JP2011528794A - 電気的な負荷をシミュレーションするための回路 - Google Patents

Abstract

高い電力変換を伴う大きい負荷をシミュレートすることが本願発明において、次のことによって可能になる。すなわち、ブリッジ横方向分路（１２）内に制御可能な電圧源（１３）と有効インダクタンス（１４）が設けられ、実電流ｉ_ｉｓｔが、制御可能な電圧源に作用する電流制御ユニット（１５）によって、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値になるまで調整されることによって、高い電力変換を伴う大きい負荷をシミュレートすることが可能になる。

Description

本発明は、テスト回路の接続端子で電気的な負荷をシミュレーションするための回路に関する。ここでこのテスト回路は少なくとも１つの第１のスイッチと第２のスイッチとを有している。ここで回路は第３のスイッチおよび第４のスイッチを有している。テスト回路の第１のスイッチと第２のスイッチは、共通の第１の内側接続点を介して、テスト回路のこの接続端子と接続される。第３のスイッチと第４のスイッチは、共通の第２の内側接続点を介して相互に接続されている。第１のスイッチと第３のスイッチは、第１の外側接続点を介して相互に接続されており、第２のスイッチは第４のスイッチと、第２の外側接続点を介して相互に接続されている。従って、第１のスイッチ、第２のスイッチ、第３のスイッチおよび第４のスイッチは、Ｈブリッジ回路を構成している。第１の外側接続点と第２の外側接続点には電圧源によって供給電圧Ｕ_Ｂが印加され、テスト回路を流れる実電流ｉ_ｉｓｔは、この接続端子と第２の接続点との間に構成されているブリッジ横方向分路を介して流れる。ここでこのブリッジ横方向分路内に有効インダクタンスが設けられている。

電気的な負荷をシミュレートするこのような回路は以前から知られており、この回路はしばしば、テストされるべき回路（テスト回路と称する）が、自身の機能性に関して検査されるべき場合に使用される。この際にテスト回路を、「実際の」作動環境にもっていく必要はない。

典型的な使用領域は例えば、シミュレータ−テスト環境−であり、これはパワー電子インタフェースを有する制御機器を検査する。ここでこの制御機器、例えばモータ制御機器は、テスト回路を形成する。ここでこれは、制御機器が所望のように反応するか否かを検査するのに有効である。すなわち、制御機器が特定の、（自身のインタフェースを介して受信された）状態量に、（自身のインタフェースを介して送出される）出力量の適切な出力によって反応するか否かを検査するのに有効である。このために、この種のテスト回路の関連する周辺環境が完全に、または部分的にシミュレートされる。モータ制御機器の場合、例えば、Ｉ／Ｏインタフェースを有する１つのシミュレーション計算機または複数のシミュレーション計算機を用いて、駆動制御されるべきモータが（全部または部分的に）シミュレートされる。このために、まずはモータが数学的にマッピングされる。これは、モータの特性データおよび状態量を相互に、計算可能な関係にあらわす。制御機器からの、（シミュレートされる）モータに作用する量（調整信号）が、シミュレーション計算機によって、Ｉ／Ｏインタフェースを介して受信され、このシミュレーション計算機上で、殊に、この情報に基づいて、数学的なモデルによって、（シミュレートされる）モータの状態量が計算される。特定の状態量は通常は、１つないし複数のＩ／Ｏインタフェースを介して、モータ制御機器に再び供給される。これは状態量が、入力量としてモータ制御機器によって要求される限りである。このような手法は、非常に一般的に、以下のような格別な利点をもたらす。すなわち、僅かなコストだけで、多様なテストケースを検査することができ、制御機器（例えば種々の駆動ユニット）の変化する周辺環境もシミュレートすることができる、という利点をもたらす。

テスト回路のこのようなシミュレータ（以降では、モータ制御機器の例において）は、小さい信号領域内の信号のみを得るのではなく、テスト回路がパワー電子出力側を有している場合には、電気的な大きい信号も得ることが明らかである。これは例えば、電気的駆動部の駆動制御の場合である。

実際には、電気的負荷をシミュレーションする既知の回路はしばしば次のように作動される。すなわち、テスト回路の出力側での電圧（すなわち、例えばモータ制御機器のパワー部分の出力側での電圧）が測定技術によって検出され、シミュレートされるべきモータの数学的なモデルにおいて、相応する（モータ）電流が計算される。この電流は、テスト回路の接続端子を介して、モータの動作データを考慮して流されなければならない。さらにこの目標電流値が電流制御ユニットに伝達される。この電流制御ユニットは次に、求められた目標電流をできるだけリアルタイムに、回路の適切な駆動制御によって、テスト回路の接続端子にセットする。

ＷＯ２００７／０４２２８Ａ１号から、例えば、電気的なエネルギー蓄積部としてコイルが使用されている回路が既知である。このコイルは、シミュレートされるべき電気モータの巻き線のインダクタンスよりも格段に低いインダクタンスを有している。通常は、電気モータを駆動制御するために複数の接続端子が必要である。なぜなら、大きい出力を有するこのような駆動部は、多相（主に三相）で駆動制御されるべきだからである。テスト回路の接続端子には、典型的にパルス幅変調（ＰＷＭ）された電圧信号が印加される。そのクロック周期を介して、この接続端子に、時間的に平均して印加される電圧が調整される。コイルは自身の別の接続端子で、ハーフブリッジを介して、２つの補助電圧源と接続される。従って、ハーフブリッジの１つのスイッチをスイッチングすることによって、コイルのこの第２の接続端子が高いポテンシャルにおかれ、ブリッジの別のスイッチをスイッチングすることによって、コイルの第２の接続端子は、非常に低いポテンシャルに置かれる。従って、コイル内の電流の流れに影響を与え、電流の実際値を、テスト回路の接続端子で、設定された目標電流の値に調節する、ないしは調整することができる。

電圧源は従来技術では、テスト回路の供給電圧と、これに接続されている２つの補助電圧源から成る。この回路から全体としてエネルギーが奪われる。これは、コイル内の電流が低減されるように、２つの補助電圧源のうちの１つをスイッチングすることによって行われる。

ハーフブリッジのスイッチとしては通常は、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＥＦＴ）が使用され、これによって非常に速いスイッチング速度が得られる。ハーフブリッジを高い周波数で駆動制御することによってのみ、実電流の「滑らかな」特性経過が得られるので、ＭＯＳＦＥＴの高いスイッチング周波数が必要とされる。ハーフブリッジ内でのＭＯＳＦＥＴのスイッチング周波数はこのような理由から、テスト回路の出力側での、ＰＷＭ電圧信号の周波数よりも格段に高い。

例えば、乗用車の駆動ユニットが電気的駆動部によって駆動制御されるべき場合には、テスト回路の出力段から非常に高い電流および電圧が集められるべきである。これは例えば、この駆動ユニットがハイブリッド車両または電気車両において使用される場合である。このような駆動部はしばしば、数１０ｋＷから約１００ｋＷまでの領域における出力を有している。まさに非常にダイナミックな負荷変化の際に、ｋＶ領域にある電圧がテスト回路の接続端子を占有することおよび、数１０Ａの領域にあり、ピーク時には数１００Ａにもなる電流が必要になる。

しかしシミュレートされる電気負荷に変換されるべき出力がこのように高い場合には、上述したＭＯＳＦＥＴ回路部材は自身の限界に陥ってしまう。なぜなら、これらのＭＯＳＦＥＴ部材の電圧安定性は過度に低いので、切り換え時に生じる電圧をもはや、損傷無しで遮断することができないからである。より頑強なスイッチング部材、例えばＩＧＢＴトランジスタ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用することは容易には可能でない。なぜならこの場合には、必要とされる高いスイッチング速度が得られないからである。

従来技術から知られている幾つかのソリューションでの別の欠点は、負荷をシミュレーションする回路において比較的高い出力が変換される、ということである；作動時の（損失）出力がより低いというソリューションを見つけることが望まれている。

本発明の課題は、本願で論議される種類の、電気的負荷をシミュレーションするための既知の回路における上述の欠点を（少なくとも部分的に）回避し、殊に、高い電圧および出力変換を備えた大きい負荷をシミュレートするのに適している回路を提供することである。

上述した課題が解決される、電気的負荷をシミュレーションする本発明の回路は、初めに、かつ実質的に、次の特徴を有している。すなわちブリッジ横方向分路内に制御可能な電圧源が設けられ、実電流ｉ_ｉｓｔが、この制御可能な電圧源に作用する電流制御ユニットによって、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値に調整される、という特徴を有している。

この制御可能な電圧源によって、ブリッジ横方向分路において容易に、実電流ｉ_ｉｓｔを、高さおよび方向において調節することが可能になる。このために当然ながら、電流制御ユニットが一方では、実電流を測定技術によって（常に実現されているように）検出し、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値と比較し、相応する調整信号を制御可能な電圧源に転送することが必要である。閉鎖されている電流回路が、ブリッジ横方向分路を取り入れて実現されるように、テスト回路の第１のスイッチおよび第２のスイッチ並びに回路の第３のスイッチおよび第４のスイッチがスイッチングされる限りは、制御可能な電圧源は、ブリッジ横方向分路において有効である。ここで、ブリッジ横方向分路内に制御可能な電圧源を実現するための、種々の方法がある。

本発明の第１の形態では、制御可能な電圧源によって供給された電圧が直接的に、直流結合を介して、ブリッジ横方向分路内に結合される。これに対して、本発明の別の特に有利な形態では、制御可能な電圧源によって供給された電圧は間接的に、誘導結合を介して、ブリッジ横方向分路内に結合される。すなわちこれは殊に、変圧器を介して行われる。

後者の、制御可能な電圧源の間接的な結合によって供給される電圧の場合には、実電流の調整は一次側で行われる。ここで、変圧器の二次側は、Ｈブリッジ回路のブリッジ横方向分路に結合される。制御可能な電圧源の誘導結合を備えたこのような解決法方法の形態では以下の殊に留意されたい。すなわち、制御可能な電圧源および誘導結合を介して、可変電流成分のみがブリッジ横方向分路内で調整されるということに留意されたい。なぜなら、直流電圧は、誘導結合によっては伝えられないからである。直流電圧成分ないしは直流電流成分の調整は、テスト回路の第１のスイッチおよび第２のスイッチのスイッチングに依存した、回路の第３のスイッチおよび第４のスイッチの適切なスイッチングによって変換されなければならない。このような考察に基づいて、制御可能な電圧源が「迅速に」制御可能な電圧源でなければならないことが分かる。この電圧源は、いずれにせよ、瞬間電流成分が、ブリッジ横方向分路において、所望の調整速度で調整されるような速さでなければならない。

制御可能な電圧源の有利な形態は、内部電圧源を備えた四象現切り換え装置を有している。ここでこの内部電圧源は殊に、エネルギー蓄積部、有利にはコンデンサとして構成されている。四象現切り換え装置は次のことを可能にする。すなわち内部電圧源を任意の配向（極性）において、切り換え装置の外部接続点と接続することを可能にする。従って内部電圧源は自身の接続電圧を種々異なるように、ブリッジ横方向分路内にもたらすことができる；これは、電圧源によって供給された電圧が直接的に結合されているか、または間接的に結合されているかに依存しない。

有利にはここで四象現切り換え装置は第１のスイッチと、第２のスイッチと、第３のスイッチと、第４のスイッチを有している。第１のスイッチは、第２のスイッチと、第１のブリッジ接続端子を介して接続され、第２のスイッチは第４のスイッチと接続されており、第４のスイッチは第３のスイッチと第２のブリッジ接続端子を介して接続されており、第３のスイッチは第１のスイッチと接続されている。ここで内部電圧源は、第１のスイッチと第３のスイッチの共通の接続部と接続されており、さらに第２のスイッチと第４のスイッチの共通の接続部と接続されている。ここで有利には内部電圧源はコンデンサまたは別の蓄電池または別の電気的な電圧源、例えばＤＣ／ＤＣ調整器である。従って内部電圧源によって電圧源が実現され、四象現切り換え装置によって、電圧源の制御性が保証される。

上述した四象現切り換え装置をブリッジ横方向分路内に直接的に結合する場合には、実際には、カスケード接続されたブリッジ回路が生じる。ここでテスト回路の第１のスイッチおよび第２のスイッチと、回路の第３のスイッチおよび第４のスイッチは、外側のＨブリッジを構成し、四象現切り換え装置の第４のスイッチは、内側のＨブリッジを構成する。このような形態の欠点は、切り換え装置が、外側Ｈブリッジの切り換え時に跳躍的なポテンシャルにあり、これによって例えば寄生容量が有効になり、ポテンシャル上昇および下降によって、同相障害をもたらす不所望な電流が生起されてしまう、ということである。このような問題は、四象現切り換え装置として実現された、制御可能な電圧源が誘導的に、ブリッジ分路内に結合される場合に解決される。すなわち、四象現切り換え装置は、ブリッジ横方向分路と直流的に接触しておらず、これによって、切り換え装置（外側Ｈブリッジ）の切り換え時にも、跳躍的なポテンシャルが切り換え装置で生じない。従って、同相障害はここでほぼ回避される。

冒頭で述べたように、ブリッジ横方向分路内に、有効インダクタンスが設けられ、これを介して電流調整が行われる。ブリッジ横方向分路内のこの有効このインダクタンスは回路技術的に、別個の構成部材として（すなわちコイルとして）実現される。しかしこの有効インダクタンスが（または付加的に）、別個の構成部材として実現されず、完全に、既存の寄生している漏れインダクタンスまたは配線インダクタンスとして設けられていてもよい。制御可能な電圧源が間接的にブリッジ横方向分路内に入力結合される場合には、ブリッジ横方向分路内で有効なインダクタンスは構造部分的に一次側でも、制御可能な電圧源においてコイルとして設けられるおよび／または変圧器の漏れインダクタンスとして設けられ、それにもかかわらず、（誘導的な結合に基づいて）インダクタンスとして、ブリッジ横方向分路内で有効である。殊に、インダクタンスはこの場合に、所期の構成によって、磁気漏れ変圧器として、または二巻き線コイルとして実現される。

全体として本発明の回路は、有利な実施形態では、「パワー中性」モードまたは「パワー放棄またはパワー出力」モードにおいて作動される。有利な構成では、回路はパワー中性作動において次のように調整されている。すなわち、回路の第３のスイッチが、テスト回路の第１のスイッチと同期して作動され、回路の第４のスイッチがテスト回路の第２のスイッチと同期して作動されるように調整されている。ここでテスト回路の第１のスイッチと回路の第３のスイッチは、逆相において、テスト回路の第２のスイッチと回路の第４のスイッチに対して同期して作動される。４つのスイッチのこのような関係において、電圧源は効果を有していない。なぜならこれは、内部にブリッジ横方向分路が位置する、閉鎖された電流経路内に接続されていないからである。

これに対して電圧源はパワー放棄またはパワー出力モードにおいて、ブリッジ分路内で効果を有する。従って全体としてこれは、ブリッジ横方向分路内でも電流の流れに影響を与える。このために、上述した同期作動様式とは反対に、短時間、回路の第３のスイッチが、同期して、テスト回路の第１のスイッチとスイッチングされるのではなく、および／または回路の第４のスイッチが、同期して、テスト回路の第２のスイッチとスイッチングされるのではなく、ある程度の遅延を伴ってスイッチングされる。従って、テスト回路の第１のスイッチと回路の第４のスイッチ、ないしはテスト回路の第２のスイッチと回路の第３のスイッチとの、時間的に重畳している作動様式が実現される。パワー放棄モードまたはパワー出力モードは、制御可能な電圧源を直流的に結合している場合には、内部電圧源がエネルギー蓄積器として、殊にコンデンサまたはバッテリーとして実現される。このためにエネルギー蓄積器を充電または放電することが使用される。これはより詳細に、優先権を主張している特許出願ＤＥ１０２００８０３４１９９号に記載されている。

本発明の別の有利な形態では、回路は全体として次のように作動される。すなわち殊に、制御可能な電圧源の誘導結合時には、関与しているコイルないし変圧器が、磁気的な飽和状態に陥らないように留意されて作動される。なぜなら、このような場合には一次側での電流変化がもはや流れの変化を生じさせず、この結果二次側でも（すなわちブリッジ横方向分路内で）、電流ないしは電圧の変化が生じず、これによって調整が可能ではなくなるからである。これは回路の有利な形態では次のことによって行われる。すなわち、制御可能な電圧源をブリッジ分路と誘導的に結合した場合に、関与しているコイル／変圧器／漏れインダクタンスの差し迫った磁気的飽和を回避するためにパワー放棄モードまたはパワー出力モードが使用されることによって行われる。殊にここではコイル／変圧器、漏れインダクタンスのメインインダクタンス流は有利には常に０に調整される。メインインダクタンス流の検出がどのように行われるのかは、本発明にとって重要ではない。

詳細には、本発明による、電気的負荷をシミュレーションするための回路について種々の実現形態および発展形態が存在する。これについては、請求項１に従属する請求項とともに、図に関連した有利な実施例の説明も参照されたい。

電気的な負荷をシミュレーションするための本発明による回路の基本回路図 誘導性の電圧入力結合を伴う、電気的な負荷をシミュレーションするための、本発明による別の回路の、別の基本回路図 制御可能な電圧源が、内部電圧源を有する四象現切り換え装置として実現されている、本発明による回路の回路図 制御される電圧源の実現に関して図３と比較可能であるが、誘導的に結合されている制御された電圧を有する回路 ブリッジ横方向分路内で効果を有するインダクタンスが、制御された電圧の誘導的な結合時に、一次側で実現されている、本発明による回路の回路図 制御可能な電圧源がハーフブリッジ出力段として実現されている、本発明による回路の回路図 制御可能な電圧が三線変圧器を介して変圧によって結合される、本発明による別の回路の回路図 誘導結合を有する、本発明による別の回路の回路図 同相抑圧が、電圧を制御して行われる、図８に示された本発明による回路の回路図 三相モードにおける、本発明による回路の概略的な回路図

図１〜１０に示された全ての回路１は、電気的負荷をシミュレートするために用いられる。この電気的負荷は、テスト回路３の接続端子２においてシミュレートされ、これによってテスト回路３がテストされる。テスト回路３とは、通常は、テストされるべき制御機器であり、これはこの場合にはしばしば、ＤＵＴ（Device Under Test：被試験デバイス）とも称される。テスト回路３は少なくとも１つの第１のスイッチ４と第２のスイッチ５を有しており、回路１は第３のスイッチ６と第４のスイッチ７を有している。ここで、このテスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５は、共通の第１の内側接続点８を介して、テスト回路３の接続端子２と接続されており、第３のスイッチ６と第４のスイッチ７は、共通の内側接続点９を介して相互に接続されている。テスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５は、ここでテスト回路３の出力段を意味している。ここで、テスト回路のこのような出力段は、該当の接続端子２を介してしばしば、ＰＷＭ電圧信号を出力する。この電圧信号は、２つのスイッチを含んでいるハーフブリッジによって形成される。これは、ここで示されたテスト回路３によっても可能である。回路の第３のスイッチ６および第４のスイッチ７は調整装置（図示されていない）を介して調整可能であり、殊に、テスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５の動作に依存して、調整可能である。テスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５は相互にロックされている。すなわちスイッチ４、５は同時に同じスイッチ状態を取らない。同じように、回路１の第３のスイッチ６と第４のスイッチ７は、同時にスイッチングされない。

第１のスイッチ４と第３のスイッチ６は、第１の外側接続点１０を介して相互に接続されており、第２のスイッチ５は第４のスイッチ７と第２の外側接続点１１を介して接続されている。第１の外側接続点１０と第２の外側接続点１１には電圧源３０によって供給電圧Ｕ_Ｂが印加され、テスト回路３の接続端子を介して流れる実電流ｉ_ｉｓｔは、この接続端子２と第２の接続点９との間に形成されたブリッジ横方向分路１２を介して流れる。従って第１のスイッチ４、第２のスイッチ５、第３のスイッチ６および第４のスイッチ７は、ブリッジ横方向分路１２とともに、Ｈブリッジ回路を形成する。

負荷を実際に、テスト回路３の接続端子２でシミュレートすることができるようにするために、実電流ｉ_ｉｓｔは、所定の値まで上がるように調整されなければならない。これは図１〜１０に示された全ての実施例において、次のことによって実現されている。すなわち、ブリッジ横方向分路１２内に、制御可能な電圧源１３と、ブリッジ横方向分路１２内で有効なインダクタンス１４が設けられ、実電流ｉ_ｉｓｔが、制御可能な電圧源１３に作用する電流制御ユニット１５によって、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値まで上がるように調整されることによって実現されている。

図１に示された実施例では、制御可能な電圧源１３は直接的に、ブリッジ横方向分路１２内に配置されている。従って、制御可能な電圧源１３によって供給される電圧は直接的に、直流結合を介して、ブリッジ横方向分路１２内に供給される。制御可能な電圧源１３によって供給される電圧を変えることによって、ブリッジ横方向分路１２内の電流の流れが直接的に影響され、通常の調整器によって、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値まで上がるように調整されることが分かる。

図２に示された回路では、制御可能な電圧源１３によって供給される電圧は間接的に、誘導結合を介して、ブリッジ横方向分路１２内に入力結合される。ここで、この誘導結合は変圧器１６によって実現されている。すなわち、電流制御ユニット１５によって制御される電圧源１３は、変圧器１６の一次側の電流に影響を与える。ここでこの変圧器１６は、電流（ないし一次側で得られる電流変化を介して形成される電圧）をブリッジ横方向分路１２内で二次側に伝送する。非常に基本的には、誘導性結合を介しては、交流電流を伝送することしかできないので、図２に示されているような間接的に作用する制御可能な電圧源１３によって、ブリッジ横方向分路内の電流の交流成分にしか影響を与えることができない。ブリッジ横方向分路１２内を流れる負荷電流の直流成分の調整はこの場合には、テスト回路３の第１のスイッチ４および第２のスイッチ５に関して、回路１の第１のスイッチ６および第２のスイッチ７の適切なスイッチングを介して行われる。ここでテスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５との関係は、アクティブ制御の範囲においては制御可能ではなく、テスト回路３によって定められる。制御可能な電圧源１３によって供給される電圧の誘導結合はさらに、図４〜９に示された実施例においても実現される。

図３および図４は、四象現切り換え装置１７を備えた、制御可能な電圧源１３の特別な実現を示している。ここでこの切り換え装置は内部電圧源１８を有している。切り換え装置１７の四象現性能によって、この内部電圧源１８を種々の配向において、ブリッジ横方向分路１２内で有効にすることができる。これは、四象現切り換え装置１７の形をした制御可能な電圧源１３が、直接的にブリッジ横方向分路１２内に結合されているか、間接的にブリッジ横方向分路１２内に入力されているに依存しない。

いずれにせよ四象現切り換え装置１７は、第１のスイッチ１９、第２のスイッチ２０、第３のスイッチ２１および第４のスイッチ２２を有している。ここでこの第１のスイッチ１９は、第２のスイッチ２０と第１のブリッジ接続端子２３を介して接続されており、第２のスイッチ２０は、第４のスイッチ２２と接続されており、第４のスイッチ２２は第３のスイッチ２１と第２のブリッジ接続端子２４を介して接続されており、第３のスイッチ２１は同じように、第１のスイッチ１９と接続されている。ここで、内部電圧源１８は、第１のスイッチ１９と第３のスイッチ２１の共通の接続部２５と接続されており、内部電圧源１８は付加的に、第２のスイッチ２０と第４のスイッチ２２の共通の接続部２６と接続されている。

第１のブリッジ接続端子２３および第２のブリッジ接続端子２４を介して、四象現切り換え装置１７は、ブリッジ横方向分路１２内に、有効に結合される。図３に示された回路内では、四象現切り換え装置１７はＨブリッジ回路も、（上述したように）、第１のスイッチ４、第２のスイッチ５、第３のスイッチ６および第４のスイッチ７から成る回路も構成する。従って、図示の回路１は全体として、カスケード接続されたＨブリッジ回路と称される。切り換え装置１７の第２のスイッチ２０と第３のスイッチ２１が同時に開放されているときに、第１のスイッチ１９と第４のスイッチ２２を同時に閉成することによって、内部電圧源１８が、第１の配向において、ブリッジ横方向分路１２内に結合され、ちょうど反対の、スイッチ１９、２０、２１および２２の開放ないし閉成の際に、内部電圧源１８は、これと反対の配向において、ブリッジ横方向分路１２内に結合され、有効にされる。

常に存在する電気的な損失を補償するためおよび、制御可能な電圧源１３によってもはや実現されない、テスト回路３の接続端子２を介して流れる負荷電流を大幅に変えるために、外側のＨブリッジ回路を用いることが必要である。これは、テスト回路３の第１のスイッチ４と第２のスイッチ５および回路１の第１のスイッチ６および第２のスイッチ７、並びにテスト回路３の接続端子２と、第２の内部接続点９との間のブリッジ横方向分路１２から成る。このために、回路１はパワー形成モードまたはパワー崩壊モードにおいて作動される、パワー中性モードで作動される。ここでは調整は、「小規模に」、主に制御可能な電圧源１３を介して、電流制御ユニット１５と関連して行われる。パワー中性モードを実現するために、図示された回路１は次のように調整される。すなわち、回路１の第３のスイッチ６が、テスト回路３の第１のスイッチ４と同期して作動され、回路１の第４のスイッチ７が、テスト回路３の第２のスイッチ５と同期して作動されるように調整される。ここでテスト回路３の第１のスイッチ４および回路１の第３のスイッチ６は実質的に、逆相で、テスト回路３の第２のスイッチ５および回路１の第４のスイッチ７に対して同期して作動される。このモードにおいては、２つの電流回路しか実現されない。ここでは電圧源３０は有効でない。

これに対して、パワー形成またはパワー崩壊モードは、図示の回路１では、次のことによって実現される。すなわち電圧源３０が有効に、ブリッジ横方向分路１２内に接続されることによって実現される。すなわち、回路１の第３のスイッチ６が、テスト回路３の第１のスイッチ４と同期してスイッチングされるのではなく、ないしは回路１の第４のスイッチ７がテスト回路３の第２のスイッチ５と同期してスイッチングされるのではなく、ある程度の遅延を伴ってスイッチングされることによって実現される。従って、スイッチ４および６ないしはスイッチ５および７の、僅かに遅延を伴う作動様式が結果として生じ、これによってスイッチ４および７ないし５および６の時間的に重畳した作動様式が実現される。これによって常に、電圧源３０はブリッジ横方向分路１２と直列接続され、（極性に応じて）ブリッジ横方向分路１２内で、電流を低減させるまたは電流を増大させるように作用する。パワー放棄モードまたはパワー出力モードはここで、制御可能な電圧源１３を直流結合するときに、および内部電圧源１８をエネルギー蓄積器として、コンデンサの形状において、図示のように実現するときに、エネルギー蓄積器を充電または放電するのに用いられる（ＤＥ１０２００８０３４１９９も参照）。

図１〜４および図６〜９において、ブリッジ横方向分路１２内で、有効インダクタンス１４がそれぞれコイルとして実現される。しかし、ここには図示されていない別の実施例では、ブリッジ横方向分路１２内の有効インダクタンス１４が寄生的に、漏れインダクタンスまたは配線インダクタンスとして実現されれば十分である。すなわち、構成部分としては全く現れない。

図５に示された実施例では、ブリッジ横方向分路１２内の有効インダクタンス１４は一次側で、制御可能な電圧源１３においてコイルとして実現されている。これによって当然ながら次のことも意図される。すなわち、コイルが、電圧源１３を有するユニットとして構成されるのではなく、むしろ、電流回路内に配置されることも意図される。ここでは、図５において示されているように、制御可能な電圧源１３が有効である。

図６に示された実施例において、制御可能な電圧源１３は、完全なＨブリッジ回路として実現されるのではなく、むしろ２つの内部電圧源を有するハーフブリッジとして実現される。これにかかる、その構造および駆動制御時のコストは、１つのフルブリッジを備えたソリューションに比べて低い。

図７に示されているソリューションは、Ｈブリッジ回路の２つの可能な電流経路のそれぞれ１つを流れる電流を制御することによって、ブリッジ横方向分路１２内の電流を制御する。ここでは、構造がシンプルであるので、三巻き線変圧器２６が使用される。これによって、制御に使用される変圧器の一次側が、跳躍的に変化するポテンシャルを有することが回避される。

図８に示された回路では、アクティブな同相抑圧が、駆動制御部２７によって実現される。これは、図９の形態でも実現されている。しかし図９では、テスト回路３の接続端子２に印加されている電圧が使用されている。ここでは、結合コンデンサ２８を介して、直流成分の抑圧が行われる。

図１０においては基本的に、電気的負荷をシミュレーションするための本発明の回路１は当然ながら、一相だけで使用されるのではないことが示されている。すなわち、テスト回路の１つの接続端子ないし１つの接続端子対のみで、唯一の電流経路を調整するために使用されるのではなく、回路は容易に、多相の電気的な負荷がシミュレーションされるべき使用ケースにおいても使用可能である。ここでは、シミュレーションされるべき各相に対して、１つの、負荷をシミュレートする本発明の回路が設けられる。シミュレートされるべき負荷が中央接続点（「中性点」）を有する場合には、この回路は容易に使用される。シミュレーションモデルはこの場合には、接続されている全ての相にわたった総電流が零と等しいことを保証する。

図１０には、電気モータのシミュレーションモデル５０がどのように、相で計測された電圧から、実際の負荷の電流を計算し、これを電流目標値として、本発明の回路１の元来の負荷部分５１に加えるかも示されている。本発明による回路１の元来の負荷部分５１は、多相（ここでは三相）の配置に相応して、複数倍で（ここでは三倍で）存在し、回路１の各実現形態に依存しないで、実質的にそれぞれスイッチ６および７、制御可能な電圧源１３、有効インダクタンス１４および電流制御ユニット１５を含んでいる。ここで、シミュレーションモデル５０によって形成された電流目標値は、上述の構成に相応して、この相における電流を調整する、元来の負荷部分５１内に含まれている電流制御ユニット１５にそれぞれ挿入される。

Claims (11)

1. テスト回路（３）の接続端子（２）で電気的な負荷をシミュレーションするための回路であって、
   前記テスト回路（３）は少なくとも１つの第１のスイッチ（４）と第２のスイッチ（５）とを有しており、
   前記回路（１）は、第３のスイッチ（６）と第４のスイッチ（７）を有しており、
   前記テスト回路（３）の第１のスイッチ（４）と第２のスイッチ（５）は、共通の第１の内側接続点（８）を介して、テスト回路（３）の前記接続端子（２）と接続されており、
   前記第３のスイッチ（６）と第４のスイッチ（７）は、共通の第２の内側接続点（９）を介して相互に接続されており、
   前記第１のスイッチ（４）と前記第３のスイッチ（６）は、第１の外側接続点（１０）を介して相互に接続されており、
   前記第２のスイッチ（５）と前記第４のスイッチ（７）は、第２の外側接続点（１１）を介して相互に接続されており、
   前記第１のスイッチ（４）、前記第２のスイッチ（５）、前記第３のスイッチ（６）および前記第４のスイッチ（７）は、Ｈブリッジ回路を構成しており、
   前記第１の外側接続点（１０）と前記第２の外側接続点（１１）には電圧源（３０）によって供給電圧Ｕ _Ｂ が印加され、
   テスト回路（３）の前記接続端子（２）を流れる実電流ｉ_ｉｓｔは、当該接続端子（２）と前記第２の接続点（９）との間に構成されているブリッジ横方向分路（１２）を介して流れ、
   ここで当該ブリッジ横方向分路（１２）内に有効インダクタンス（１４）が設けられている
   形式の回路において、
   前記ブリッジ横方向分路（１２）内に、制御可能な電圧源（１３）が設けられており、
   前記実電流ｉ_ｉｓｔは、当該制御可能な電圧源（１３）に作用する電流制御ユニット（１５）によって、所定の目標電流ｉ_ｓｏｌｌの値になるように調整される、
   ことを特徴とする、電気的な負荷をシミュレーションするための回路。
2. 前記制御可能な電圧源（１３）によって供給される電圧は直接的に、直流結合を介して、前記ブリッジ横方向分路（１２）内に入力結合される、請求項１記載の回路。
3. 前記制御可能な電圧源（１３）によって供給される電圧は間接的に、誘導結合を介して、前記ブリッジ横方向分路（１２）内に入力結合され、殊に、少なくとも１つの変圧器（１６）を介して入力結合される、請求項１記載の回路。
4. 前記制御可能な電圧源（１３）は、内部電圧源（１８）、殊にエネルギー蓄積器、有利にはコンデンサを備えた四象現切り換え装置（１７）によって実現される、請求項１から３までのいずれか１項記載の回路。
5. 前記四象現切り換え装置（１７）は、第１のスイッチ（１９）、第２のスイッチ（２０）、第３のスイッチ（２１）および第４のスイッチ（２２）を有しており、
   前記第１のスイッチ（１９）は、前記第２のスイッチ（２０）と、第１のブリッジ接続端子（２３）を介して接続されており、前記第２のスイッチ（２０）は、前記第４のスイッチ（２２）と接続されており、前記第４のスイッチ（２２）は、前記第３のスイッチ（２１）と第２のブリッジ接続端子（２４）を介して接続されており、前記第３のスイッチ（２１）は、前記第１のスイッチ（１９）と接続されており、
   前記内部電圧源（１８）は、前記第１のスイッチ（１９）と前記第３のスイッチ（２１）の共通の接続部（２５）と接続されており、さらに、前記第２のスイッチ（２０）と前記第４のスイッチ（２２）の共通の接続部（２６）と接続されており、殊にここでは前記内部電圧源（１８）はコンデンサである、請求項４記載の回路。
6. 前記ブリッジ横方向分路（１２）内の有効インダクタンス（１４）はコイルとして実現されている、および／または寄生的に、漏れインダクタンスまたは配線インダクタンスとして実現されている、請求項１から５までのいずれか１項記載の回路。
7. 前記ブリッジ横方向分路（１２）内の有効インダクタンス（１４）は、殊に磁気漏れ変圧器としてまたは二巻き線コイルとして、所期のように構成することによって、変圧器（１６）の漏れインダクタンスとして存在する、請求項６および３記載の回路。
8. 前記回路の第３のスイッチ（６）が、前記テスト回路（３）の第１のスイッチと同期して作動され、前記回路の第４のスイッチ（７）が、前記テスト回路の第２のスイッチ（５）と同期して作動されるように、前記回路はパワー中性モードにおいて調整され、
   この際に、前記テスト回路（３）の第１のスイッチ（４）と前記回路（１）の第３のスイッチ（６）は、逆位相において、前記テスト回路（３）の第２のスイッチ（５）および前記回路（１）の前記第４のスイッチ（７）に対して同期して作動される、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路。
9. パワー形成モードまたはパワー崩壊モードにおいて、前記電圧源（３０）は有効に、前記ブリッジ横方向分路（１２）内に接続され、殊に、短時間、前記回路の第３のスイッチ（６）が、前記テスト回路の第１のスイッチ（４）と同期接続されず、および／または前記回路の第４のスイッチ（７）が、前記テスト回路の第２のスイッチ（５）と同期接続されず、ある程度の遅れを伴っている、請求項１から７までのいずれか１項記載の回路。
10. 前記制御可能な電圧源（１３）を前記ブリッジ横方向分路（１２）と誘導結合した場合には、関与しているコイル／変圧器／漏れインンダクタンスの差し迫った磁気的飽和を阻止するために、前記パワー形成モードまたはパワー崩壊モードが使用され、
    殊にここで前記コイル／変圧器／漏れインダクタンスのメインインダクタンス電流は、有利には０に調整される、請求項９記載の回路。
11. 前記制御可能な電圧源（１３）を前記ブリッジ横方向分路（１２）内に直流結合した場合には、前記エネルギー蓄積器を充電するまたは放電するために前記パワー形成モードまたはパワー崩壊モードが使用され、
    殊にここで前記制御可能な電圧源（１３）は四象現切り換え装置として構成されており、有利には、前記内部電圧源はエネルギー蓄積器として、コンデンサまたはバッテリーの形状で構成される、請求項９記載の回路。

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