CN107026614B - 振荡模块、电子设备以及移动体 - Google Patents

振荡模块、电子设备以及移动体 Download PDF

Info

Publication number
CN107026614B
CN107026614B CN201710033635.5A CN201710033635A CN107026614B CN 107026614 B CN107026614 B CN 107026614B CN 201710033635 A CN201710033635 A CN 201710033635A CN 107026614 B CN107026614 B CN 107026614B
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitor
terminal
wiring
oscillation module
electrode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710033635.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107026614A (zh
Inventor
野村昌生
笹山茂季
中田章
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Epson Corp
Original Assignee
Seiko Epson Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corp filed Critical Seiko Epson Corp
Publication of CN107026614A publication Critical patent/CN107026614A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107026614B publication Critical patent/CN107026614B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/326—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator the resonator being an acoustic wave device, e.g. SAW or BAW device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
    • H03B5/368—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current the means being voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L21/00—Processes or apparatus adapted for the manufacture or treatment of semiconductor or solid state devices or of parts thereof
    • H01L21/02—Manufacture or treatment of semiconductor devices or of parts thereof
    • H01L21/04—Manufacture or treatment of semiconductor devices or of parts thereof the devices having potential barriers, e.g. a PN junction, depletion layer or carrier concentration layer
    • H01L21/34—Manufacture or treatment of semiconductor devices or of parts thereof the devices having potential barriers, e.g. a PN junction, depletion layer or carrier concentration layer the devices having semiconductor bodies not provided for in groups H01L21/0405, H01L21/0445, H01L21/06, H01L21/16 and H01L21/18 with or without impurities, e.g. doping materials
    • H01L21/44—Manufacture of electrodes on semiconductor bodies using processes or apparatus not provided for in groups H01L21/38 - H01L21/428
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
    • H01L27/0248—Particular design considerations for integrated circuits for electrical or thermal protection, e.g. electrostatic discharge [ESD] protection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/05—Holders; Supports
    • H03H9/10—Mounting in enclosures
    • H03H9/1064—Mounting in enclosures for surface acoustic wave [SAW] devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/545—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material including active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/04—Arrangements for compensating for variations of physical values, e.g. temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/02—Details
    • H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
    • H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
    • H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/20—Continuous tuning of single resonant circuit by varying inductance only or capacitance only
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/0006—Printed inductances
    • H01F17/0013—Printed inductances with stacked layers
    • H01F2017/0026—Multilayer LC-filter
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/06—Frequency selective two-port networks including resistors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

本发明提供振荡模块、电子设备以及移动体，该振荡模块能够容易地进行基于母片的振荡信号的频带变更。振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，高通滤波器具有线圈、电容部以及将线圈与电容部连接的第1布线，电容部包含电容阵列。

Description

振荡模块、电子设备以及移动体
技术领域
本发明涉及振荡模块、具有该振荡模块的电子设备和移动体。
背景技术
专利文献1公开有一种振荡电路，该振荡电路由以下部分构成：由ECL线路接收器构成的振荡用差动放大器；由ECL线路接收器构成、且输出端子由发射器终端电阻端接的反馈缓冲用差动放大器；开关电路；压控型相移电路；具有规定的谐振频率的SAW谐振器；以及阻抗电路，该振荡电路至少由振荡用差动放大器、反馈缓冲用差动放大器、压控型相移电路和SAW谐振器形成正反馈振荡环路。根据该振荡电路，通过改变反馈缓冲用差动放大器的发射器终端电阻来增大SAW谐振器的驱动电平，从而使来自SAW谐振器的信号的振幅与叠加于该信号的噪声相比相对增大。换言之，由于可提高SN比，因此，能够减轻由于叠加于来自SAW谐振器的信号的噪声引起的抖动。
该振荡电路输出SAW谐振器的谐振频率附近的频率的振荡信号，但还能够通过在后级设置倍频电路而产生N倍频率的信号。例如，专利文献2公开有一种在环形振荡器的后级设置有倍频电路的振荡电路。该倍频电路构成为输出从构成环形振荡器的奇数级的反相器中的任意2级的反相器取出的2个信号的异或，例如，如果在专利文献1所述的振荡电路的后级设置专利文献2所述的倍频电路，则能够在抑制电路面积增大的同时得到倍频输出。
专利文献1：日本特开2004-040509号公报
专利文献2：日本特开2007-013565号公报
上述振荡电路构成为输出SAW谐振器的谐振频率附近的频率的振荡信号、及其倍频的频率的振荡信号，但关于基于母片(master slice)的振荡信号的频带变更，还存在改善的余地。
发明内容
本发明正是为了解决上述课题中的至少一部分而完成的，作为以下的方式或应用例来实现。
[应用例1]本应用例的振荡模块的特征在于，该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，所述高通滤波器具有线圈部、电容部、以及将所述线圈部与所述电容部连接的第1布线，所述电容部包含电容阵列。
由此，振荡模块具有SAW滤波器和高通滤波器，高通滤波器具有线圈部和电容部，电容部包含电容阵列(排列的多个电容(例如，电容器)的集合、电容组)，由此，通过选择电容部的电容阵列内的电容，能够将期望的频带作为高通滤波器的通过频带。
由此，即使振荡模块的振荡频率因SAW滤波器的变更而变化，仅通过调整高通滤波器的电容阵列(例如，变更布线层掩模)，就能够与该变化对应。
其结果是，振荡模块能够实现与基于母片的振荡信号的频带变更(振荡频率的序列化)相关的交货期的缩短以及成本的降低。
[应用例2]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述线圈部设置于第2布线层，所述第2布线层比设置有所述第1布线的第1布线层厚。
由此，由于线圈部设置于比设置有第1布线的第1布线层厚的第2布线层，因此，振荡模块能够抑制线圈部的电感的偏差。
[应用例3]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述第2布线层被层叠于所述第1布线层的上方。
由此，由于第2布线层被层叠于第1布线层的上方，因此，振荡模块能够通过第2布线层和第1布线层形成电容部。
[应用例4]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述电容阵列包含第1电容，所述第1电容的至少一个电极设置于设置有所述第1布线的第1布线层。
由此，由于电容阵列包含第1电容，第1电容的至少一个电极设置于第1布线层，因此，振荡模块能够将第1布线的一部分作为第1电容的一个电极。
[应用例5]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述第1电容的另一个电极以跨越第2布线层和第3布线层的方式设置，设置有所述一个电极的所述第1布线层构成为被所述第2布线层和所述第3布线层夹着。
由此，由于第1电容的另一个电极以跨越第2布线层和第3布线层的方式设置，第1布线层构成为被第2布线层和第3布线层夹着，因此，振荡模块能够通过比其他的结构少的平面面积得到期望的电容值。
[应用例6]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，该振荡模块还具有与所述线圈部连接的第1端子、以及与所述高通滤波器的外部连接的第2端子，所述第1布线将所述一个电极与所述第1端子电连接，设置于所述第2布线层的第2布线以及设置于所述第3布线层的第3布线将所述另一个电极与所述第2端子电连接。
由此，由于第1布线将第1电容的一个电极与第1端子电连接，第2布线以及第3布线将第1电容的另一个电极与第2端子电连接，因此，振荡模块能够将与第1电容对应的频带作为高通滤波器的通过频带。
由此，即使振荡模块的振荡频率因SAW滤波器的变更而变化，仅通过调整高通滤波器的电容阵列，就能够与该变化对应。
[应用例7]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述电容阵列还包含第2电容，所述第2电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极连接。
由此，电容阵列还包含第2电容，第2电容的一个电极通过第1布线而与第1电容的一个电极连接，由此，振荡模块能够将与第1电容的电容值和第2电容的电容值之和对应的频带作为高通滤波器的通过频带。
由此，即使振荡模块的振荡频率因SAW滤波器的变更而变化，仅通过调整高通滤波器的电容阵列，就能够与该变化对应，与仅是第1电容的情况相比，能够扩大对应范围。
[应用例8]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述第1电容的电容值与所述第2电容的电容值大致相等。
由此，由于第1电容的电容值与第2电容的电容值大致相等，因此，振荡模块例如通过第1电容的设计数据的复制以及粘贴而使集成电路的布局设计变得容易。
[应用例9]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述第2电容的电容值比所述第1电容的电容值大。
由此，由于第2电容的电容值比第1电容的电容值大，因此，相比于第1电容的电容值与第2电容的电容值大致相等的情况，振荡模块能够扩大与伴随着SAW滤波器的变更的振荡频率变化对应的对应范围。
[应用例10]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述第1布线的从所述第1端子至所述第1电容为止的布线长度比所述第1布线的从所述第1端子至所述第2电容为止的布线长度短。
由此，由于第1布线的从第1端子至第1电容为止的布线长度比第1布线的从第1端子至第2电容为止的布线长度短，因此，振荡模块能够降低第1电容的电容值越小则影响越大的、由第1布线的布线长度引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块能够输出频率精度高的振荡信号。
[应用例11]在上述应用例的振荡模块中，优选的是，所述电容阵列还包含第3电容，所述第3电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极以及所述第2电容的所述一个电极连接。
由此，由于电容阵列还包含第3电容，第3电容的一个电极通过第1布线而与第1电容的一个电极以及第2电容的一个电极连接，因此，振荡模块能够将与第1电容的电容值、第2电容的电容值、第3电容的电容值之和对应的频带作为高通滤波器的通过频带。
由此，即使振荡模块的振荡频率因SAW滤波器的变更而变化，仅通过调整高通滤波器的电容阵列，就能够与该变化对应，与仅是第1电容以及第2电容的情况相比，能够扩大对应范围。
[应用例12]本应用例的振荡模块的特征在于，该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，所述电容阵列包含第1电容、第2电容以及与所述线圈部连接的第1端子，所述第1电容的电容值比所述第2电容的电容值小，并且，所述第1电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比所述第2电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
由此，由于电容阵列的第1电容的电容值比第2电容的电容值小，第1电容与第1端子连接的情况下的布线长度比第2电容与第1端子连接的情况下的布线长度短，因此，振荡模块能够降低第1电容的电容值越小则影响越大的、由布线长度引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块能够输出频率精度高的振荡信号。
[应用例13]本应用例的振荡模块的特征在于，该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，所述电容阵列包含第1电容、第2电容、第3电容以及与所述线圈部连接的第1端子，所述第1电容的电容值与所述第2电容的电容值之和比所述第3电容的电容值小，并且，所述第1电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比所述第3电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
由此，由于电容阵列的第1电容的电容值与第2电容的电容值之和比第3电容的电容值小，并且，第1电容与第1端子连接的情况下的布线长度比第3电容与第1端子连接的情况下的布线长度短，因此，振荡模块能够降低第1电容的电容值越小则影响越大的、由布线长度引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块能够输出频率精度高的振荡信号。
[应用例14]本应用例的振荡模块的特征在于，该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，所述电容阵列包含与所述线圈部连接的第1端子、相互连接的n个电容的第1阵列、以及相互连接的m个电容的第2阵列，所述第1阵列的总电容值比所述第2阵列的总电容值小，并且，属于所述第1阵列的1个电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比属于所述第2阵列的1个电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
由此，由于电容阵列的第1阵列的总电容值比第2阵列的总电容值小，属于第1阵列的1个电容与第1端子连接的情况下的布线长度比属于第2阵列的1个电容与第1端子连接的情况下的布线长度短，因此，振荡模块能够降低第1阵列的总电容值越小则影响越大的、由布线长度引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块能够输出频率精度高的振荡信号。
[应用例15]本应用例的电子设备的特征在于，具有上述应用例中的任意一例所述的振荡模块。
由此，电子设备由于具有上述应用例中的任意一例所述的振荡模块，因此，能够起到上述应用例所述的效果，能够发挥优异的性能。
[应用例16]本应用例的移动体的特征在于，具有上述应用例中的任意一例所述的振荡模块。
由此，移动体由于具有上述应用例中的任意一例所述的振荡模块，因此，能够起到上述应用例所述的效果，能够发挥优异的性能。
附图说明
图1是本实施方式的振荡模块的立体图。
图2是利用图的A-A’线将振荡模块1剖切后的剖视图。
图3是利用图的B-B’线将振荡模块1剖切后的剖视图。
图4是SAW滤波器和集成电路的俯视图。
图5是示出本实施方式的振荡模块的接合端子部分的图。
图6是示出本实施方式的振荡模块的功能结构的一例的框图。
图7是示出差动放大器的电路结构的一例的图。
图8是示出SAW滤波器的输入输出波形的一例的图。
图9是示出差动放大器的电路结构的一例的图。
图10是示出倍频电路的电路结构的一例的图。
图11是示出高通滤波器的电路结构的一例的示意图。
图12是示出电容部的结构的一例的示意图。
图13是示出第1电容的结构的示意性剖视图。
图14是示出电容部的另一结构例的示意图。
图15是示出电容部的又一结构例的示意图。
图16是示出高通滤波器的频率特性的一例的图。
图17是示出输出电路的电路结构的一例的图。
图18是示出本实施方式的电子设备的结构的一例的功能框图。
图19是示出本实施方式的移动体的一例的图。
标号说明
1：振荡模块；2：SAW滤波器；2A：第1端部；2B：第2端部；2X：长边；2Y：短边；3：集成电路；3B：电极(焊盘)；4：封装；4A：封装的第1层；4B：封装的第2层；4C：封装的第3层；4D：封装的第4层；5A、5B：线；6A、6B：电极；7：粘接剂；10：相移电路；11、12：线圈；13：可变电容元件；20：差动放大器；21、22：电阻；23、24：NMOS晶体管；25：恒流源；26、27：NMOS晶体管；28、29：电阻；32、34：电容器；40：差动放大器；41、42：电阻；43、44：NMOS晶体管；45：恒流源；52、54：电容器；60：倍频电路；61、62：电阻；63、64、65、66、67、68：NMOS晶体管；69：恒流源；70：高通滤波器；71：电阻；72：电容部；72A：电容阵列；72a：第1端子；72b：第2端子；73：电容部；73a：第1端子；73b：第2端子；74：作为线圈部的线圈；75：电容部；75a：第1端子；75b：第2端子；76：电容部；76a：第1端子；76b：第2端子；77：电阻；80：输出电路；81：差动放大器；82、83：NPN晶体管；100：振荡电路；200：压电基板；201：第一IDT；202：第二IDT；203：第1反射器；204：第2反射器；205：第1布线；206：第2布线；207：第3布线；208：第4布线；300：电子设备；310：振荡模块；312：振荡电路；314：倍频电路；316：输出电路；320：CPU；330：操作部；340：ROM；350：RAM；360：通信部；370：显示部；400：移动体；410：振荡模块；420、430、440：控制器；450：电池；460：备用电池；A1：第1阵列；A2：第2阵列；AL1：第1布线层；AL2：第2布线层；AL3：第3布线层；IP1：第1输入端口；IP2：第2输入端口；OP1：第1输出端口；OP2：第2输出端口；IP20、IP40、IP60、IP70、IP80：输入端子；IN20、IN40、IN60、IN70、IN80：输入端子；OP20、OP40、OP60、OP70、OP80：输出端子；ON20、ON40、ON60、ON70、ON80：输出端子；PP1、NP1：第1布线；PP2：第2布线；PP3：第3布线；PP4：第4布线；C1：第1电容；C1a：一个电极；C1b：另一个电极；C2：第2电容；C2a：一个电极；C2b：另一个电极；C3：第3电容；C3a：一个电极；C3b：另一个电极；C4：第4电容；C4a：一个电极；C1’：第1电容；C1’a：一个电极；T1、T2：输入端子；T3、T4、T5、T6：输出端子；T7：电源端子；T8：接地端子。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的优选实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式并非不合理地限定权利要求书所述的本发明的内容。此外，以下说明的全部结构不一定都是本发明的必要技术特征。
1.振荡模块
1－1.振荡模块的构造
图1是示出本实施方式的振荡模块的结构的一例的图，是振荡模块的立体图。此外，图2是利用图的A-A’线将振荡模块1剖切后的剖视图，图3是利用图的B-B’线将振荡模块1剖切后的剖视图。另外，在图1～图3中，图示出没有罩(盖)的状态下的振荡模块1，但是，实际上用未图示的罩(盖)覆盖封装4的开口而构成振荡模块。
如图1所示，本实施方式的振荡模块1构成为包含SAW(Surface Acoustic Wave：表面声波)滤波器(表面声波滤波器)2、集成电路(IC：Integrated Circuit)3以及封装4。
封装4例如是陶瓷封装等层叠封装，将SAW滤波器2和集成电路3收纳于同一空间内。具体而言，在封装4的上部设置有开口部，通过用未图示的罩(盖)覆盖该开口部而形成收纳室，在该收纳室中收纳有SAW滤波器2和集成电路3。
如图2所示，集成电路3的下表面被粘接固定于封装4的第1层4A的上表面。并且，分别利用线5B接合设置于集成电路3的上表面的各电极(焊盘)3B、和设置于封装4的第2层4B的上表面的各电极6B。
SAW滤波器2的一个端部被固定于封装4。更具体来说，利用粘接剂7将SAW滤波器2的长度方向的一个端部(第1端部)2A的下表面粘接固定于封装4的第3层4C的上表面。此外，SAW滤波器2的长度方向的另一个端部(第2端部)2B未被固定，并且，在第2端部2B与封装4的内表面之间设置有间隙。即，SAW滤波器2以悬臂方式被固定于封装4。
另外，构成为在封装4的第3层4C的上表面的外周设置有封装4的第4层4D，未图示的罩(盖)与第4层4D的上表面接合。
如图1所示，在SAW滤波器2的上表面，在第1端部2A设置有作为第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1以及第2输出端口OP2发挥功能的4个电极(也称作接合端子)。并且，如图1和图3所示，分别利用线5A接合SAW滤波器2的第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1以及第2输出端口OP2与设置于封装4的第3层4C的上表面的4个电极6A。
在封装4的内部，设置有用于分别将4个电极6A与规定的4个电极6B电连接的未图示的布线。即，SAW滤波器2的第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1以及第2输出端口OP2经由线5A、线5B和封装4的内部布线，分别与集成电路3的互不相同的4个电极(焊盘)3B连接。
此外，在封装4的正面(外表面)设置有作为电源端子、接地端子或输出端子发挥功能的未图示的多个外部电极，在封装4的内部还设置有用于分别将该多个外部电极的各个与规定的多个电极6B的各个电连接的未图示的布线。
图4是从图1的振荡模块的上表面俯视该振荡模块时的SAW滤波器和集成电路的俯视图。
如图4所示，SAW滤波器2具有设置于压电基板200的正面的第一IDT(InterdigitalTransducer：叉指换能器)201、第二IDT 202、第1反射器203和第2反射器204。
例如可以使用石英、铌酸锂(LiNbO3)、钽酸锂(LiTaO3)、四硼酸锂(Li2B4O7、LBO)等单晶材料、氧化锌(ZnO)、氮化铝(AlN)等压电性薄膜以及压电性陶瓷材料等制造压电基板200。
第一IDT 201和第二IDT 202位于第1反射器203与第2反射器204之间，分别被配置成，将具有按照一定间隔设置的多个电极指的梳状的2个电极以彼此交叉的方式相对。并且，如图4所示，第一IDT 201的电极指间距和第二IDT 202的电极指间距都是固定值d1。
此外，SAW滤波器2具有设置于压电基板200的正面的与第一IDT 201连接的第1输入端口IP1、与第一IDT 201连接的第2输入端口IP2、与第二IDT 202连接的第1输出端口OP1以及与第二IDT 202连接的第2输出端口OP2。
具体而言，在压电基板200的正面设置有第1布线205和第2布线206，第1输入端口IP1通过第1布线205而与第一IDT 201的一个电极(在图4中为上侧的电极)连接，第2输入端口IP2通过第2布线206而与第一IDT 201的另一个电极(在图4中为下侧的电极)连接。此外，在压电基板200的正面设置有第3布线207和第4布线208，第1输出端口OP1通过第3布线207而与第二IDT 202的一个电极(在图4中为上侧的电极)连接，第2输出端口OP2通过第4布线208而与第二IDT 202的另一个电极(在图4中为下侧的电极)连接。
在这样构成的SAW滤波器2中，当从第1输入端口IP1和第2输入端口IP2输入具有f＝v/(2d1)(v是表面声波在压电基板200的表面传播的速度)附近的频率的电信号时，利用第一IDT 201激励出1个波长等于2d1的表面声波。并且，由第一IDT201激励出的表面声波在第1反射器203与第2反射器204之间被反射而成为驻波。该驻波被第二IDT 202转换成电信号，并从第1输出端口OP1和第2输出端口OP2输出。即，SAW滤波器2作为设中心频率为f＝v/(2d1)的窄带的带通滤波器发挥功能。
在本实施方式中，如图4所示，在俯视时，SAW滤波器2的至少一部分与集成电路3重合。此外，在俯视时，SAW滤波器2的第1端部2A(在图4中标有斜线的部分)与集成电路3不重合。这样，在本实施方式中，将SAW滤波器2的第1端部2A固定于封装4而形成悬臂，并将集成电路3配置于在SAW滤波器2的下方形成的空间内，由此实现振荡模块1的小型化。
此外，根据本实施方式的振荡模块1，不是将SAW滤波器2的整个面，而是将作为SAW滤波器2的一部分的第1端部2A固定于封装4，因此，被固定的部分的面积较小，从而由于从封装4施加的应力而容易变形的部分较小。因此，根据本实施方式的振荡模块1，能够减少由于施加给SAW滤波器2的应力引起的振荡信号劣化。
此外，SAW滤波器2的第1端部2A处的压电基板200的反面由粘接剂7固定于封装4，因此，第1端部2A由于粘接剂7的收缩而容易变形。因此，在本实施方式中，如图4所示，没有将第一IDT 201、第二IDT 202、第1反射器203和第2反射器204设置于第1端部2A处的压电基板200的正面。由此，第一IDT 201和第二IDT 202的变形大幅度地得到缓和。因此，根据本实施方式，能够减小电极指间距d1相对于目标值的误差，该误差是由于粘接剂7的收缩带来的应力引起的第一IDT 201和第二IDT 202的变形而产生的，因此，可实现高频率精度的振荡模块1。
此外，在本实施方式中，通过将SAW滤波器2设置成悬臂，使得由于与封装4的接触而产生的应力不会施加给作为自由端的第2端部2B。因此，根据本实施方式，不会产生由于与封装4的接触而产生的应力引起的第一IDT 201和第二IDT 202的变形，因此，可实现高频率精度的振荡模块1。
此外，在本实施方式中，特性不会由于变形而发生变化的第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2设置于SAW滤波器2的第1端部2A处的压电基板200的正面。由此，能够避免SAW滤波器2没有必要地变大，从而实现振荡模块1的小型化。
此外，在本实施方式中，如图4所示，SAW滤波器2为具有长边2X和短边2Y的矩形，在俯视时，第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2沿着SAW滤波器2的长边2X排列。因此，根据本实施方式，如图1所示，在SAW滤波器2的外部，能够将与第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2分别连接的4个线5A全部设置于长边2X侧，因此，能够高效地利用封装4内部的SAW滤波器2的长边侧的空间，缩小短边侧的空间，因此，能够实现振荡模块1的小型化。
此外，在本实施方式中，如图4所示，在俯视时，第1输入端口IP1和第2输入端口IP2距长边2X等距离地配置，并且，第1输出端口OP1和第2输出端口OP2距长边2X等距离地配置。因此，根据本实施方式，能够容易使与第1输入端口IP1连接的布线(线5A和基板布线)的长度、和与第2输入端口IP2连接的布线的长度一致，能够容易使与第1输出端口OP1连接的布线的长度、和与第2输出端口OP2连接的布线的长度一致，能够减小输入到SAW滤波器2或从SAW滤波器2输出的差动信号的相位差。
而且，在本实施方式中，如图4所示，在俯视时，第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2距长边2X等距离地配置。因此，容易使与第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2分别连接的4个线5A的高度一致。
特别是，在本实施方式中，第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2沿着长边2X而设置于接近长边2X的位置，因此，如图5左侧的剖视图(图示出图3的一部分的剖视图)所示，能够缩小SAW滤波器2的上表面到线5A的最高部的高度H1。在图5的右侧示出假设将第1输入端口IP1、第2输入端口IP2、第1输出端口OP1和第2输出端口OP2设置于距长边2X更远的位置时的剖视图，SAW滤波器2的上表面到线5A的最高部的高度H2大于H1。这样，根据本实施方式，能够降低线5A，因此，能够减小封装4的高度方向的尺寸，能够实现振荡模块1的小型化。
此外，在本实施方式中，如图4所示，在俯视时，在沿着长边2X的方向上，按照第1输入端口IP1、第1输出端口OP1、第2输出端口OP2、第2输入端口IP2的顺序排列。由此，在将第一IDT 201和第二IDT 202在沿着长边2X的方向上排列的情况下，容易将第1布线205、第2布线206、第3布线207和第4布线208设置成彼此不交叉，能够缩短这些布线的长度。
另外，SAW滤波器2不限于图4的结构，例如，也可以是不具有反射器、而使表面声波在输入用的IDT与输出用的IDT之间传播的横向型SAW滤波器。
1-2.振荡模块的功能结构
图6是示出本实施方式的振荡模块的功能结构的一例的框图。如图6所示，本实施方式的振荡模块1构成为包含SAW滤波器2、相移电路10、差动放大器20、电容器32、电容器34、差动放大器40、电容器52、电容器54、倍频电路60、高通滤波器70(滤波电路)和输出电路80。另外，本实施方式的振荡模块1也可以构成为适当省略或变更这些要素的一部分，或追加其它要素。
相移电路10、差动放大器20、电容器32、电容器34、差动放大器40、电容器52、电容器54、倍频电路60、高通滤波器70和输出电路80包含在集成电路3中。即，上述各个电路是集成电路3的一部分。
SAW滤波器2的第1输出端口OP1与集成电路3的输入端子T1连接。此外，SAW滤波器2的第2输出端口OP2与集成电路3的输入端子T2连接。此外，SAW滤波器2的第1输入端口IP1与集成电路3的输出端子T3连接。此外，SAW滤波器2的第2输入端口IP2与集成电路3的输出端子T4连接。
集成电路3的电源端子T7与作为振荡模块1的外部端子(设置于封装4的正面的外部电极)的VDD端子连接，经由VDD端子对电源端子T7供给期望的电源电位。此外，集成电路3的接地端子T8与作为振荡模块1的外部端子的VSS端子连接，经由VSS端子对接地端子T8供给接地电位(0V)。并且，相移电路10、差动放大器20、电容器32、电容器34、差动放大器40、电容器52、电容器54、倍频电路60、高通滤波器70和输出电路80以电源端子T7与接地端子T8之间的电位差为电源电压进行动作。另外，差动放大器20、差动放大器40、倍频电路60、高通滤波器70和输出电路80的各电源端子和各接地端子分别与电源端子T7和接地端子T8连接，但是，在图6中省略图示。
相移电路10和差动放大器20设置于从SAW滤波器2的第1输出端口OP1和第2输出端口OP2至第1输入端口IP1和第2输入端口IP2的反馈路径上。
相移电路10具有线圈11、线圈12和可变电容元件13。线圈11的电感与线圈12的电感可以相同(允许有制造偏差导致的差异)或是相同程度。
线圈11的一端与集成电路3的输入端子T1连接，线圈11的另一端与可变电容元件13的一端和差动放大器20的同相输入端子连接。此外，线圈12的一端与集成电路3的输入端子T2连接，线圈12的另一端与可变电容元件13的另一端和差动放大器20的反相输入端子连接。
可变电容元件13例如可以是电容值根据施加的电压而变化的变容二极管(也称作变容二极体或可变电容式二极管)，也可以是下述这样的电路：包含多个电容器、以及用于选择多个电容器中的至少一部分的多个开关，多个开关根据选择信号而进行开闭，与由此而选择出的电容器对应地来切换电容值。
差动放大器20放大被输入到同相输入端子和反相输入端子的一对信号的电位差，并将其从同相输出端子和反相输出端子输出。差动放大器20的同相输出端子与集成电路3的输出端子T3和电容器32的一端连接。此外，差动放大器20的反相输出端子与集成电路3的输出端子T4和电容器34的一端连接。
图7是示出差动放大器的电路结构的一例的图。在图7的例子中，差动放大器20构成为包含电阻21、电阻22、NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor：N沟道金属氧化物半导体)晶体管23、NMOS晶体管24、恒流源25、NMOS晶体管26、NMOS晶体管27、电阻28和电阻29。在图7中，例如，输入端子IP20是同相输入端子，输入端子IN20是反相输入端子。此外，输出端子OP20是同相输出端子，输出端子ON20是反相输出端子。
NMOS晶体管23的栅极端子与输入端子IP20连接，源极端子与恒流源25的一端连接，漏极端子经由电阻21而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管24的栅极端子与输入端子IN20连接，源极端子与恒流源25的一端连接，漏极端子经由电阻22而与电源端子T7(参照图6)连接。
恒流源25的另一端与接地端子T8(参照图6)连接。
NMOS晶体管26的栅极端子与NMOS晶体管23的漏极端子连接，源极端子经由电阻28而与接地端子T8(参照图6)连接，漏极端子与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管27的栅极端子与NMOS晶体管24的漏极端子连接，源极端子经由电阻29而与接地端子T8(参照图6)连接，漏极端子与电源端子T7(参照图6)连接。
此外，NMOS晶体管26的源极端子与输出端子ON20连接，NMOS晶体管27的源极端子与输出端子OP20连接。
这样构成的差动放大器20对被输入到输入端子IP20和输入端子IN20的一对信号进行同相放大，并将其从输出端子OP20和输出端子ON20输出。
返回图6，在本实施方式中，利用SAW滤波器2、相移电路10和差动放大器20，将一对信号在从SAW滤波器2的第1输出端口OP1和第2输出端口OP2至第1输入端口IP1和第2输入端口IP2的信号路径上传播，从而构成正反馈的闭合环路，使得该一对信号成为振荡信号。即，利用SAW滤波器2、相移电路10和差动放大器20而构成振荡电路100。另外，振荡电路100也可以构成为适当省略或变更这些要素的一部分或追加其它要素。
在图8的上段，以实线示出从SAW滤波器2的第1输出端口OP1输出的信号(频率f0)的波形，以虚线示出从SAW滤波器2的第2输出端口OP2输出的信号(频率f0)的波形。此外，在图8的下段，以实线示出输入到SAW滤波器2的第1输入端口IP1的信号(频率f0)的波形，以虚线示出输入到SAW滤波器2的第2输入端口IP2的信号(频率f0)的波形。
如图8所示，从SAW滤波器2的第1输出端口OP1传播至第1输入端口IP1的信号(实线)、与从SAW滤波器2的第2输出端口OP2传播至第2输入端口IP2的信号(虚线)的相位彼此相反。在此，“相位彼此相反”是不仅包含相位差确实是180°的情况、而且例如包含相位差与180°相差与如下差异对应的量的情况的概念：由于从SAW滤波器2的第1输出端口OP1至第1输入端口IP1的反馈路径的布线、与从SAW滤波器2的第2输出端口OP2至第2输入端口IP2的反馈路径的布线之间的长度、电阻、电容的差异或者制造误差而产生的差动放大器20具有的元件的特性差异等。
这样，本实施方式的振荡电路100利用差动放大器20放大从SAW滤波器2的第1输出端口OP1和第2输出端口OP2输出的差动信号(相位彼此相反的一对信号)，并反馈至SAW滤波器2的第1输入端口IP1和第2输入端口IP2，由此构成闭合环路的反馈路径进行振荡。即，振荡电路100以差动方式进行动作，以与第一IDT 201和第二IDT 202的电极指间距d1对应的频率f0进行振荡。
并且，经由电源线而叠加于差动信号的电源噪声为共模噪声，因此被差动放大器20大幅度地减少，上述差动信号在从SAW滤波器2的第1输出端口OP1和第2输出端口OP2至第1输入端口IP1和第2输入端口IP2的反馈路径上传播。因此，根据振荡电路100，能够减少由于电源噪声的影响引起的振荡信号的劣化，能够提高振荡信号的频率精度和S/N。
此外，本实施方式的振荡电路100通过改变相移电路10的可变电容元件13的电容值，能够在SAW滤波器2的通过频带内，以与线圈11的电感和线圈12的电感对应的可变宽度改变振荡信号的频率f0。线圈11的电感和线圈12的电感越大，则频率f0的可变宽度越大。
此外，在本实施方式的振荡电路100中，相位彼此相反的电流流过线圈11和线圈12。因此，线圈11产生的磁场的方向与线圈12产生的磁场的方向相反且彼此削弱，因此，能够减少由于磁场的影响引起的振荡信号的劣化。
而且，SAW谐振器相对于电抗的频率特性很陡峭，与此相对，SAW滤波器2相对于电抗的频率特性则是线性(平稳)的，因此，本实施方式的振荡电路100与使用SAW谐振器的振荡电路相比，具有易于控制频率f0的可变范围的优点。
返回图6，在振荡模块1的比振荡电路100靠后级的位置设置有电容器32、电容器34、差动放大器40、电容器52、电容器54、倍频电路60、高通滤波器70和输出电路80。
电容器32的一端与差动放大器20的同相输出端子(图7的输出端子OP20)连接，另一端与差动放大器40的同相输入端子连接。此外，电容器34的一端与差动放大器20的反相输出端子(图7的输出端子ON20)连接，另一端与差动放大器40的反相输入端子连接。该电容器32和电容器34作为DC截止用的电容器发挥功能，用于去除从差动放大器20的同相输出端子(图7的输出端子OP20)和反相输出端子(图7的输出端子ON20)输出的各信号的DC成分。
差动放大器40设置于从振荡电路100至倍频电路60的信号路径上。差动放大器40将放大被输入到同相输入端子和反相输入端子的差动信号后的差动信号从同相输出端子和反相输出端子输出。
图9是示出差动放大器的电路结构的一例的图。在图9的例子中，差动放大器40构成为包含电阻41、电阻42、NMOS晶体管43、NMOS晶体管44和恒流源45。在图9中，例如，输入端子IP40是同相输入端子，输入端子IN40是反相输入端子。此外，输出端子OP40是同相输出端子，输出端子ON40是反相输出端子。
NMOS晶体管43的栅极端子与输入端子IP40连接，源极端子与恒流源45的一端连接，漏极端子经由电阻41而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管44的栅极端子与输入端子IP40连接，源极端子与恒流源45的一端连接，漏极端子经由电阻42而与电源端子T7(参照图6)连接。
恒流源45的另一端与接地端子T8(参照图6)连接。
此外，NMOS晶体管43的漏极端子与输出端子OP40连接，NMOS晶体管44的漏极端子与输出端子ON40连接。
这样构成的差动放大器40对输入到输入端子IP40和输入端子IN40的差动信号进行反相放大，并将放大后的差动信号从输出端子OP40和输出端子ON40输出。
返回图6，电容器52的一端与差动放大器40的同相输出端子(图9的输出端子OP40)连接，另一端与倍频电路60的同相输入端子连接。此外，电容器54的一端与差动放大器40的反相输出端子(图9的输出端子ON40)连接，另一端与倍频电路60的反相输入端子连接。该电容器52和电容器54作为DC截止用的电容器发挥功能，用于去除从差动放大器40的同相输出端子(图9的输出端子OP40)和反相输出端子(图9的输出端子ON40)输出的各信号的DC成分。
倍频电路60以差动方式进行动作，将对被输入到同相输入端子和反相输入端子的差动信号的频率f0进行倍频后的差动信号从同相输出端子和反相输出端子输出。
图10是示出倍频电路的电路结构的一例的图。在图10的例子中，倍频电路60构成为包含电阻61、电阻62、NMOS晶体管63、NMOS晶体管64、NMOS晶体管65、NMOS晶体管66、NMOS晶体管67、NMOS晶体管68和恒流源69。在图10中，例如，输入端子IP60是同相输入端子，输入端子IN60是反相输入端子。此外，输出端子OP60是同相输出端子，输出端子ON60是反相输出端子。
NMOS晶体管63的栅极端子与输入端子IP60连接，源极端子与NMOS晶体管65的漏极端子连接，漏极端子经由电阻61而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管64的栅极端子与输入端子IN60连接，源极端子与NMOS晶体管65的漏极端子连接，漏极端子经由电阻62而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管65的栅极端子与输入端子IP60连接，源极端子与恒流源69的一端连接，漏极端子与NMOS晶体管63的源极端子和NMOS晶体管64的源极端子连接。
NMOS晶体管66的栅极端子与输入端子IN60连接，源极端子与NMOS晶体管68的漏极端子连接，漏极端子经由电阻61而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管67的栅极端子与输入端子IP60连接，源极端子与NMOS晶体管68的漏极端子连接，漏极端子经由电阻62而与电源端子T7(参照图6)连接。
NMOS晶体管68的栅极端子与输入端子IN60连接，源极端子与恒流源69的一端连接，漏极端子与NMOS晶体管66的源极端子和NMOS晶体管67的源极端子连接。
恒流源69的另一端与接地端子T8(参照图6)连接。
此外，NMOS晶体管63的漏极端子和NMOS晶体管66的漏极端子与输出端子OP60连接，NMOS晶体管64的漏极端子和NMOS晶体管67的漏极端子与输出端子ON60连接。
这样构成的倍频电路60生成被输入到输入端子IP60和输入端子IN60的差动信号的频率f0的2倍的频率2f0的差动信号，并将其从输出端子OP60和输出端子ON60输出。特别地，倍频电路60是平衡调制电路，从原理上构成为被输入到输入端子IP60和输入端子IN60的差动信号(f0的信号)不从输出端子OP60和输出端子ON60输出。根据该倍频电路60，即使考虑到各NMOS晶体管和各电阻的制造偏差，也能够减小从输出端子OP60和输出端子ON60输出的f0的信号成分，能够得到纯度较高的(高频率精度的)2f0的差动信号，并且，电路面积也较小。
返回图6，倍频电路60的同相输出端子(图10的输出端子OP60)与高通滤波器70的同相输入端子连接。此外，倍频电路60的反相输出端子(图10的输出端子ON60)与高通滤波器70的反相输入端子连接。
高通滤波器70设置于从倍频电路60至输出电路80的信号路径上。高通滤波器70以差动方式进行动作，将使被输入到同相输入端子和反相输入端子的差动信号的低频成分衰减后的差动信号从同相输出端子和反相输出端子输出。
图11是示出高通滤波器的电路结构的一例的示意图。在图11的例子中，高通滤波器70构成为包含电阻71、电容部72、电容部73、作为线圈部的线圈74、电容部75、电容部76、电阻77、将线圈74与各电容部连接的第1布线PP1、NP1。
在图11中，例如，输入端子IP70是同相输入端子，输入端子IN70是反相输入端子。此外，输出端子OP70是同相输出端子，输出端子ON70是反相输出端子。
电阻71的一端与输入端子IP70以及电容部72的第2端子72b连接，另一端与输入端子IN70以及电容部73的第2端子73b连接。
电容部72通过第1布线PP1将第1端子72a与线圈74的一端以及电容部75的第1端子75a连接、将第2端子72b与输入端子IP70以及电阻71的一端连接。
电容部73通过第1布线NP1将第1端子73a与线圈74的另一端以及电容部76的第1端子76a连接、将第2端子73b与输入端子IN70以及电阻71的另一端连接。
线圈74通过第1布线PP1而使一端与电容部72的第1端子72a以及电容部75的第1端子75a连接，通过第1布线NP1而使另一端与电容部73的第1端子73a以及电容部76的第1端子76a连接。
电容部75通过第1布线PP1将第1端子75a与电容部72的第1端子72a以及线圈74的一端连接、将第2端子75b与电阻77的一端连接。
电容部76通过第1布线NP1将第1端子76a与电容部73的第1端子73a以及线圈74的另一端连接、将第2端子76b与电阻77的另一端连接。
电阻77的一端与电容部75的第2端子75b连接，另一端与电容部76的第2端子76b连接。
此外，电容部75的第2端子75b以及电阻77的一端与输出端子OP70连接，电容部76的第2端子76b以及电阻77的另一端与输出端子ON70连接。
这样，各电容部的第1端子与线圈74连接，各电容部的第2端子经由各输入输出端子而与高通滤波器70的外部连接。
这样构成的高通滤波器70生成使被输入到输入端子IP70和输入端子IN70的差动信号的低频成分衰减后的差动信号，并将其从输出端子OP70和输出端子ON70输出。
高通滤波器70的各电容部包含电容阵列(排列的多个电容(例如，电容器)的集合，电容组)。
这里，列举电容部72为例，对其结构进行具体的说明。关于其他的电容部73、75、76，基本的结构与电容部72同样。
图12是示出电容部的结构的一例的示意图。
如图12所示，电容部72包含电容阵列72A。电容阵列72A包含第1电容C1和第2电容C2。
图13是示出第1电容的结构的示意性剖视图。另外，第2电容C2也是同样的结构。
如图13所示，第1电容C1的一个电极C1a设置于第1布线层AL1。
第1电容C1的另一个电极C1b以跨越第2布线层AL2和第3布线层AL3的方式设置，设置有一个电极C1a的第1布线层AL1构成为被第2布线层AL2和第3布线层AL3夹着。
第2布线层AL2层叠于第1布线层AL1的上方，形成为比第1布线层AL1厚(t1＜t2)。另外，线圈74设置于该第2布线层AL2。第3布线层AL3层叠于第1布线层AL1的下方。
在第1布线层AL1设置有第1布线PP1。第1布线PP1将第1电容C1的一个电极C1a与第1端子72a电连接。第1布线PP1还将第1端子72a与线圈74的一端电连接。
在第2布线层AL2设置有第2布线PP2，在第3布线层AL3设置有第3布线PP3。
第2布线PP2以及第3布线PP3与设置于第1布线层AL1的第4布线PP4连接，经由第4布线PP4将第1电容C1的另一个电极C1b与第2端子72b电连接。另外，第4布线PP4还将第2端子72b与输入端子IP70电连接。
第2电容C2的一个电极C2a通过第1布线PP1而与第1电容C1的一个电极C1a电连接。
此外，第2电容C2的另一个电极C2b通过第2布线PP2、第3布线PP3以及第4布线PP4而与第1电容C1的另一个电极C1b电连接。
另外，在振荡模块1中，第1电容C1的电容值可以与第2电容C2的电容值大致相等，第2电容C2的电容值也可以比第1电容C1的电容值大。
这里，作为一例，设第2电容C2的电容值比第1电容C1的电容值大(C1＜C2)。
这里，从第1端子72a至第1电容C1(一个电极C1a)的第1布线PP1的布线长度L1(将72a与C1a相连的波浪线的路径)比从第1端子72a至第2电容C2(一个电极C2a)的第1布线PP1的布线长度L2(将72a与C2a相连的波浪线的路径)短(L1＜L2)。
汇总上述结构，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70。而且，高通滤波器70具有线圈74、和包含电容阵列72A的电容部(72等)。
而且，电容阵列72A包含第1电容C1、第2电容C2以及与线圈74连接的第1端子72a，第1电容C1的电容值比第2电容C2的电容值小(C1＜C2)。
并且，第1电容C1与第1端子72a连接的情况下的布线长度L1比第2电容C2与第1端子72a连接的情况下的布线长度L2短(L1＜L2)。
另外，第1端子72a能够设置于第1布线PP1中的、从与线圈74的连接部至与第1电容C1的一个电极C1a的连接部之间的任意位置处。此外，第2端子72b能够设置于第4布线PP4中的、从与输入端子IP70的连接部至与第1电容C1的另一个电极C1b的连接部之间的任意位置处。这在以下的各结构例中也同样。
另外，根据在高通滤波器70中衰减的低频成分的频带，各电容有时不与线圈74连接，在该情况下，优选一个电极以及另一个电极都与规定的固定电位连接。
接下来，对电容部72的另一结构例进行说明。
图14是示出电容部的另一结构例的示意图。另外，关于与上述结构共同的部分，赋予同一标号并省略详细的说明，以与上述结构不同的部分为中心进行说明。
如图14所示，电容部72包含电容阵列72A。电容阵列72A包含第1电容C1、第2电容C2以及第3电容C3。另外，第3电容C3的基本结构与第1电容C1以及第2电容C2同样。
第3电容C1的一个电极C3a通过第1布线PP1而与第1电容C1的一个电极C1a以及第2电容C2的一个电极C2a电连接。
此外，第3电容C3的另一个电极C3b通过第2布线PP2、第3布线PP3以及第4布线PP4(参照图13)而与第1电容C1以及第2电容C2的另一个电极C1b、C2b电连接。
这里，第1电容C1的电容值与第2电容C2的电容值之和比第3电容C3的电容值小((C1+C2)＜C3)。并且，第1电容C1(一个电极C1a)通过第1布线PP1而与第1端子72a电连接的情况下的布线长度L1比第3电容C3(一个电极C3a)通过第1布线PP1而与第1端子72a电连接的情况下的布线长度L3(将72a与C3a相连的波浪线的路径)短(L1＜L3)。
汇总该结构，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70。而且，高通滤波器70具有线圈74、以及包含电容阵列72A的电容部(72等)。
而且，电容阵列72A包含第1电容C1、第2电容C2、第3电容C3以及与线圈74连接的第1端子72a，第1电容C1的电容值与第2电容C2的电容值之和比第3电容C3的电容值小((C1+C2)＜C3)。
并且，第1电容C1与第1端子72a连接的情况下的布线长度L1比第3电容C3与第1端子72a连接的情况下的布线长度L3短(L1＜L3)。
另外，根据在高通滤波器70中衰减的低频成分的频带，各电容有时不与线圈74连接，在该情况下，优选一个电极以及另一个电极都与规定的固定电位连接。
另外，第3电容C3的电容值可以与第1电容C1的电容值或者第2电容C2的电容值大致相等。
接下来，对电容部72的又一结构例进行说明。
图15是示出电容部的又一结构例的示意图。
如图15所示，电容部72包含电容阵列72A。
电容阵列72A包含与线圈74连接的第1端子72a、相互连接的n(n是整数)个电容(第1电容C1～第n电容Cn)的第1阵列A1、以及相互连接的m(m是整数)个电容(第1电容C1’～第m电容Cm)的第2阵列A2。
这里，第1阵列A1的总电容值(第1电容C1～第n电容Cn的各电容值的总和)比第2阵列A2的总电容值(第1电容C1’～第m电容Cm的各电容值的总和)小。
而且，属于第1阵列A1的1个电容与第1端子72a电连接的情况下的布线长度比属于第2阵列A2的1个电容与第1端子72a电连接的情况下的布线长度短。
列举一例，属于第1阵列A1的第4电容C4(一个电极C4a)与第1端子72a通过第1布线PP1而电连接的情况下的布线长度L4(将C4a与72a相连的波浪线的路径)比属于第2阵列A2的第1电容C1’(一个电极C1’a)与第1端子72a通过第1布线PP1而电连接的情况下的布线长度L5(将C1’a与72a相连的波浪线的路径)短。
汇总该结构，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70。而且，高通滤波器70具有线圈74、以及包含电容阵列72A的电容部(72等)。
而且，电容阵列72A包含与线圈74连接的第1端子72a、相互连接的n个电容的第1阵列A1以及相互连接的m个电容的第2阵列A2，第1阵列A1的总电容值比第2阵列A2的总电容值小。
并且，属于第1阵列A1的1个电容(例如，第4电容C4)与第1端子72a连接的情况下的布线长度(例如，L4)比属于第2阵列A2的1个电容(例如，第1电容C1’)与第1端子72a连接的情况下的布线长度(例如，L5)短。
另外，根据在高通滤波器70中衰减的低频成分的频带，各阵列的各电容有时不与线圈74连接，在该情况下，优选一个电极以及另一个电极都与规定的固定电位连接。
图16是示出高通滤波器的频率特性的一例的图。图16中还以虚线图示出作为高通滤波器70的输入信号的、倍频电路60的输出信号的频谱。在图16中，横轴为频率，纵轴为增益(高通滤波器70的频率特性的情况下)或功率(倍频电路60的输出信号的频谱的情况下)。如图16所示，以使高通滤波器70的截止频率fc处于f0与2f0之间的方式来设定各电阻的电阻值、各电容部的电容值以及线圈74的电感值。如前所述，倍频电路60输出f0的信号成分较小且纯度较高的(高频率精度的)2f0的差动信号，而如图16所示，利用高通滤波器70来衰减低于该截止频率fc的f0的信号成分，因此，能够得到纯度更高的(高频率精度的)2f0的差动信号。
返回图6，高通滤波器70的同相输出端子(图11的输出端子OP70)与输出电路80的同相输入端子连接。此外，高通滤波器70的反相输出端子(图11的输出端子ON70)与输出电路80的反相输入端子连接。
输出电路80设置于倍频电路60和高通滤波器70的后级。输出电路80以差动方式进行动作，生成将被输入到同相输入端子和反相输入端子的差动信号转换成期望的电压等级(或电流等级)的信号而得到的差动信号，并将其从同相输出端子和反相输出端子输出。输出电路80的同相输出端子与集成电路3的输出端子T5连接，输出电路80的反相输出端子与集成电路3的输出端子T6连接。集成电路3的输出端子T5与作为振荡模块1的外部端子的CP端子连接，集成电路3的输出端子T6与作为振荡模块1的外部端子的CN端子连接。然后，输出电路80进行转换后的差动信号(振荡信号)经由集成电路3的输出端子T5和输出端子T6而从振荡模块1的CP端子和CN端子输出至外部。
图17是示出输出电路的电路结构的一例的图。在图17的例子中，输出电路80构成为包含差动放大器81、NPN晶体管82和NPN晶体管83。在图17中，例如，输入端子IP80是同相输入端子，输入端子IN80是反相输入端子。此外，输出端子OP80是同相输出端子，输出端子ON80是反相输出端子。
差动放大器81的同相输入端子与输入端子IP80连接，反相输入端子与输入端子IN80连接，同相输出端子与NPN晶体管82的基极端子连接，反相输出端子与NPN晶体管83的基极端子连接，利用从电源端子T7(参照图6)和接地端子T8供给的电源电压VDD进行动作。
NPN晶体管82的基极端子与差动放大器81的同相输出端子连接，集电极端子与电源端子T7(参照图6)连接，发射极端子与输出端子OP80连接。
NPN晶体管83的基极端子与差动放大器81的反相输出端子连接，集电极端子与电源端子T7(参照图6)连接，发射极端子与输出端子ON80连接。
这样构成的输出电路80是PECL(Positive Emitter Coupled Logic：正射极偶合逻辑)电路或LV-PECL(Low-Voltage Positive Emitter Coupled Logic：低压正射极耦合逻辑)电路，通过将输出端子OP80和输出端子ON80下拉至规定的电位V1，将从输入端子IP80和输入端子IN80输入的差动信号转换成设高电平为VDD-VCE、设低电平为V1的差动信号，并将其从输出端子OP80和输出端子ON80输出。另外，VCE是NPN晶体管82或NPN晶体管83的集电极-发射极间电压。
如上所述，本实施方式的振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70，高通滤波器70具有线圈74、电容部(72等)、以及将线圈74与电容部(72等)连接的第1布线PP1，电容部72包含电容阵列72A。
由此，振荡模块1通过选择电容部72的电容阵列72A内的电容(第1电容C1、第2电容C2等)，能够将期望的频带作为高通滤波器70的通过频带。
由此，即使振荡模块1的振荡频率因SAW滤波器2的变更而变化，仅通过调整高通滤波器70的电容阵列72A(具体而言，基于第1布线层AL1的掩模变更的布线变更)就能够与该变化对应。
其结果是，振荡模块1能够实现与基于母片的振荡信号的频带变更(振荡频率的序列化)相关的交货期的缩短以及成本的降低。
此外，由于线圈74设置于比设置有第1布线PP1的第1布线层AL1厚的第2布线层AL2，因此，振荡模块1能够抑制线圈74的电感的偏差。
此外，由于第2布线层AL2层叠于第1布线层AL1的上方，因此，振荡模块1还能够通过第2布线层AL2和第1布线层AL1形成电容部72(电容阵列72A)。
此外，由于电容阵列72A包含第1电容C1，第1电容C1的至少一个电极C1a设置于第1布线层AL1，因此，振荡模块1能够将第1布线PP1的一部分作为第1电容C1的一个电极C1a。
此外，由于第1电容C1的另一个电极C1b以跨越第2布线层AL2和第3布线层AL3的方式设置，第1布线层AL1构成为被第2布线层AL2和第3布线层AL3夹着，因此，振荡模块1能够通过比其他的结构少的平面面积得到期望的电容值。
此外，振荡模块1具有与线圈74连接的第1端子72a以及与高通滤波器70的外部连接的第2端子72b，第1布线PP1将第1电容C1的一个电极C1a与第1端子72a电连接，第2布线PP2以及第3布线PP3将第1电容C1的另一个电极C1b与第2端子72b电连接。
由此，振荡模块1能够将与第1电容C1对应的频带作为高通滤波器70的通过频带。
由此，即使振荡模块1的振荡频率因SAW滤波器2的变更而变化，仅通过调整高通滤波器70的电容阵列72A，就能够与该变化对应。
此外，电容阵列72A包含第2电容C2，第2电容C2的一个电极C2a通过第1布线PP1而与第1电容C1的一个电极C1a连接，因此，振荡模块1能够将与第1电容C1的电容值和第2电容C2的电容值之和对应的频带作为高通滤波器70的通过频带。
由此，即使振荡模块1的振荡频率因SAW滤波器2的变更而变化，仅通过调整高通滤波器70的电容阵列72A，就能够与该变化对应，与仅是第1电容C1的情况相比，能够扩大对应范围。
此外，在第1电容C1的电容值与第2电容C2的电容值大致相等的情况下，振荡模块1通过第1电容C1的设计数据的复制以及粘贴，使集成电路3的布局设计变得容易。
此外，在第2电容C2的电容值比第1电容C1的电容值大的情况下，相比于第1电容C1的电容值与第2电容C2的电容值大致相等的情况，振荡模块1能够扩大与伴随着SAW滤波器2的变更的振荡频率变化对应的对应范围。
此外，在振荡模块1中，从第1端子72a至第1电容C1的第1布线PP1的布线长度L1比从第1端子72a至第2电容C2的第1布线PP1的布线长度L2短。
由此，振荡模块1能够降低第1电容C1的电容值越小则影响越大的、由第1布线PP1的布线长度L1引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块1能够输出频率精度高的振荡信号。
此外，在振荡模块1中，作为其他的结构，电容阵列72A包含第3电容C3，第3电容C3的一个电极C3a通过第1布线PP1而与第1电容C1的一个电极C1a以及第2电容C2的一个电极C2a连接。
由此，振荡模块1能够将与第1电容C1的电容值、第2电容C2的电容值、第3电容C3的电容值之和对应的频带作为高通滤波器70的通过频带。
由此，即使振荡模块1的振荡频率因SAW滤波器2的变更而变化，仅通过调整高通滤波器70的电容阵列72A，就能够与该变化对应，与仅是第1电容C1以及第2电容C2的情况相比，能够扩大对应范围。
根据最初的结构(图12等)，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70，高通滤波器70具有线圈74、以及包含电容阵列72A的电容部72，电容阵列72A包含第1电容C1、第2电容C2以及与线圈74连接的第1端子72a。
而且，第1电容C1的电容值比第2电容C2的电容值小，并且，第1电容C1与第1端子72a连接的情况下的布线长度L1比第2电容C2与第1端子72a连接的情况下的布线长度L2短。
由此，振荡模块1能够降低第1电容C1的电容值越小则影响越大的、由布线长度L1引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块1能够输出频率精度高的振荡信号。
此外，根据另一结构(图14等)，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70，高通滤波器70具有线圈74、以及包含电容阵列72A的电容部72，电容阵列72A包含第1电容C1、第2电容C2、第3电容C3以及与线圈74连接的第1端子72a。
而且，第1电容C1的电容值与第2电容C2的电容值之和比第3电容C3的电容值小，并且，第1电容C1与第1端子72a连接的情况下的布线长度L1比第3电容C3与第1端子72a连接的情况下的布线长度L3短。
由此，振荡模块1能够降低第1电容C1的电容值越小则影响越大的、由布线长度L1引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块1能够输出频率精度高的振荡信号。
此外，根据又一结构(图15等)，振荡模块1具有SAW滤波器2、以及在集成电路3内构成的高通滤波器70，高通滤波器70具有线圈74以及包含电容阵列72A的电容部72，电容阵列72A包含与线圈74连接的第1端子72a、相互连接的n个电容的第1阵列A1以及相互连接的m个电容的第2阵列A2。
而且，第1阵列A1的总电容值比第2阵列A2的总电容值小，并且，属于第1阵列A1的1个电容(例如，第4电容C4)与第1端子72a连接的情况下的布线长度(例如，L4)比属于第2阵列A2的1个电容(例如，第1电容C1’)与第1端子72a连接的情况下的布线长度(例如，L5)短。
由此，振荡模块1能够降低第1阵列A1的总电容值越小则影响越大的、由布线长度(例如，L4)引起的阻抗变化和寄生电容变化。
由此，振荡模块1能够输出频率精度高的振荡信号。
2.电子设备
图18是示出本实施方式的电子设备的结构的一例的功能框图。本实施方式的电子设备300构成为包含振荡模块310、CPU(Central Processing Unit：中央处理器)320、操作部330、ROM(Read Only Memory：只读存储器)340、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)350、通信部360和显示部370。另外，本实施方式的电子设备也可以构成为省略或变更图18的构成要素(各部分)的一部分、或追加其它构成要素。
振荡模块310具有振荡电路312。振荡电路312具有未图示的SAW滤波器，产生频率基于SAW滤波器的谐振频率的振荡信号。
此外，振荡模块310也可以具有位于振荡电路312后级的倍频电路314和输出电路316。倍频电路314产生对振荡电路312产生的振荡信号的频率倍频后的振荡信号。此外，输出电路316将倍频电路314产生的振荡信号或振荡电路312产生的振荡信号输出至CPU 320。振荡电路312、倍频电路314和输出电路316可以分别以差动方式进行动作。
CPU 320依照存储于ROM 340等中的程序，以从振荡模块310输入的振荡信号为时钟信号来进行各种计算处理和控制处理。具体而言，CPU 320进行与来自操作部330的操作信号对应的各种处理、控制通信部360以与外部装置进行数据通信的处理、以及发送用于使显示部370显示各种信息的显示信号的处理等。
操作部330是由操作键及按键开关等构成的输入装置，用于将与用户的操作对应的操作信号输出至CPU 320。
ROM 340存储有CPU 320用于进行各种计算处理和控制处理的程序和数据等。
RAM 350被用作CPU 320的作业区域，用于临时存储从ROM 340读出的程序和数据、从操作部330输入的数据以及CPU 320依照各种程序执行的运算结果等。
通信部360进行用于使CPU 320与外部装置之间的数据通信成立的各种控制。
显示部370是由LCD(Liquid Crystal Display：液晶显示装置)等构成的显示装置，根据从CPU 320输入的显示信号来显示各种信息。也可以在显示部370设置作为操作部330发挥功能的触摸面板。
例如应用上述实施方式的振荡电路100作为振荡电路312，或者，例如应用上述实施方式的振荡模块1作为振荡模块310，由此，能够实现可靠性高的电子设备。
作为这样的电子设备300，可以考虑各种电子设备，例如可以举出使用光纤等的光传输装置等网络设备、播放设备、在人造卫星和基站中利用的通信设备、GPS(GlobalPositioning System：全球定位系统)模块、个人计算机(例如，移动型个人计算机、膝上型个人计算机、平板型个人计算机)、智能手机及移动电话机等移动终端、数码照相机、喷墨式排出装置(例如，喷墨打印机)、路由器及开关等存储区域网络设备、局域网设备、移动终端基站用设备、电视机、摄像机、录像机、汽车导航装置、实时时钟装置、寻呼机、电子记事本(还包含带通信功能的)、电子词典、计算器、电子游戏设备、游戏用控制器、文字处理器、工作站、可视电话、防盗用视频监视器、电子双筒望远镜、POS(Point Of Sale：销售点)终端、医疗设备(例如电子体温计、血压计、血糖计、心电图计测装置、超声波诊断装置、电子内窥镜)、鱼群探测器、各种测量设备、计量仪器类(例如车辆、飞机、船舶的计量仪器类)、飞行模拟器、头戴式显示器、运动追踪器、运动跟踪器、运动控制器、PDR(步行者位置方位测量)系统等。
作为本实施方式的电子设备300的一例，可以举出使用上述振荡模块310作为基准信号源、例如作为以有线或无线方式与终端进行通信的终端基站用装置等发挥功能的传输装置。通过应用例如上述实施方式的振荡模块1作为振荡模块310，还能够实现例如能够用于通信基站等的频率精度比以往高的可期望高性能、高可靠性的电子设备300。
此外，作为本实施方式的电子设备300的另一例，也可以是通信装置，在该通信装置中，通信部360接收外部时钟信号，CPU 320(处理部)包含频率控制部，该频率控制部根据该外部时钟信号、和振荡模块310的输出信号，控制振荡模块310的频率。
3.移动体
图19是示出本实施方式的移动体的一例的图(俯视图)。图19所示的移动体400构成为包含振荡模块410、进行引擎系统、制动系统、无钥匙门禁系统等的各种控制的控制器420、430、440、电池450以及备用电池460。另外，本实施方式的移动体也可以构成为省略图19的构成要素(各部分)的一部分或追加其它构成要素。
振荡模块410具备具有未图示的SAW滤波器的振荡电路(未图示)，产生频率基于SAW滤波器的谐振频率的振荡信号。
此外，振荡模块410也可以具有位于振荡电路后级的倍频电路和输出电路。倍频电路产生对振荡电路产生的振荡信号的频率进行倍频后的振荡信号。此外，输出电路输出倍频电路产生的振荡信号或振荡电路产生的振荡信号。振荡电路、倍频电路和输出电路可以分别以差动方式进行动作。
振荡模块410输出的振荡信号被供给至控制器420、430、440，例如被用作时钟信号。
电池450对振荡模块410和控制器420、430、440供给电力。当电池450的输出电压低于阈值时，备用电池460对振荡模块410和控制器420、430、440供给电力。
例如应用上述实施方式的振荡电路100作为振荡模块410具有的振荡电路，或者，例如应用上述实施方式的振荡模块1作为振荡模块410，由此，能够实现可靠性高的移动体。
作为这样的移动体400，可以考虑各种移动体，例如可以举出汽车(也包含电动车)、喷气式飞机或直升机等飞机、船舶、火箭及人造卫星等。
上述实施方式仅为一例，本发明并不限于本实施方式，能够在本发明的宗旨的范围内实施各种变形。
本发明包含与在实施方式中说明的结构实质上相同的结构(例如，功能、方法和结果相同的结构或目的、效果相同的结构)。此外，本发明包含将在实施方式中说明的结构的非本质性部分置换而成的结构。此外，本发明包含能够起到与在实施方式中说明的结构相同的作用效果的结构或能够实现相同目的的结构。此外，本发明包含在实施方式中说明的结构中添加公知技术而得到的结构。

Claims (16)

1.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、电容部、以及将所述线圈部与所述电容部连接的第1布线，
所述电容部包含电容阵列，
所述线圈部设置于第2布线层，所述第2布线层比设置有所述第1布线的第1布线层厚。
2.根据权利要求1所述的振荡模块，其特征在于，
所述第2布线层被层叠于所述第1布线层的上方。
3.根据权利要求1所述的振荡模块，其特征在于，
所述电容阵列包含第1电容，
所述第1电容的至少一个电极设置于所述第1布线层。
4.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、电容部、以及将所述线圈部与所述电容部连接的第1布线，
所述电容部包含电容阵列，
所述电容阵列包含第1电容，
所述第1电容的至少一个电极设置于设置有所述第1布线的第1布线层，
所述第1电容的另一个电极以跨越第2布线层和第3布线层的方式设置，
设置有所述一个电极的所述第1布线层构成为被所述第2布线层和所述第3布线层夹着。
5.根据权利要求4所述的振荡模块，其特征在于，
该振荡模块还具有与所述线圈部连接的第1端子、以及与所述高通滤波器的外部连接的第2端子，
所述第1布线将所述一个电极与所述第1端子电连接，
设置于所述第2布线层的第2布线以及设置于所述第3布线层的第3布线将所述另一个电极与所述第2端子电连接。
6.根据权利要求3～5中的任意一项所述的振荡模块，其特征在于，
所述电容阵列还包含第2电容，
所述第2电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极连接。
7.根据权利要求6所述的振荡模块，其特征在于，
所述电容阵列还包含第3电容，
所述第3电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极以及所述第2电容的所述一个电极连接。
8.根据权利要求6所述的振荡模块，其特征在于，
所述第1电容的电容值与所述第2电容的电容值大致相等。
9.根据权利要求6所述的振荡模块，其特征在于，
所述第2电容的电容值比所述第1电容的电容值大。
10.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、电容部、以及将所述线圈部与所述电容部连接的第1布线，
所述电容部包含电容阵列，
所述电容阵列包含第1电容以及第2电容，
该振荡模块还具有与所述线圈部连接的第1端子，
所述第1布线将所述第1电容的一个电极与所述第1端子电连接，
所述第2电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极连接，
所述第1布线的从所述第1端子至所述第1电容为止的布线长度比所述第1布线的从所述第1端子至所述第2电容为止的布线长度短。
11.根据权利要求8～10中的任意一项所述的振荡模块，其特征在于，
所述电容阵列还包含第3电容，
所述第3电容的一个电极通过所述第1布线而与所述第1电容的所述一个电极以及所述第2电容的所述一个电极连接。
12.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，
所述电容阵列包含第1电容、第2电容以及与所述线圈部连接的第1端子，
所述第1电容的电容值比所述第2电容的电容值小，
并且，所述第1电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比所述第2电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
13.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，
所述电容阵列包含第1电容、第2电容、第3电容以及与所述线圈部连接的第1端子，
所述第1电容的电容值与所述第2电容的电容值之和比所述第3电容的电容值小，
并且，所述第1电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比所述第3电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
14.一种振荡模块，其特征在于，
该振荡模块具有SAW滤波器、以及在集成电路内构成的高通滤波器，
所述高通滤波器具有线圈部、以及包含电容阵列的电容部，
所述电容阵列包含与所述线圈部连接的第1端子、相互连接的n个电容的第1阵列、以及相互连接的m个电容的第2阵列，
所述第1阵列的总电容值比所述第2阵列的总电容值小，
并且，属于所述第1阵列的1个电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度比属于所述第2阵列的1个电容与所述第1端子连接的情况下的布线长度短。
15.一种电子设备，其特征在于，该电子设备具有权利要求1～14中的任意一项所述的振荡模块。
16.一种移动体，其特征在于，该移动体具有权利要求1～14中的任意一项所述的振荡模块。
CN201710033635.5A 2016-02-02 2017-01-18 振荡模块、电子设备以及移动体 Active CN107026614B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016017718A JP6724394B2 (ja) 2016-02-02 2016-02-02 発振モジュール、電子機器及び移動体
JP2016-017718 2016-02-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107026614A CN107026614A (zh) 2017-08-08
CN107026614B true CN107026614B (zh) 2022-04-05

Family

ID=59387671

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710033635.5A Active CN107026614B (zh) 2016-02-02 2017-01-18 振荡模块、电子设备以及移动体

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10374575B2 (zh)
JP (1) JP6724394B2 (zh)
CN (1) CN107026614B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016159112A1 (ja) * 2015-03-30 2016-10-06 京セラ株式会社 検体液センサおよび検体液の測定方法
JP2021100214A (ja) * 2019-12-23 2021-07-01 株式会社村田製作所 複合フィルタ装置及びバンドパスフィルタ

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000307452A (ja) * 1999-02-16 2000-11-02 Murata Mfg Co Ltd 高周波複合部品及びそれを用いた携帯無線機
JP2002111431A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Seiko Epson Corp 弾性表面波装置
CN1541454A (zh) * 2001-08-10 2004-10-27 日立金属株式会社 高通滤波器和多频带天线开关电路、使用它们的层叠模块复合元件和通信仪器
CN1871767A (zh) * 2003-08-20 2006-11-29 马克西姆综合产品公司 宽带集成数字可调滤波器
JP2010063062A (ja) * 2008-09-08 2010-03-18 Epson Toyocom Corp マルチキャリア送信機、マルチキャリア受信機、及び送受信システム
CN103580640A (zh) * 2012-07-19 2014-02-12 精工爱普生株式会社 振动片、振子、振荡器以及电子设备
WO2015128008A1 (de) * 2014-02-26 2015-09-03 Epcos Ag Package für ein abstimmbares filter

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7176506B2 (en) * 2001-08-28 2007-02-13 Tessera, Inc. High frequency chip packages with connecting elements
JP2004040509A (ja) 2002-07-03 2004-02-05 Seiko Epson Corp 発振回路及びこの発振回路を用いた電子機器
JP4710435B2 (ja) * 2005-06-29 2011-06-29 ソニー株式会社 微小共振器、バンドパスフィルタ、半導体装置、並びに通信装置
JP2007013565A (ja) 2005-06-30 2007-01-18 Toshiba Corp 発振回路
US8884713B2 (en) * 2012-05-18 2014-11-11 Tensorcom, Inc. Method and apparatus of cancelling inductor coupling
US9595942B2 (en) * 2015-03-30 2017-03-14 Tdk Corporation MOS capacitors with interleaved fingers and methods of forming the same

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000307452A (ja) * 1999-02-16 2000-11-02 Murata Mfg Co Ltd 高周波複合部品及びそれを用いた携帯無線機
JP2002111431A (ja) * 2000-09-28 2002-04-12 Seiko Epson Corp 弾性表面波装置
CN1541454A (zh) * 2001-08-10 2004-10-27 日立金属株式会社 高通滤波器和多频带天线开关电路、使用它们的层叠模块复合元件和通信仪器
CN1871767A (zh) * 2003-08-20 2006-11-29 马克西姆综合产品公司 宽带集成数字可调滤波器
JP2010063062A (ja) * 2008-09-08 2010-03-18 Epson Toyocom Corp マルチキャリア送信機、マルチキャリア受信機、及び送受信システム
CN103580640A (zh) * 2012-07-19 2014-02-12 精工爱普生株式会社 振动片、振子、振荡器以及电子设备
WO2015128008A1 (de) * 2014-02-26 2015-09-03 Epcos Ag Package für ein abstimmbares filter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"Evolutional Trend of Mixed Analog and Digital RF Circuits";Satoshi TANAKA;《IEICE TRANSACTIONS on Electronics》;20090601;757-768 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20170222623A1 (en) 2017-08-03
US10374575B2 (en) 2019-08-06
CN107026614A (zh) 2017-08-08
JP6724394B2 (ja) 2020-07-15
JP2017139544A (ja) 2017-08-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10581379B2 (en) Integrated circuit layout for an oscillation module
JP6241329B2 (ja) 電子デバイス、電子機器および移動体
CN108075731B (zh) 电路装置、振荡器、电子设备和移动体
JP2015104074A (ja) 発振回路、発振器、電子機器および移動体
CN107040241B (zh) 振荡模块、电子设备以及移动体
CN107026614B (zh) 振荡模块、电子设备以及移动体
US9391560B2 (en) Semiconductor integrated circuit, oscillator, electronic apparatus, and moving object
JP2019106607A (ja) 弾性表面波型共振子、発振モジュール、電子機器および移動体
CN109842377B (zh) 振荡器、电子设备以及移动体
CN106961250B (zh) 振荡模块、电子设备以及移动体
JP7159637B2 (ja) 発振器、電子機器及び移動体
CN111106799B (zh) 振荡器、电子设备和移动体
JP6582381B2 (ja) 発振器、電子機器および移動体
JP6651786B2 (ja) 発振モジュール、電子機器及び移動体
JP7064524B2 (ja) 発振モジュール、電子機器及び移動体
JP6606970B2 (ja) 発振回路、発振モジュール、電子機器及び移動体
JP6672698B2 (ja) 発振モジュール、電子機器及び移動体
JP2016134736A (ja) 発振器、電子機器及び移動体
JP2018125366A (ja) 集積回路の設計方法、集積回路、発振器、電子機器及び移動体
US11509265B2 (en) Integrated circuit, oscillator, electronic apparatus, and vehicle

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant