)中，实线表示在负载电流iL上重叠了励磁电流im的一次电流I1，虚线表示励磁电流im，斜线部分表示负载电流iL。另外，图3中的"A"、"B"、"C"以及"D"，分别代表脉冲信号PS-A1为"1"而脉冲信号PS-A2为"0"的期间、脉冲信号PS-A1为"1"而脉冲信号PS-A2为"1"的期间、脉冲信号PS-A1为"0"而脉冲信号PS-A2为"1"的期间、脉冲信号PS-A1为"0"而脉冲信号PS-A2为"0"的期间。另外，图4以及图5的(a)～(d)表示对应于各期间"A"～"D"。期间"A"：

在期间"A"中，在栅极驱动变压器的一次侧线圈的两端间施加有正的Vcc(在图5中为2Vcc)的电压，并流动负载电流iL以及励磁电流im。励磁电流im在之前的期间"D"中，向负方向流动，并相对于施加电压而较迟地变动，因此，在此期间"A"中，从-im而上升至+im并朝向正方向流动。负载电流iL在一次侧线圈的两端电压为正的Vcc的期间流动。

在图4(a)、图5(a)中，在一次侧线圈中流动的一次电流I1为以实线所标示的电流，并为将负载电流iL和以虚线所标示的励磁电流im合计而得的电流。此时，在二次侧线圈中二次电流I2朝向箭头的方向流动，并通过并联连接的电阻Rg2进行电压转换，并将电压转换后的电压作为绝缘驱动信号Siso而输出。

期间"B"：

在期间"B"中，在栅极驱动变压器的一次侧线圈的两端子上施加电源电压。在此期间中，由于不存在一次侧线圈的两端子间的电压差，因此不流动负载电流iL。另一方面，励磁电流im在之前的期间"A"中朝向正的方向流动，而并不存在一次侧线圈的两端子间的电压差，因此，在此期间"B"中，成为线圈的磁化状态被保持的约束磁化状态，励磁电流被保持为期间"A"的结束时间点时的电流+im。

在图4(b)、图5(b)中，一次侧线圈的一次电流I1为以虚线所标示的励磁电流im。此时，在二次侧线圈中未流动二次电流I2，绝缘驱动信号Siso的输出为零电压。

期间"C"：

在期间"C"中，在栅极驱动变压器的一次侧线圈的两端间施加有负的-Vcc(在图5中为-2Vcc)的电压，流动负载电流iL以及励磁电流im。励磁电流im，在之前的期间"B"中被保持，在此期间"C"中，从保持状态的+im而减少并朝向负方向流动。负载电流iL在一次侧线圈的两端电压为负的-Vcc(在图5中为-2Vcc)的期间流动。

在图4(c)、图5(c)中，在一次侧线圈中流动的一次电流I1为将以实线所标示的负载电流iL和以虚线所标示的励磁电流im合计而得的电流。此时，在二次侧线圈中，二次电流I2朝向与期间"A"相反方向的箭头的方向流动，并通过串联连接的电阻Rg1被电压转换。此时，绝缘驱动信号Siso通过并联连接的整流二极管d2的正向电压而被逆偏压，输出逆偏压电压量的-VF。

期间"D"：

在期间"D"中，栅极驱动变压器的一次侧线圈的两端子被施加接地电压(在图5中为负电压)。在此期间中，由于不存在一次侧线圈的两端子间的电压差，因此并不流动负载电流iL。另一方面，励磁电流im，由于在之前的期间"C"中朝向负的方向流动，并不存在一次侧线圈的两端子间的电压差，因此，在此期间"D"中，成为线圈的磁化状态被保持的约束磁化状态，励磁电流被保持为期间"C"的结束时间点时的电流-im。

在图4(d)、图5(d)中，一次侧线圈的一次电流I1仅为以虚线所标示的励磁电流im。此时，在二次侧线圈中并未流动二次电流I2，绝缘驱动信号Siso的输出为零电压。

负载电流以及励磁电流的变动以上述的期间"A"～"D"作为1个周期而反复，在一次侧线圈中始终流动有励磁电流。由此，在全部期间，栅极驱动变压器的线圈的磁通量状态被维持于通过励磁电流控制的约束磁化状态，栅极驱动变压器始终以低阻抗状态而在全部期间被驱动。

以下的表，表示期间"A"～"D"的状态变化。表1，表示输入信号S-1、S-2为Vcc以及接地电压的例子，表2表示输入信号S-1、S-2为Vcc以及-Vcc的例子。

[表1]

[表2]

(高频绝缘栅极驱动电路的功能)

接着，针对本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路的作用，使用图6以及图7进行说明。本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路，发挥有由电流-电压转换电路产生的逆偏压效果的作用、由2个输入信号(S)间的信号延迟(相位差)产生的绝缘驱动信号的脉宽调整的作用、防止开关元件间的短路、以及整合阻抗的作用。

在图6中，图6(a)以及图6(b)表示高压侧的脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2。

脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2为相同占空比并且彼此相位偏移的互补的信号，若是将高电位设为"1"，将低电位设为"0"进行逻辑标记，则以时间序列交替切换"1"和"0"，而对一个为"0"而另外一个为"1"的彼此为互补关系的互补期间和双方均为"0"或"1"的同值期间进行切换。另外，此处，表示占空比为50％的例子，但是，占空比并不被限定于50％。

在脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2之间有相位差，相对于脉冲信号PS-A1，脉冲信号PS-A2存在因delayD-A的量的信号延迟所致的相位差。由该相位差，脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2具备一方为"0"而另外一方为"1"的彼此为互补关系的互补期间、和双方均为"0"或"1"的同值期间。

通过脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2间的相位差，高压侧的栅极驱动变压器的一次侧线圈的电压VT-A成为图6(e)中所示的波形，高压侧的绝缘驱动信号Siso-A成为图6(g)中所示的电压波形。

另外，图6(c)以及图6(d)表示低压侧的脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2。

在脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2之间，有与脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2相同的关系，脉冲信号PS-B2相对于脉冲信号PS-B1而存在因delayD-B的量的信号延迟所致的相位差。根据该相位差，低压侧的栅极驱动变压器的一次侧线圈的电压VT-B成为图6(f)中所示的波形，低压侧的绝缘驱动信号Siso-B成为图6(h)中所示的电压波形。

·电流-电压转换电路的逆偏压效果：

图6(g)中所示的高压侧的绝缘驱动信号Siso-A，在期间C由电流-电压转换电路的整流二极管的正向电压而被逆偏压并成为负电压-VF。另一方面，图6(h)中所示的低压侧的绝缘驱动信号Siso-B，在期间A由电流-电压转换电路的整流二极管的正向电压而被逆偏压并成为负电压-VF。

通过将高压侧的绝缘驱动信号Siso-A以及低压侧的绝缘驱动信号Siso-B的电压朝向负方向而偏压为负电压-VF，驱动栅极驱动电路40的信号电平朝向负方向被偏压。通过使信号电平朝向负方向被偏压，即使在绝缘驱动信号Siso-A以及绝缘驱动信号Siso-B上重叠有噪声量，而驱动栅极驱动电路40的信号电平有所变动时，亦能够防止电压上升直至使栅极驱动电路40为接通状态，因此，能够防止栅极驱动电路40的误动作。

·绝缘驱动信号的脉宽调整：

图6(g)表示高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)，图6(h)表示低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)。

高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)的脉宽PW-A与由高压侧的脉冲信号PS-A1(图6(a))和脉冲信号PS-A2(图6(b))之间的延迟量delayD-A所致的相位差相对应。因此，可通过变更高压侧的脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2之间的相位差的宽度(delayD-A)，来调整脉宽PW-A。

高压侧的脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2之间的相位差的宽度(delayD-A)为与脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2的占空比以及低压侧的脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2的占空比彼此独立的参数，因此，该脉宽PW-A的调整可不变更脉冲信号PS-A1～PS-B2的占空比地进行。

另外，低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)的脉宽PW-B与由低压侧的脉冲信号PS-B1(图6(c))和脉冲信号PS-B2(图6(d))之间的延迟量delayD-B所致的相位差相对应，可通过变更低压侧的脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2之间的相位差的宽度(delayD-B)，来调整脉宽PW-B。

低压侧的脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2之间的相位差的宽度(delayD-B)为与脉冲信号PS-B1和脉冲信号PS-B2的占空比以及高压侧的脉冲信号PS-A1和脉冲信号PS-A2的占空比彼此独立的参数，因此，该脉宽PW-B的调整可不变更脉冲信号PS-A1～PS-B2的占空比地进行。

·防止开关元件间的短路：

在图6(a)～图6(d)中，通过脉冲信号PS-A2的下降沿和脉冲信号PS-A1的上升沿之间以及脉冲信号PS-B2的上升沿和脉冲信号PS-B1的下降沿之间设置时间宽度，在高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)(图6(g))和低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)(图6(h))之间设置死区时间(dead time)T1。在该死区时间T1的期间，高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)和低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)均为信号电平为低的状态，高压侧的开关元件以及低压侧的开关元件的双方的开关元件均成为非导通状态。

死区时间T1的期间，对应于从低压侧的开关元件的导通状态切换至高压侧的开关元件的导通状态的时间点，而能够防止因将双方的开关元件设为非导通状态而导致的开关元件间的短路。

另外，通过脉冲信号PS-A2的上升沿和脉冲信号PS-A1的下降沿之间以及脉冲信号PS-B2的下降沿和脉冲信号PS-B1的上升沿之间设置时间宽度，而在高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)(图6(g))和低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)(图6(h))之间设置死区时间(deadtime)T2。在该死区时间T2的期间中，高压侧的绝缘驱动信号(Siso-A)和低压侧的绝缘驱动信号(Siso-B)均为信号电平为低的状态，高压侧的开关元件以及低压侧的开关元件的双方的开关元件均成为非导通状态。

死区时间T2的期间，对应于从高压侧的开关元件的导通状态切换至低压侧的开关元件的导通状态的时间点，能够防止因将双方的开关元件设为非导通状态所导致的开关元件间的短路。

该死区时间的期间，相当于保持励磁电流而使电流不断地持续流动的区间。

·阻抗整合：

图7是用于说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路中的阻抗整合的图。

阻抗整合，可通过基于电流-电压转换电路的电阻调整的形态和基于共模变压器的形态来进行。

电流-电压转换电路30A、30B，如图2中所示，具备串联连接的第1并联电路和并联连接的第2并联电路。通过将第1并联电路的电阻的电阻值Rg1和第2并联电路的电阻的电阻值Rg2设为同一的电阻值，能够将从栅极驱动变压器观察时的阻抗始终保持为恒定。

另外，通过以使传输线路80的特性阻抗Rline、第1并联电路的电阻的电阻值Rg1以及第2并联电路的电阻的电阻值Rg2成为相同的方式进行选择，能够将被输入至栅极驱动变压器的一次侧的输入信号(S)无变形地作为绝缘驱动信号(Siso)而传输。

在图7中，在与高频绝缘栅极驱动电路的栅极驱动变压器的二次侧线圈的两端连接的2根传输线路80处设置有共模变压器81A、81B。共模变压器81A、81B，相对于2根传输线路80而将导线的卷绕方向设为同一方向，并对于共模电流而作为电感来起作用且对于差动器电流而并不作为电感来起作用，由此作为对于共模的噪声电流的噪声滤波器而起作用。由此，能够降低经由栅极驱动变压器的一次侧和二次侧之间的寄生电容而从一次侧通过至二次侧的变位电压的影响。

共模变压器81A、81B，除了如图7中所示的构成例那样，设置在栅极驱动变压器的二次侧以外，亦可采用设置在栅极驱动变压器的一次侧的结构以及设置在栅极驱动变压器的一次侧和二次侧的双方的结构。

使用图8，说明本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路所具备的栅极驱动变压器驱动元件的构成例。

如图8(a)、(b)、(c)中所示，通过将MOS-FET或晶体管等开关元件2个串联连接所成的CMOS或TTL或DriveIC来构成。当在栅极驱动变压器中流动大电流时，可设为将多个驱动栅极驱动变压器驱动元件并联连接的结构。开关元件，并不被限定于MOS-FET，而亦可使用J-FET(耦合型FET)。

图8(b)、(c)表示将栅极驱动变压器驱动元件并联连接的结构，图8(b)表示作为栅极驱动变压器驱动元件而使用MOS-FET的结构，图8(c)表示作为开关元件而使用晶体管的电路构成例。

另外，在上述实施方式以及变形例中的记述内容，仅为本发明的高频绝缘栅极驱动电路以及栅极电路驱动方法的一例，本发明并不被限定于各实施方式，而能够基于本发明的要旨来进行各种的变形，并且也不应将这些从本发明的范围中排除。

[工业上的可利用性]

本申请发明的高频绝缘栅极驱动电路以及栅极电路驱动方法，可适用在逆变器等电力转换装置中。

【符号说明】

1、1A、1B：高频绝缘栅极驱动电路

2、2A、2B：高频开关模块

3、3A、3B：开关元件驱动电路

10、10A、10B：输入信号形成电路

11、11A、11B：脉冲信号形成电路

12：栅极驱动变压器驱动元件

12A、12B：栅极驱动变压器驱动元件

12A1、12A2、12B1、12B2：栅极驱动变压器驱动元件

13：控制电路

20、20A、20B：栅极驱动变压器

20Aa：一次侧线圈

20Ab：二次侧线圈

30、30A、30B：电流-电压转换电路

30Aa：电阻

30Ab：整流二极管

30Ac：电阻

30Ad：整流二极管

40、40A、40B、40Aa、40Ba：栅极驱动电路

50、50A、50B、50Aa、50Ba：开关元件

60：负载

70：负载电源

80：传输线路

81A、81B：共模变压器

101、101A、101B、101C、101D：开关元件

102、102A、102B、102C、102D：栅极驱动电路

103：驱动电源

104：负载

105：绝缘元件

105A、105B：光耦合器

106、106A、106B：自由磁化变压电路

106a：变压器

106b：FET

106c：重置电路

106d：整流电路

Ciso：寄生电容

I1：一次电流

I2：二次电流

iL：负载电流

im：励磁电流

PS：脉冲信号

PS-A1、PS-A2、PS-B1、PS-B2：脉冲信号

PW-A、PW-B：脉宽

Rg1：电阻

Rg2：电阻

Rline：特性阻抗

S、S-A、S-B、S-A1、S-A2、S-B1、S-B2：输入信号

Siso、Siso-A、Siso-B：绝缘驱动信号

T1、T2：死区时间

Vcc：电源电压

Vds：两端电压

VT-A、VT-B：两端电压。

Claims (18)

1.一种高频绝缘栅极驱动电路，是以彼此绝缘的高频信号来驱动多个栅极电路的电路，其特征在于，具备：

输入信号形成电路，其输出2个输入信号，该2个输入信号是以相同占空比、且彼此相位偏移的互补的电压信号，并且是通过将各电位以时间序列在高电位和低电位交替切换而具备彼此的相电压为高电位和低电位的互补关系的互补电位期间、以及彼此的相电压为高电位的相同电位和低电位的相同电位的同电位期间的信号；

栅极驱动变压器，其在一次侧线圈的两端的各输入端子上连接有上述输入信号形成电路的各相的输出端子；和

电流-电压转换电路，其在输入端子上连接有上述栅极驱动变压器的输出端子，并向上述栅极电路输出将上述栅极驱动变压器的二次侧线圈中流动的二次电流进行电流-电压转换而得的绝缘驱动信号，

上述输入信号形成电路针对上述栅极驱动变压器的一次侧线圈，在上述互补电位期间使励磁电流以及负载电流流过，在上述同电位期间使励磁电流流过，

上述电流-电压转换电路在上述互补电位期间，将上述二次电流转换为正电压以及负电压，向上述栅极电路交替地施加正电压和负电压的绝缘驱动信号。

2.根据权利要求1所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述电流-电压转换电路，是将第1并联电路和第2并联电路串联连接而成的结构，该第1并联电路和第2并联电路是分别将电阻和整流二极管并联连接而成的结构，

上述第1并联电路在上述栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧，将整流二极管的正向朝向上述栅极电路而串联连接，

上述第2并联电路在上述栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧和卷绕结束侧之间，将整流二极管的正向朝向上述栅极电路的输入端而并联连接。

3.根据权利要求2所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述第1并联电路及/或上述第2并联电路将电容器并联连接。

4.根据权利要求2所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

在上述电流-电压转换电路中，关于上述第1并联电路的电阻的电阻值和上述第2并联电路的电阻的电阻值，将从上述栅极驱动变压器观察时的输入阻抗调整为预定值。

5.根据权利要求4所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述第1并联电路的电阻的电阻值和上述第2并联电路的电阻的电阻值，是包含同一电阻以及容许量的同等的电阻值。

6.根据权利要求4所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述第1并联电路的电阻的电阻值和上述第2并联电路的电阻的电阻值与栅极驱动变压器和电流-电压转换电路之间的传输线路的特性阻抗相同。

7.根据权利要求1～6中任一项所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

在上述栅极驱动变压器的一次侧或二次侧具备共模变压器，上述共模变压器的特性阻抗与栅极驱动变压器和电流-电压转换电路之间的传输线路的特性阻抗相同。

8.根据权利要求1～6中任一项所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述输入信号形成电路具备：

形成高频脉冲信号的脉冲信号形成电路；

基于上述高频脉冲信号的高电位信号和低电位信号的二值信号，输出高电位或低电位的输入信号的2个栅极驱动变压器驱动元件。

9.根据权利要求1～6中任一项所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

该高频绝缘栅极驱动电路具备形成高频脉冲信号的控制电路，

上述输入信号形成电路具备基于上述控制电路形成的高频脉冲信号的高电位信号和低电位信号的二值信号，输出高电位或低电位的输入信号的2个栅极驱动变压器驱动元件。

10.根据权利要求1～6中任一项所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述栅极电路由开关元件、和驱动该开关元件的栅极驱动电路的高频开关模块构成，

上述栅极驱动电路根据从上述电流-电压转换电路输出的绝缘驱动信号来进行上述开关元件的接通/切断控制。

11.根据权利要求1～6中任一项所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

上述多个栅极电路由对负载施加高电位的高压侧栅极电路和对负载施加低电位的低压侧栅极电路的全桥或半桥构成，

在高压侧栅极电路以及低压侧栅极电路的各输入端分别连接有高频绝缘栅极驱动电路。

12.根据权利要求8所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

高压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于电源电压而形成上述高电位或低电位的输入信号，

低压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于接地电压或包含零电压的基准电压而形成上述高电位或低电位的输入信号。

13.根据权利要求8所述的高频绝缘栅极驱动电路，其特征在于，

高压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于正的电源电压而形成上述高电位或低电位的输入信号，

低压侧的栅极驱动变压器驱动元件基于负的电源电压而形成上述高电位或低电位的输入信号。

14.一种栅极电路驱动方法，以彼此绝缘的多个高频信号来驱动多个栅极电路，其特征为：

对栅极驱动变压器的一次侧线圈的两端的各输入端子施加2个输入信号，该2个输入信号是以相同占空比、且彼此相位偏移的互补的电压信号，并且是通过将各电位以时间序列在高电位和低电位进行交替地切换而具备彼此的相电压为高电位和低电位的互补关系的互补电位期间、以及彼此的相电压为高电位的相同电位和低电位的相同电位的同电位期间的信号，

在上述栅极驱动变压器的一次侧线圈中，在上述互补电位期间流动励磁电流和负载电流，在上述同电位期间流动励磁电流，

在上述互补电位期间，将上述栅极驱动变压器的二次侧线圈中流动的二次电流转换为正电压以及负电压，向上述栅极电路交替地施加正电压和负电压的绝缘驱动信号，

通过上述绝缘驱动信号来驱动上述栅极电路。

15.根据权利要求14所述的栅极电路驱动方法，其特征在于，

通过与上述栅极驱动变压器的二次侧线圈连接的电流-电压转换电路进行电流-电压转换，该电流-电压转换电路通过将分别并联连接电阻和整流二极管而成的第1并联电路和第2并联电路串联连接来构成，

上述第1并联电路是在上述栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧，将电阻和整流二极管并联连接的电路，即将整流二极管的正向朝向上述栅极电路而串联连接，上述第2并联电路是在上述栅极驱动变压器的二次侧线圈的卷绕起始侧和卷绕结束侧之间，将电阻和整流二极管并联连接的电路，即将整流二极管的正向朝向上述栅极电路的输入端而并联连接，

在上述输入信号的差电压相对于上述第1并联电路的整流二极管的正向为负电压的期间，通过上述第2并联电路的整流二极管使上述绝缘驱动信号的电位向反方向偏压正向电压的量。

16.根据权利要求14或15所述的栅极电路驱动方法，其特征在于，

输入信号形成电路具备2个栅极驱动变压器驱动元件，

对一个栅极驱动变压器驱动元件施加高频脉冲信号的高电位的信号而生成高电位的输入信号，

对另外一个栅极驱动变压器驱动元件施加高频脉冲信号的低电位的信号而生成低电位的输入信号。

17.根据权利要求15所述的栅极电路驱动方法，其特征在于，

从上述电流-电压转换电路输出的绝缘驱动信号，通过上述栅极电路所具备的栅极驱动电路来生成驱动电压，并根据该驱动电压而进行上述栅极电路所具备的开关元件的接通/切断控制。

18.根据权利要求14或15所述的栅极电路驱动方法，其特征在于，

根据上述2个输入信号间的相位差来调整绝缘驱动信号的占空比。