CN106300956B - 高效功率因数改善电路及开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高效功率因数改善电路及开关电源装置。在待机信号为高电平时，从COMP信号切换电路的AC‑COMP合成电路输出重叠有AC波形的Comp_stb信号，并输入到PWM.comp，与斜坡振荡器的输出波形进行比较。在此情况下，仅在Comp_stb信号的峰值高于斜坡振荡器的最低电压时，从控制IC输出OUT端子输出信号，进行突发动作。在Comp_stb信号低于斜坡振荡器的最低电压时，RSFF的复位信号保持高电平，因此，从控制IC不输出OUT端子输出信号。这样，在开关电源装置的负载为轻负载及无负载时使开关元件进行突发动作，从而减少开关损耗。

Description

高效功率因数改善电路及开关电源装置
技术领域
本发明涉及通过在开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时使开关元件进行突发动作，从而减少开关损耗进而提高效率的功率因数改善电路及开关电源装置。
背景技术
在被提供有商用交流电源(AC100V～240V)的多数电子设备中，为了获得驱动内部的电子电路的直流电源，使用开关电源电路。因此，在开关电源电路中，需要将商用交流电源转换成直流的整流电路。
在不进行功率因数改善的情况下，连接在整流电路后级的滤波电容器仅在输入电压超过滤波电容器的电压的峰值附近时有电流流过，因此，存在如下问题：在整流电路中产生高频率的电流分量，成为高频率噪声源，并且功率因数下降。
所谓功率因数是指将交流电路中的输入有功功率Pi(W)除以视在功率(输入电压的有效值与输入电流的有效值之积)后得到的值，该输入有功功率Pi(W)为输入电压与输入电流之积的时间平均，有功功率为将视在功率乘以由负载决定的系数(功率因数)后的值。
在将AC100V与单纯的电阻负载连接的情况下，电压波形与电流波形为同相，功率因数为1。
然而，在开关电源中，若存在电阻以外的电容器、扼流线圈等负载因素，则电流相位相对于电压相位有偏差。
在此情况下，为了对功率因数与该偏差量相应地减少这一情况进行补偿，需要增大输入电流，这会导致输电线等的输入线路的功耗增大。
因此，需要使用功率因数改善电路，来防止功率因数的下降，抑制该功耗，并抑制上述高频噪声。
在下面所示的非专利文献1中，记载有所谓导通宽度固定控制(导通时间固定控制)的功率因数改善电路(PFC(Power Factor Correction)电路)，其内置有检测输出电压并与基准电压进行比较且放大的误差放大器，对于一定的负载，将开关元件的导通宽度控制成与误差放大器的输出对应的一定大小。
图1表示下述的非专利文献1所记载的具有现有的PFC电路的开关电源装置的结构。图2是表示图1所示的现有的功率因数改善电路的动作波形的图。
图1的PFC电路构成升压整流器，在作为开关元件的MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化膜场效应晶体管)(Q1)220导通时，电感器(L1)232的电流IL1从零开始上升。
同时，控制IC(Integrated Circuit：集成电路)200内部的斜坡振荡器(RAMP OSC)214的输出Vramp(载波信号)以由与RT端子连接的电阻的电阻值决定的斜率进行上升。
然后，利用比较器(PWM.comp)213将斜坡振荡器(RAMP OSC)214的输出Vramp和误差放大器(ERRAMP)210的输出Vcomp(212)进行比较，若Vramp＞Vcomp，则MOSFET Q1(220)截止，斜坡振荡器(RAMP OSC)214的输出Vramp下降。
若MOSFET Q1(220)截止，则电感器L1(232)的两端电压反转，通过二极管D1(234)向输出电压236侧提供电流，同时电感器L1(232)的电流IL1减少。
基于IS端子上的电压216，利用电流比较器(ZCD.comp)215检测出电感器L1(232)的电流IL1变成零的时刻。然后，在由外置于RTZC端子的电阻的电阻值决定的延迟时间之后，MOSFET Q1(220)导通，转移至下一开关周期。
进一步对这点进行说明，在检测出零电流并立即进行接通的情况下，变成在MOSFET Q1(220)的Vds电压(漏源间电压)较高的状态下导通，因此，开关损耗变大，但通过利用图1所示的Delay(延迟)电路使下一导通时刻延迟，从而Vds电压因电感器L1(232)和MOSFET Q1(220)的未图示的寄生电容的谐振动作而下降，能在适当的时刻使其接通，因此能降低开关损耗。控制IC200通过重复进行该动作来使动作(临界动作)持续。
在上述开关动作中，在PFC电路的负载固定的情况下，误差放大器(ERRAMP)210的输出Vcomp(212)的值固定，MOSFET Q1(220)的导通宽度固定。此时电感器L1(232)的峰值电流由下式给出。即，
Imax＝(Vin/L)*ton
此处，Imax为电感器L1的峰值电流，Vin为输入电压，L为电感器L1的电感值，ton为导通宽度。
在上述内容中，由于L、ton固定，因此，L1(232)的峰值电流Imax与Vin(输入电压)230成比例。其波形为与输入电压230相同的AC(Alternate Current：交流电)波形，利用该动作，能改善功率因数。
该控制方式一般称为“导通宽度固定控制(导通时间固定控制)”，无需检测输入电压，因此，与在待机时利用输入电压检测电阻来检测输入电压的从前的控制方式相比，具有削减电力的效果。
对图1所示的升压整流器结构的PFC电路的动作进行说明。PFC的输出电压236由分压电阻R1(237)、R2(238)进行分压，输入到控制IC200的FB端子。误差放大器(ERRAMP)210输出与该分压和设置于控制IC200内的基准电压源211的直流电压2.5V之差相对应的电流(误差放大器(ERRAMP)210由跨导放大器构成)，连接到误差放大器(ERRAMP)210的输出端子的电容器261对该误差放大器(ERRAMP)210所输出的电流进行积分、滤波，从而生成信号Vcomp(212)。
控制IC200利用该误差放大器(ERRAMP)210的输出Vcomp(212)，控制MOSFET Q1(220)的开关动作，使得PFC电路的输出电压236固定(使得输出电压236的分压等于基准电压源211的直流电压2.5V)。
另一方面，在PFC电路的输出电压236中通常包含与基于商用电源的交流(AC：Alternate Current)输入222同步的脉动量，但若误差放大器(ERRAMP)210的输出Vcomp(212)中出现该脉动量，则PFC电路不再进行稳定动作。
因此，利用与也作为误差放大器(ERRAMP)210的输出的COMP端子相连接的CR(Capacitor and Resistor：电容器和电阻器)的相位补偿电路262，将高于输入频率的2倍频率的频带切除(使该频带的增益低于0dB)来进行使用。其结果是，也作为误差放大器(ERRAMP)210的输出的COMP端子的电压在稳定状态下基本为直流电压。
然后，误差放大器(ERRAMP)210的输出Vcomp(212)在控制IC200内的比较器(PWM.comp)213中与斜坡振荡器(RAMP OSC)214的输出Vramp进行比较，将比较结果从OUT端子217输出到开关元件Q1(220)的栅极，控制开关元件Q1(220)的导通宽度，从而调整PFC电路的输出电压236。
图1所示的PFC电路在临界模式(Critical Mode)中使用，在重负载时开关频率较低，在轻负载时开关频率较高，但图1所示的PFC电路在从轻负载状态到重负载状态下，从OUT(输出)端子217持续输出开关脉冲(参照图2的OUT波形)，因此存在如下问题：负载越轻，MOSFET Q1(220)的开关损耗越是增加，效率越是下降。
在下述专利文献1中记载有开关电源装置，其包括：与交流电源连接且获得直流电压的功率因数改善电路；以及DC-DC整流器，该DC-DC整流器将功率因数改善电路的直流电压输入到变压器的1次绕组，利用开关元件进行导通/截止以转换成其它的直流电压，在无负载或轻负载时开关频率下降或转移至间歇振荡，该开关电源装置中包括：第1整流滤波电路，该第1整流滤波电路对变压器的2次绕组中产生的电压进行整流，利用第1滤波电容器进行滤波并提供给负载；第2整流滤波电路，该第2整流滤波电路对变压器的控制绕组中产生的电压进行整流，利用第2滤波电容器进行滤波；以及轻负载检测电路，该轻负载检测电路在检测到该第1整流滤波电路的输出脉动达到规定值以上时，开关频率下降或转移至间歇振荡，使功率因数改善电路停止。
然后，提供了以下启示：该开关电源装置在检测到该第2整流滤波电路的输出脉动达到规定值以上时，开关频率下降或转移至间歇振荡，使功率因数改善电路停止，从而降低待机时的功耗。
具体而言，在专利文献1中，在轻负载时，DC-DC整流器的控制IC72成为待机时动作模式，在远低于正常时的开关频率的频率下开关元件Q2进行间歇振荡(专利文献1的图6的t1～t7区间)。此时，相当于上述第1滤波电容器的滤波电容器C5的电压VC5即使在重负载时及轻负载时也控制成为基本固定的电压。另一方面，在变成轻负载时，在远低于正常时的开关频率的频率下开关元件Q2进行间歇振荡，因此，相当于上述第2滤波电容器的滤波电容器C4的电压VC4在未振荡的期间(专利文献1的图6的t1～t3区间、t5～t7区间)内，以由滤波电容器C4及其负载阻抗(轻负载检测电路15的阻抗)所决定的时间常数进行放电而下降，出现较大脉动。
轻负载检测电路15将基准电压Vref和滤波电容器C4的电压VC4进行比较，在滤波电容器C4的电压VC4为基准电压Vref以下时(专利文献1的图6的t2～t4区间、t6～t8区间)，将成为低电平的电压信号Vse1输出到PFC控制电路6a，使PFC控制电路6a停止。因此，在间歇振荡的大部分期间内，可停止功率因数改善电路5。此外，在间歇振荡的期间(专利文献1的图6的t1～t7)，若以滤波电容器C4的电压VC4不上升到基准电压Vref为止的方式进一步增大轻负载检测电路15的内部的时间常数，则从轻负载检测电路15输出到PFC控制电路6a的信号变成专利文献1的图6所示的电压信号Vse2，在间歇振荡的期间，可持续停止功率因数改善电路5。这样，根据实施例的开关电源装置，轻负载检测电路15在检测到滤波电容器C4的输出脉动达到规定值以上时，转移至间歇振荡，使PFC控制电路6a停止，因此，能从外部廉价地判断出DC-DC整流器已转移至待机时动作，能可靠地停止功率因数改善电路5，降低待机时的功耗。
专利文献1：日本专利特开2005-348560号公报
非专利文献1：菅原敬人、外2名、“第2代临界模式PFC控制IC“FA5590系列””、富士时报、富士电机控股株式会社、平成22年11月10日、第83卷、第6号、p.405-410
发明内容
这样，在图1所示的现有技术的情况下，在轻负载时，开关频率变高，开关元件的损耗增加，因此，存在如下问题：(1)效率恶化，(2)开关元件的温度上升。
此外，专利文献1公开的开关电源装置在轻负载时将PFC接通/关断，因此，存在如下问题：PFC电路的输出电压发生变动，后级整流器的设计变难。
因此，本发明的目的在于提供一种通过在开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时使开关元件进行突发动作从而减少开关损耗进而提高效率的高效的功率因数改善电路及开关电源装置。
为了解决上述问题，本发明的功率因数改善电路包括：在包含控制功能的控制IC中将误差放大器的输出电压与在待机时对商用电源进行整流而得到的输入至开关电源装置的输入电压的检测值进行加权相加从而生成相加输出电压的单元，所述控制功能在所述开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时使开关元件进行突发动作，所述误差放大器对所述开关电源装置的输出电压的检测值与基准值之差进行放大；以及将该生成相加输出电压的单元所生成的相加输出电压与载波信号进行比较的单元，基于该进行比较的单元的输出，生成使所述开关电源装置的开关元件导通截止的信号。
在上述功率因数改善电路中，在所述相加输出电压小于所述载波信号的最小值的情况下，将使所述开关元件导通截止的信号设定成使所述开关元件截止的信号。
在上述任一功率因数改善电路中，所述载波信号是来自斜坡振荡器的斜坡输出。
在上述功率因数改善电路中，包含分压电路以及合成电路，所述分压电路具有被施加所述输入电压的串联连接的多个电阻，所述合成电路将该分压电路的输出与所述误差放大器的输出电压进行合成，使用设置于该合成电路内的运算放大器来进行加权相加。
在上述功率因数改善电路中，根据所述输入电压的大小来改变所述分压电路的分压比。
在上述功率因数改善电路中，在将分压电路的输出电压与所述误差放大器的输出电压进行了加权相加的情况下，沿输出的导通宽度变窄的方向来改变控制电平，所述分压电路具有被施加所述输入电压的串联连接的多个电阻。
在上述任一记载中，在所述控制IC内设置最小导通宽度切换电路，在所述待机时，切换所述开关电源装置的开关元件的最小导通宽度。
另外，在上述任一记载中，利用外部信号来进入待机。
另一方面，本发明的开关电源装置包括上述任一项记载的功率因数改善电路而构成。
根据本发明，能在开关电源装置的轻负载时及无负载时使其进行突发动作，因此，开关损耗降低，效率提高。
此外，根据本发明，在将AC波形与COMP端子电压重叠时，能不使用耦合电容器而进行突发动作，因此，能收纳在控制IC内，能削减外部元器件数量。
此外，根据本发明，在控制IC内设置最小导通宽度切换电路，在待机模式时能切换成扩大OUT端子的最小导通脉冲宽度，能进一步减少突发动作时的开关次数，从而能降低开关损耗。
附图说明
图1是表示具有现有的功率因数改善电路的开关电源装置的结构的图。
图2是表示图1所示的现有的功率因数改善电路的动作波形的图。
图3是表示具有本发明实施方式1所涉及的高效的功率因数改善电路的开关电源装置的结构的图。
图4是表示本发明实施方式1所涉及的COMP信号切换电路的结构例的图。
图5是表示图4所示的COMP信号切换电路的动作波形的图。
图6是表示本发明实施方式1所涉及的功率因数改善电路的动作波形的图。
图7是表示本发明的实施方式1所涉及的VH电压检测电路的结构例的图。
图8是表示具有本发明实施方式2所涉及的高效的功率因数改善电路的开关电源装置的结构的图。
图9是表示本发明实施方式2所涉及的最小导通宽度信号切换电路的结构例的图。
具体实施方式
下面，参照附图，说明本发明的实施方式。
本案申请人已申请完与本案相关联的专利申请(日本专利申请2014-177099)(以下称为“在先申请”)。
将上述“在先申请”的概要表述如下，在轻负载及无负载时，利用电容器将误差放大器的输出电压与对商用电源进行整流而得到的输入至开关电源装置的输入电压的检测值进行加权相加，从而生成相加输出电压，通过将该相加输出电压与载波信号进行比较，生成使所述开关电源装置的开关元件导通截止的信号，在对商用电源进行整流后得到的波形的峰值部分进行开关动作，在其它部分停止开关动作，通过进行这种突发(burst)动作，从而减少轻负载时的开关损耗，提高效率，其中，所述误差放大器对开关电源装置的输出电压的检测值与基准电压源的基准值之差进行放大。
因而，本发明以改善上述“在先申请”为目的而被发明，以下，对本发明的实施方式进行详细说明。
[实施方式1]
图3是表示具有本发明实施方式1所涉及的高效的功率因数改善电路的开关电源装置的结构的图。图3所示的本发明实施方式1所涉及的开关电源装置的结构包括COMP信号切换电路70，无需“在先申请”中的、与对AC输入电压进行整流后得到的电压相连接的、由分压电阻Rb1、分压电阻Rb2及电容器Cb构成的突发电路。
对于本发明实施方式所涉及的COMP信号切换电路70的详细结构将在后面阐述，具有输入利用整流电路24对AC输入电压进行整流后得到的电压30的控制IC100的VH端子、输入来自外部的待机信号73的控制端子。
待机信号73是切换是否将来自VH端子的AC电压波形分量与COMP端子电压12的电压信号进行重叠的控制信号。该切换由COMP信号切换电路70内的AC-COMP合成电路来进行。
COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路采用如下结构：将AC-COMP合成电路的输出输入到比较器(PWM.comp)13的反相输入端子，与斜坡振荡器(RAMP OSC)14的输出Vramp(载波信号)进行比较，将其比较输出输入到RSFF的R(复位)端子，从而控制MOSFET Q1(20)的导通/截止的开关动作。该方面的详细情况将在后文中阐述。
图3所示的功率因数改善电路与“在先申请”同样地构成升压转换器，若作为开关元件的MOSFET Q1(20)导通，则电感器(L1)32的电流IL1从零上升。
同时，控制IC100内的斜坡振荡器(RAMP OSC)14的输出Vramp以由外置于RT端子的电阻的电阻值决定的斜率进行上升。然后，利用比较器(PWM.comp)13将斜坡振荡器(RAMPOSC)14的输出Vramp和AC-COMP合成电路的输出72(即COMP信号切换电路70的输出72)进行比较，若Vramp＞AC-COMP合成电路的输出72，则MOSFET Q1(20)截止，斜坡振荡器(RAMPOSC)14的输出Vramp随之下降。
若MOSFET Q1(20)截止，则电感器L1(32)的两端电压反转，通过二极管D1(34)向输出电压36侧提供电流，同时电感器L1(32)的电流IL1减少。
基于IS端子上的电压16，利用电流比较器(ZCD.comp)15检测出电感器L1(32)的电流IL1变成零的时刻。然后，在由外置于RTZC端子的电阻的电阻值决定的延迟时间之后，MOSFET Q1(20)导通，转移至下一开关周期。
进一步对这点进行说明，在检测出零电流并立即进行接通的情况下，变成在MOSFET Q1(20)的Vds电压(漏源间电压)较高的状态下导通，因此，开关损耗变大，但通过利用图3所示的Delay(延迟)电路使下一导通时刻延迟，从而Vds电压因电感器L1(32)和MOSFET Q1(20)的未图示的寄生电容的谐振动作而下降，能在适当的时刻使其接通，从而能降低开关损耗。控制IC100通过重复进行该动作来使动作(临界动作)持续。
另一方面，图3所示的功率因数改善电路的输出电压36由分压电阻R1(37)、R2(38)进行分压，输入到控制IC100的FB端子。误差放大器(ERRAMP)10输出与该分压和设置于控制IC100内的基准电压源11的直流电压2.5V之差相对应的电流，连接到误差放大器(ERRAMP)10的输出端子的电容器61对该误差放大器(ERRAMP)10的输出进行积分、滤波，从而生成信号Vcomp(12)。
控制IC100将该误差放大器(ERRAMP)10的输出Vcomp(12)获取到由本实施方式1导入的COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路，在如上述那样利用COMP信号切换电路70进行信号处理的基础上，控制MOSFET Q1(20)的开关动作，使得本实施方式1所涉及的功率因数改善电路的输出电压36一定(输出电压36的分压等于基准电压源11的直流电压2.5V)。
本实施方式1所涉及的功率因数改善电路的输出电压36中通常包含与基于商用电源(AC电源)22的交流(AC)输入同步的脉动量，但若误差放大器(ERRAMP)10的输出Vcomp(12)中出现该脉动量，则本实施方式1所涉及的功率因数改善电路不再进行稳定动作，因此，通常利用连接到与误差放大器(ERRAMP)10的输出直接连接的COMP端子的CR(Capacitorand Resistor：电容器和电阻器)的相位补偿电路62，来使高于输入频率的2倍频率的频带的增益低于0dB来进行使用。
这样，将提供给COMP端子的误差放大器(ERRAMP)10的输出12提供到由本发明的实施方式1的结构所导入的COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路(详细结构参照后述的图4)，AC-COMP合成电路获取该输出12并进行信号处理。
此外，如上述那样将对AC输入电压进行整流后得到的电压30经由VH端子输入到COMP信号切换电路70，所输入的电压30由电阻Rb21和电阻Rb22进行分压，成为能在5V系统的控制电路中处理的电压71，并输入到AC-COMP合成电路。
另外，利用电阻Rb21和电阻Rb22进行分压并获取规定电压71的结构可引用例如在开关电源装置启动时从VH端子向作为控制IC100的电源的未图示的电容器提供电流的现有启动电路中所采用的结构。
图4是表示图3所示的COMP信号切换电路70的结构例的图。图4中，若对AC输入电压进行整流后得到的电压30输入到VH端子，则该电压30由电阻Rb21和电阻Rb22进行分压，成为能在5V系统的控制电路中处理的电压71。
图4的电路例中，设定电阻Rb21和电阻Rb22的电阻值的比率，使得分压点的电压71成为VH端子电压的1/150。
该电阻Rb21+电阻Rb22的电阻值即使为20MΩ以上的高电阻值，也能内置于控制IC100内。对于外置的电阻，若电阻值过高，则在抗噪性上产生问题，通过将该电阻内置于控制IC100内，从而能提高电阻值而不会在抗噪性上产生问题，能抑制电阻上的损耗。
电阻Rb21和电阻Rb22的分压点的电压71如图示那样输入到VH电压检测电路80，在AC输入电压为AC100V系统的情况下，输出的VHmode信号88输出低电平，在AC230V等200V系统的情况下，输出的VHmode信号88输出高电平。VH电压检测电路80的结构将在后文中阐述。
分压点的电压71如图示那样输入到与电压缓冲器(电压跟随器)相连接的运算放大器Op1，将分压点的电压71进行阻抗转换，并输出到输出端81。由此，向电阻R11、R12、R13提供电流，并进一步进行分压，如以下那样利用分压点的电压。即，
分压点的电压82设定成将运算放大器Op1的输出端81的电压分压成1/3，分压点的电压83设定成将运算放大器Op1的输出端81的电压分压成1/4.34。上述分压点的电压82、83由利用VHmode信号进行控制的模拟开关ASW1、ASW2进行选择。
在AC输入电压为100V系统的情况下，使模拟开关ASW1导通，ASW2截止，以选择相对于运算放大器Op1的输出端81的电压的分压比为1/3的电压82的分压点，将模拟开关ASW1的输出84输入到与电压缓冲器(电压跟随器)相连接的运算放大器Op2。
其结果是，运算放大器Op2的输出85成为VH电压的1/450的电压，在利用VHmode信号选择AC100V系统时的最大输入电压的情况下，能设定成不超过(低于)斜坡振荡器(RAMPOSC)14的输出即Vramp的起始电压(最低电压)。
例如若将Vramp的起始电压(最低电压)设定为0.6V，则在AC190V时的峰值电压为269V时，输出85成为0.6V，利用VHmode信号选择AC100V系统时的最大电压为AC170V，因此，输出85为0.6V以下。
在AC输入电压为200V系统的情况下，使模拟开关ASW1截止，ASW2导通，以选择相对于运算放大器Op1的输出端81的电压的分压比为1/4.34的电压83的分压点，将模拟开关ASW2的输出84输入到与电压缓冲器相连接的运算放大器Op2。
此时的4.34分之1为在200V系统输入电压的最大值AC274V(＝AC240V*1.15倍)的峰值电压为390.3V时能使运算放大器Op2的输出85为0.6V的设定。此处，利用VHmode信号选择AC200V系统时的最大电压为AC240V，因此，输出85为0.6V以下。
输入到COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路(参照图3)的COMP端子电压12输入到与电压缓冲器(电压跟随器)相连接的运算放大器Op3，经阻抗转换后的相同电压输出到输出端86。
电阻R31、R32设定成具有相同电阻值，对VH电压进行分压而得到的、与电压缓冲器相连接的运算放大器Op2的输出电压波形85和与电压缓冲器相连接的运算放大器Op3的输出即COMP电压86的中间电压作为Comp_stb信号87而被输出。
输入到COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路(参照图3)的待机信号73控制模拟开关ASW3、ASW4，待机信号73为高电平时，模拟开关ASW3导通，ASW4截止，Comp_stb信号87成为COMP信号切换电路70的输出信号72。
反之，待机信号73为低电平时，模拟开关ASW3截止，ASW4导通，COMP信号12直接成为COMP信号切换电路70的输出信号72。
图5是表示图4所示的COMP信号切换电路的动作波形的图。如图5所示，对VH端子电压波形(参照图5最上部)进行电阻分割而得到的、由VH＊1/450(输入100V时)所示的波形85(参照图5中段部虚线波形)和COMP端子电压波形86的中间电压作为Comp_stb信号87而生成。
待机信号73为高电平，Comp_stb信号87作为来自COMP信号切换电路70的AC-COMP合成电路(参照图3)的输出72而被输出，在输入到比较器(PWM.comp)13并与斜坡振荡器(RAMP OSC)14的输出波形进行比较时，Comp_stb信号87低于斜坡振荡器14的最低电压(此时为0.6V)的情况下，RSFF(RS触发器)的复位端子的输入保持高电平，因此，从控制IC100不输出OUT端子输出信号17(以下，对OUT端子及OUT端子输出信号标注相同标号17)。仅在Comp_stb信号87的峰值高于斜坡振荡器14的最低电压(此时为0.6V)时，从控制IC100输出OUT端子输出信号17。利用该动作，进行突发动作(参照图5下段部波形)。
图6是表示本发明实施方式1所涉及的功率因数改善电路的动作波形的图。图6中，待机信号73为低电平的正常动作时，关于COMP信号切换电路70的输出，直接使用COMP端子电压的波形12(作为图3所示的比较器(PWM.comp)13的输入信号72来使用)，成为比斜坡振荡器的最低电压(输出停止电压)要高的固定电压，因此，OUT端子17连续将输出波形(参照图6下段部左部波形)进行输出。
若待机信号73切换成高电平而成为待机模式，则COMP信号切换电路70的输出切断成将COMP端子电压波形86与对VH端子电压进行电阻分割后得到的波形(VH＊1/450(输入100V时))85(参照图6中段部虚线波形)进行重叠后的、图4及图5所示的Comp_stb信号87。在此情况下，对VH端子电压进行电阻分割得到的电压值为必定小于斜坡振荡器的最低电压(0.6V)的设定，COMP信号切换电路70的输出(周期单位的波形)为在刚切换后暂时下降、之后再次上升而稳定的动作(参照图6中段部实线的后半的波形)。
此时，若VH端子电压的分压点的电压71成为大于斜坡振荡器的最低电压(0.6V)的设定，则在待机信号73进行了切换的情况下，产生COMP信号切换电路70的输出暂时上升的情况，可设想PFC电路的输出电压成为过电压状态的情况。为了避免这种情况，需要使VH端子电压的分压点的电压71为小于斜坡振荡器的最低电压(0.6V)的设定。
此外，反之，在待机信号73从高电平切换成低电平而返回正常动作的情况下，COMP信号切换电路70的输出72暂时上升。但是，在恢复成正常动作的情况下，成为必须在负载突然加重的状态下尽快提高COMP端子电压以防止输出的下降的状态，因此，在该时刻COMP信号切换电路70的输出72的上升只要不是非常大的上升就没有问题。
本实施方式1中，设想VH端子电压的电阻分压比为100V系统和200V系统这两个阶段，但也可以进一步分成多个阶段，以减小待机切换时的电压变化的方式进行变更。
图7是表示本发明的实施方式1所涉及的VH电压检测电路的结构例的图。本发明的实施方式1所涉及的VH电压检测电路在上述图4的COMP信号切换电路70的结构中相当于图示标号80所记载的框。
利用图7对VH电压检测电路80的结构进行详细说明，VH电压检测电路80包括检测将VH端子电压分压成1/150后的电压(VH/150)71的比较器(Comparator)、2个延迟计时器电路(Delay timer)及RSFF(RS Flip-Flop：RS触发器)。
向比较器(Comparator)的同相输入端子输入将VH端子电压分压成1/150后的电压71，向其反相输入端子输入基准电压(1.6V/1.5V)。基准电压在电路例中输入1.6V，虽未图示但具有滞后，且具有在VH/150电压超过1.6V而输出反转之后将基准电压切换成1.5V的功能。基准电压为1.6V时，检测出VH＝240V(相当于输入AC170V时的峰值电压)，另外，基准电压为1.5V时，检测出VH＝226V(相当于输入AC160V时的峰值电压)。
若AC输入波形的电压超过基准电压的时间达到5μs以上，则延迟计时器5μs(Delaytimer 5μs)的输出102成为高电平，将RSFF(RS Flip-Flop)进行置位，使VHmode信号88为高电平。该5μs的延迟计时器用于防止因噪声导致的误动作。
若AC输入波形的电压低于基准电压的时间达到50ms以上，则延迟计时器50ms(Delay timer 50ms)的输出104成为高电平，将RSFF(RS Flip-Flop)进行复位，使VHmode信号88为低电平。该50ms的延迟计时器用于在对AC波形进行整流后的波形的峰值5周期的(AC周期50Hz时)AC输入低于AC150V时，进行切换到100V系统的动作。
[实施方式2]
图8是表示具有本发明实施方式2所涉及的高效的功率因数改善电路的开关电源装置的结构的图。
本发明的实施方式2对上述实施方式1所示的功率因数改善电路追加了在待机信号73为高电平输入而进行突发动作时扩大控制IC100的OUT端子的输出波形的最小导通宽度的功能，在OUT输出用的RSFF的Q输出信号与将保护功能的输出进行合成的与门的输入之间追加最小导通宽度切换电路90。其它结构与图3的实施方式1所示的功率因数改善电路相同，因此省略其说明。
图9是表示本发明实施方式2所涉及的最小导通宽度切换电路90的结构例的图。图9中，将来自图8的RSFF的Q输出信号输入到最小导通宽度切换电路90，在该信号从低电平切换到高电平时，最小导通宽度切换电路90内的RSFF3的置位端子(S端子)变成高电平，向图8所示的与门的输出114从低电平切换到高电平。
图9所示的来自图8的RSFF的Q输出信号(RSFF_Q)111从高电平切换到低电平时的动作由待机信号73的低电平/高电平进行切换，若待机信号73在低电平下为正常动作状态，则模拟开关ASW5导通，ASW6截止。
因此，在RSFF的Q输出信号(RSFF_Q)111从高电平变成低电平时，由逆变器门反转后的信号112通过模拟开关ASW5，RSFF3的复位端子(R端子)113变成高电平，对与门的输出114从高电平切换成低电平。
此时，OUT端子的接通/关断的信号基本未发生延迟，RSFF的Q输出信号(RSFF_Q)111的信号直接输出到OUT端子17。
反之，若待机信号73在高电平下成为突发动作状态，则模拟开关ASW5截止，ASW6导通。
因此，在RSFF的Q输出信号(RSFF_Q)111从高电平变成低电平时，由逆变器门反转后的信号112通过延迟电路(Delay timer 1.5μs)，延迟1.5μs后上升。
延迟1.5μs后的信号通过模拟开关ASW6，传递到RSFF3的复位端子(R端子)113，变成高电平，对与门的输出114从高电平切换成低电平。
此时RSFF的Q输出信号(RSFF_Q)111的接通信号与延迟电路无关地几乎不产生延迟，使输入至与门的信号114变成高电平，关断侧通过延迟电路(Delay timer 1.5μs)传递信号，因此，RSFF3的复位以延迟时间进行延迟，作为最小导通宽度，1.5μs以高电平输出到OUT端子17。
[总结及应用例]
若总结以上说明，则如下。即，
本发明中，在利用内置有从对AC输入进行整流而得到的电压30向VCC端子进行充电的高耐压启动电流电路的控制IC来构成PFC电路的突发电路的情况下，控制IC具有输入对AC输入进行整流而得到的电压的VH端子，将输入有输入电压的20MΩ以上的高电阻内置于IC内，能进行电阻分压，能降低AC输入电压在分压电阻上的损耗。
特别是在构成将具有PFC电路的功率因数改善整流器设为前级、将作为其后级的电流谐振整流器(LLC电路)和模拟谐振整流器(QR电路)内置于同一控制IC芯片的组合IC的情况下，以待机时的高效化为目的，内置VH端子和高耐压启动电流电路，在启动时以外切断来自AC系统线路的VCC供给时有效。
此外，利用运算放大器对以高电阻对输入电压进行分压而得到的电压进行缓冲(阻抗转换)。此外，COMP端子电压也由运算放大器进行缓冲(阻抗转换)，将该2个运算放大器的输出电压进行合成以得到COMP端子电压，在此基础上生成将对AC输入电压进行整流后的波形进行重叠而得到的合成信号。由此，能像“在先申请”那样不使用电容器，使COMP端子电压与AC波形分量进行重叠。另外，在上述实施方式中，电阻R31、R32设定成具有相同电阻值，但也可以改变两者的电阻值，使得Comp_stb信号87为与电压缓冲器相连接的运算放大器Op2的输出电压波形85和与电压缓冲器相连接的运算放大器Op3的输出即COMP电压86的加权平均。
此外，在轻负载时、无负载时，对输入COMP端子波形和斜坡振荡器(RAMP.OSC)的波形的比较器(PWM.comp)输入重叠AC输入波形后的合成信号，以代替COMP端子电压。在负载较重的正常模式时，切换成能将COMP端子电压直接输入到比较器(PWM.comp)。
对该比较器(PWM.comp)的输入切换由待机信号73的高电平/低电平进行控制，待机信号从构成在功率因数改善整流器的后级的整流器输入作为外部信号。(在后级的整流器的控制部也内置于同一芯片的情况下，也可以从后级的控制部接收待机信号。)
或者，也可以从连接到电源装置的2次侧的负载电流的检测电路或电子设备经由绝缘单元(例如光电耦合器、脉冲变压器等)输入作为外部信号。
工业上的实用性
本发明除了具有高效的PFC电路的开关电源装置以外，还适用于将具有PFC电路的功率因数改善整流器设为前级、将作为其后级的电流谐振整流器(LLC电路)和模拟谐振整流器(QR电路)内置于同一控制IC芯片的组合IC。

Claims (17)

1.一种功率因数改善电路，设置于开关电源装置，其特征在于，包括：
在包含控制功能的功率因数改善电路中将误差放大器的输出电压与输入至所述开关电源装置的输入电压的检测值进行加权相加从而生成相加输出电压的单元，其中，所述控制功能在所述开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时使开关元件进行突发动作，所述误差放大器对所述开关电源装置的输出电压的检测值与基准值之差进行放大；以及
将该生成相加输出电压的单元所生成的相加输出电压与载波信号进行比较的单元，
基于该进行比较的单元的输出，生成使所述开关电源装置的开关元件导通截止的信号，
输入至所述开关电源装置的输入电压的所述检测值通过在判断为所述开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时对商用电源进行整流而得到。
2.如权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述载波信号是来自斜坡振荡器的斜坡输出。
3.如权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于，
在所述相加输出电压小于所述载波信号的最小值的情况下，将使所述开关元件导通截止的信号设定成使所述开关元件截止的信号。
4.如权利要求3所述的功率因数改善电路，其特征在于，
所述载波信号是来自斜坡振荡器的斜坡输出。
5.如权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于，
生成所述相加输出电压的单元包含分压电路以及合成电路，所述分压电路具有被施加所述输入电压的串联连接的多个电阻，所述合成电路将该分压电路的输出与所述误差放大器的输出电压进行合成，
使用设置于该合成电路内的运算放大器来进行加权相加。
6.如权利要求5所述的功率因数改善电路，其特征在于，
根据所述输入电压的大小来改变所述分压电路的分压比。
7.如权利要求5所述的功率因数改善电路，其特征在于，
在将分压电路的输出电压与所述误差放大器的输出电压进行了加权相加的情况下，沿所述开关元件的导通宽度变窄的方向来改变控制电平。
8.如权利要求7所述的功率因数改善电路，其特征在于，
在所述功率因数改善电路内设置最小导通宽度切换电路，在判断为所述开关电源装置的负载为轻负载时及无负载时的待机时，扩大所述开关电源装置的开关元件的最小导通宽度。
9.如权利要求8所述的功率因数改善电路，其特征在于，
利用外部信号来进入所述待机。
10.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求1所述的功率因数改善电路。
11.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求2所述的功率因数改善电路。
12.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求3所述的功率因数改善电路。
13.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求4所述的功率因数改善电路。
14.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求5所述的功率因数改善电路。
15.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求6所述的功率因数改善电路。
16.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求7所述的功率因数改善电路。
17.一种开关电源装置，其特征在于，
包括如权利要求8所述的功率因数改善电路。
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