CN105823473B - 电路装置、电子设备、移动体以及物理量检测装置的制造方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供电路装置、电子设备、移动体以及物理量检测装置的制造方法。所述电路装置能够减轻由物理量传感器的驱动频率、和以基于时钟信号的信号而进行工作的电路的工作频率之间的干涉而导致的检测性能的劣化。电路装置包括：时钟信号生成电路，其通过振荡电路而生成时钟信号；检测电路，其具有通过基于时钟信号的工作用信号而进行工作的电路。时钟信号生成电路包括：第一频率调节部，其能够在物理量传感器与电路装置相连接之前对振荡频率进行调节；第二频率调节部，其能够在物理量传感器与电路装置已被连接的状态下对振荡频率进行调节。

Description

电路装置、电子设备、移动体以及物理量检测装置的制造方法
技术领域
本发明涉及电路装置、电子设备、移动体以及物理量检测装置的制造方法等。
背景技术
一直以来，已知一种基于来自物理量传感器的检测信号而对物理量进行检测的电路装置。如以陀螺传感器为例，则电路装置对作为物理量的角速度等进行检测。陀螺传感器被装入例如数码照相机、智能手机等电子设备或汽车、飞机等移动体上，并使用所检测出的角速度等物理量来实施手抖修正、姿态控制、GPS自动导航等。作为陀螺传感器的电路装置的现有技术，而已知例如在专利文献1、专利文献2中所公开的技术。
虽然在专利文献1的现有技术中，通过基于对物理量传感器进行驱动的驱动电路的驱动信号的信号而使检测电路工作，但驱动信号的驱动频率并没有那么高(例如50～150KHz)。因此，例如在检测电路上设置有A/D转换电路或DSP部(Digital SignalProcessor：数字信号处理部)等物理量的检测用电路的情况下，存在难以实现这些电路的高速工作的问题。
在该情况下，如果将具有振荡电路的时钟信号生成电路设置在电路装置上，并采用通过该时钟信号生成电路而生成高速的时钟信号的方法，则能够实现这些电路的高速工作。
然而，当采用该方法时，在对物理量传感器和电路装置进行连接从而构成为物理量检测装置的情况下，对物理量传感器进行驱动的驱动信号的驱动频率成分可能对通过基于由时钟信号生成电路所生成的时钟信号的信号而进行工作的电路造成影响，从而使检测性能劣化。
另外，虽然在专利文献2中公开了如下方法，即，在电路装置上设置CR振荡电路，并通过该CR振荡电路而生成异常检测电路的时钟信号，但在专利文献2中，通过基于时钟信号的信号而进行工作的电路并非A/D转换电路或DSP部等物理量的检测用的电路。
根据本发明的几个方式，能够提供一种电路装置、电子设备、移动体以及物理量检测装置的制造方法等，所述电路装置能够减轻通过物理量传感器的驱动频率成分对检测电路造成影响而产生的检测性能的劣化，其中，所述检测电路具有通过基于由时钟信号生成电路所生成的时钟信号的信号而进行工作的电路。
专利文献1：日本特开2008-139287号公报
专利文献2：日本特开2009-162645号公报
发明内容
本发明为用于解决上述的课题的至少一部分而完成的发明，其能够作为以下的形态或方式来实现。
本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包：时钟信号生成电路，其具有振荡电路，并通过所述振荡电路而生成时钟信号；检测电路，其具有通过基于所述时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，且所述检测电路被输入来自物理量传感器的检测信号，所述时钟信号生成电路包括：第一频率调节部，其能够在所述物理量传感器与电路装置相连接之前对所述振荡电路的振荡频率进行调节，第二频率调节部，其能够在所述物理量传感器与电路装置已相连接的状态下对所述振荡电路的所述振荡频率进行调节。
根据本发明的一个方式，通过基于由具有振荡电路的时钟信号生成电路所生成的时钟信号的工作用信号，而使检测电路的电路进行工作。而且，作为生成这种时钟信号的时钟信号生成电路的振荡电路的振荡频率的频率调节，在物理量传感器与电路装置被连接之前，通过第一频率调节部实施振荡频率的调节。而且，在物理量传感器与电路装置已相连接的状态下，通过第二频率调节部来实施振荡频率的调节。如果采用这种方式，则即使通过基于时钟信号的工作用信号而进行工作的检测电路的电路有可能在由于物理量传感器与电路装置已相连接而发生检测性能劣化的情况下，通过第二频率调节部而对振荡频率进行调节，从而也能够减轻该检测性能的劣化。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述振荡电路为CR振荡电路，所述第一频率调节部为所述CR振荡电路的可变电阻电路。
如果采用这种方式，则通过对可变电阻电路的电阻值进行调节，从而能够在物理量传感器与电路装置相连接之前的状态下实现CR振荡电路的振荡频率的粗调节等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述CR振荡电路具有放大电路，所述可变电阻电路为，将所述放大电路的信号反馈至所述放大电路的输入节点的电阻电路。
如此，通过对将放大电路的信号反馈至放大电路的输入节点的可变电阻电路的电阻值进行调节，从而能够在电路装置与物理量传感器相连接之前的状态下适当地对CR振荡电路的振荡频率进行调节。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述可变电阻电路包括：多个电阻元件，其被串联连接；多个熔断器元件，其中各个熔断器元件以相对于所述多个电阻元件中的各个电阻元件而并联的方式被设置。
如果采用这种方式，则在电路装置与物理量传感器相连接之前的状态下，通过切断可变电阻电路的各熔断器元件而对CR振荡电路的振荡频率进行调节，从而能够将其设定在目标振荡频率上。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述可变电阻电路包括：基准电阻元件，其与所述多个电阻元件串联连接；调制用辅助开关，其以相对于所述基准电阻元件而并联的方式被设置，并且在熔断器切断前的所述振荡频率的第一测量模式中断开，在所述熔断器切断前的所述振荡频率的第二测量模式中导通。
如果采用这种方式，则能够在熔断器切断前的第一测量模式中，将调制用辅助开关设为断开并对振荡频率进行测量，而在第二测量模式中，将可调用辅助开关设为导通并对振荡频率进行测量。而且，使用以这种方式而被测量出的振荡频率，能够确定将多个熔断器元件中的任一个切断。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述振荡电路为CR振荡电路，所述第二频率调节部为所述CR振荡电路的可变电容电路。
通过采用这种方式，则通过对可变电容电路的电容值进行调节，从而在物理量传感器与电路装置已被连接之后的状态下，能够实现CR振荡电路的振荡频率的微调节等。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述CR振荡电路具有放大电路，所述可变电容电路被设置于所述放大电路的输出节点上。
如此，通过对被设置于放大电路的输出节点上的可变电容电路的电容值进行调节，从而在电路装置与物理量传感器已被连接之后的状态下，能够适当地对CR振荡电路的振荡频率进行调节。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括电压生成电路，所述电压生成电路生成电源电压，并向所述振荡电路供给所述电源电压，所述电压生成电路生成对所述振荡电路的所述振荡频率的温度特性进行补偿的电源电压。
如果采用这种方式，则即使于存在温度变化的情况下，通过向振荡电路供给消除由其温度变化而导致的振荡频率的变动这样的电源电压，从而能够有效地减少由温度变化而导致的振荡频率的变动。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在所述电源电压为固定电压的情况下的所述振荡频率具有正温度特性，所述电压生成电路基于晶体管的功函数差而生成具有负温度特性的所述电源电压，并作为所述振荡电路的电源而进行供给。
如果采用这种方式，则通过利用电源电压的负温度特性来消除CR振荡电路的振荡频率的正温度特性的至少一部分，从而能够减少振荡频率相对于温度变动的变动。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为第一物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将第一电压作为所述电源电压而进行供给，在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为驱动频率不同于所述第一物理量传感器的第二物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将不同于所述第一电压的第二电压作为所述电源电压而进行供给。
如果采用这种方式，通过使与电路装置连接的物理量传感器为第一物理量传感器的情况、和为第二物理量传感器的情况，向CR振荡电路供给不同的电源电压，从而能够将振荡电路的振荡频率设定在不同的频率上。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述检测电路包括A/D转换电路，所述A/D转换电路基于作为所述工作用信号的采样时钟信号而实施输入信号的采样工作。
如果采用这种方式，则向A/D转换电路供给基于由时钟信号生成电路所生成的时钟信号的采样时钟信号，从而能够在A/D转换电路中实施采样工作。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述检测电路包括数字信号处理部，所述数字信号处理部基于作为所述工作用信号的工作时钟信号而实施数字信号处理。
如果采用这种方式，则向数字信号处理部供给基于由时钟信号生成电路所生成的时钟信号的工作时钟信号，从而能够在数字信号处理部中实施各种的数字信号处理。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括驱动电路，所述驱动电路接收来自所述物理量传感器的反馈信号，并对所述物理量传感器进行驱动。
通过采用这种方式，则能够在基于来自物理量传感器的反馈信号并通过驱动电路而对物理量传感器进行驱动的同时，实现基于来自物理量传感器的检测信号的检测电路的检测处理。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在将所述振荡电路的所述振荡频率设为fos、将i设为1以上的整数、将j设为1以上的整数、将所述工作用信号的频率设为fos/i的情况下，以成为j×fdr≠fos/i的方式而对所述振荡频率fos进行设定。
如果采用这种方式，则能够将振荡频率设定在避开了驱动频率的谐波成分或基本波成分与工作用信号的频率成分之间的干涉的频率上。
此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，在将k设为1以上的整数的情况下，以成为j×fdr≠k×fos/i的方式而对所述振荡频率fos进行设定。
如果采用这种方式，则能够将振荡频率设定在避开了驱动频率的谐波成分或基本波成分与工作用信号的谐波成分或基本波成分之间的干涉的频率上。
本发明的其他方式涉及一种电子设备，该电子设备包含上述的任一个所述的电路装置。
本发明的其他方式涉及一种移动体，该移动体包含上述的任一个所述的电路装置。
本发明的其他方式涉及一种物理量检测装置的制造方法，所述物理量检测装置具有物理量传感器和电路装置，所述物理量检测装置的制造方法包括：制造所述电路装置的工序，所述电路装置包括时钟信号生成电路和检测电路，所述时钟信号生成电路具有振荡电路，并通过所述振荡电路而生成时钟信号，所述检测电路具有通过基于所述时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，并被输入来自所述物理量传感器的检测信号；第一频率调节工序，其在所述物理量传感器与所述电路装置相连接之前，对所述振荡电路的振荡频率进行调节；第二频率调节工序，其在所述物理量传感器与所述电路装置已相连接的状态下，对所述振荡电路的所述振荡频率进行调节。
根据本发明的其他的一个方式，作为时钟信号生成电路所具有的振荡电路的振荡频率的频率调节，在物理量传感器与电路装置相连接之前，通过第一频率调节工序来实施振荡频率的调节。另外，在物理量传感器与电路装置已相连接的状态下，通过第二频率调节工序来实施振荡频率的调节。如果采用这种方式，则即使通过基于时钟信号的工作用信号而进行工作的检测电路的电路，在受到由物理量传感器与电路装置已被连接所带来的影响而可能发生检测性能劣化的情况下，通过第二频率调节工序而对振荡频率进行调节，从而也能够减轻该检测性能的劣化。
附图说明
图1为本实施方式的电路装置的结构例。
图2为本实施方式的电路装置的具体的结构的一个示例。
图3为时钟信号生成电路的结构例。
图4为本实施方式的电路装置、电子设备、陀螺传感器(物理量检测装置)的结构例。
图5为本实施方式的电路装置的详细的结构例。
图6为通过基于时钟信号的工作用信号的检测电路的工作的说明图。
图7为对于干涉频率的说明图。
图8为将振荡频率设定在避开了干涉频率的频率上的方法的说明图。
图9为时钟信号生成电路的详细的结构例。
图10(A)为电源电压固定时的振荡频率的温度特性，图10(B)为表示由电源电压生成电路所生成的电源电压的温度特性的图。
图11为表示振荡频率的变动率的温度特性的图。
图12为表示熔断器切断前的振荡频率与熔断器目标值以及熔断器值之间的关系的图。
图13(A)、图13(B)为使用了调制用辅助开关的振荡频率的调节方法的说明图。
图14为使用了可调用辅助开关的振荡频率的调节方法的说明图。
图15为表示使用了本实施方式的调节方法的情况下的、熔断器切断前的振荡频率与熔断器目标值以及熔断器值之间的关系的图。
图16为对本实施方式的物理量检测装置的制造方法进行说明的流程图。
图17为对于振荡频率的粗调节、即第一频率调节的说明图。
图18为对于振荡频率的微调节、即第二频率调节的说明图。
图19为检测电路的详细的结构例。
图20为概要地表示作为移动体的一个具体例的汽车的结构的概念图。
具体实施方式
以下，对本发明的优选的实施方式进行详细说明。另外，在下文中所说明的本实施方式并未不恰当地对权利要求书所记载的本发明的内容进行限定，在本实施方式中所说明的所有结构作为本发明的解决方法，并不一定是必需的结构。
1.电路装置
在图1中，图示了本实施方式的电路装置(检测装置)的基本的结构例。本实施方式的电路装置包括检测电路60和时钟信号生成电路150。通过该电路装置和物理量传感器18而构成物理量检测装置(传感器装置)。另外，本实施方式的电路装置、物理量检测装置并不限定于图1的结构，而能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的变形。
时钟信号生成电路150具有振荡电路190，并通过该振荡电路190而生成时钟信号。即、通过振荡电路190的振荡工作而生成时钟信号。作为振荡电路190，能够使用利用电阻与电容来进行振荡的CR振荡电路等。
在检测电路60上，输入有来自物理量传感器18的检测信号。而且，检测电路60基于来自物理量传感器18的检测信号而实施物理量(所需信号)的检测处理。此外，检测电路60具有通过基于由时钟信号生成电路150所生成的时钟信号的工作用信号而进行工作的电路。在图1中，作为通过基于时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，而在检测电路60上设置有A/D转换电路100和DSP部110(数字信号处理部)。
另外，通过基于时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，并不限定于这些电路。例如作为通过工作用信号而进行工作的电路，也可以仅设置A/D转换电路100和DSP部110中的一方，也可以设置不同于A/D转换电路100和DSP部110的物理量检测用的电路。
此外，基于时钟信号的工作用信号也可以为对时钟信号进行了分频的信号，也可以为与时钟信号相同频率的信号(时钟信号本身或对时钟信号进行了缓冲的信号)。
例如在图1中，基于时钟信号的工作用信号为，A/D转换电路100的采样时钟信号或DSP部110的工作时钟信号。这些采样时钟信号、工作时钟信号为，对时钟信号进行了分频的信号。例如A/D转换电路100基于作为工作用信号的采样时钟信号而实施输入信号的采样工作。而且，实施基于采样时钟信号所采样的信号的A/D转换。此外，DSP部110基于作为工作用信号的工作时钟信号而实施数字信号处理。例如作为数字信号处理而实施数字滤波处理(低通滤波处理等)。或者实施各种的数字补正处理。
而且，在本实施方式中，时钟信号生成电路150具有第一频率调节部191和第二频率调节部192。第一频率调节部191为，在物理量传感器18与电路装置被连接之前能够对振荡电路190的振荡频率进行调节的频率调节部。第二频率调节部192为，在物理量传感器18与电路装置已被连接的状态下能够对振荡电路190的振荡频率进行调节的频率调节部。
第一频率调节部191所实施的第一频率调节为，例如振荡电路190的振荡频率的粗调节。第二频率调节部192所实施的第二频率调节为，例如振荡频率的微调节。例如第二频率调节与第一频率调节相比调节解像能力较高。此外，例如第一频率调节的调节范围较宽，而第二频率调节的调节范围与第一频率调节的调节范围相比较窄。
例如电路装置的芯片通过对半导体晶片进行切割而形成。该电路装置和物理量传感器18被收纳于物理量检测装置(传感器设备)的封装件中。而且，电路装置的端子和物理量传感器18的端子通过金属制的导线等而被电连接。即，物理量检测装置由封装件、物理量传感器18、电路装置(半导体芯片)构成，所述电路装置与物理量传感器18连接，并与物理量传感器18一起被收纳于封装件中。第一频率调节部191所实施的第一频率调节为，在这种电路装置与物理量传感器18的连接前所实施的振荡频率的调节。另一方面，第二频率调节部192所实施的第二频率调节为，在电路装置与物理量传感器18连接后所实施的振荡频率的调节。
例如第一频率调节在半导体晶片的状态下的检查中被实施。例如，制造形成有多个电路装置的半导体晶片，并在该半导体晶片的状态下，通过电路试验器而实施针对各电路装置的衬垫的检验，从而执行各电路装置的检查。而且，在该检查中，例如对各电路装置的振荡频率进行测量，并实施通过第一频率调节部191的振荡频率的调节(粗调节)。该振荡频率的调节例如能够通过后述的熔断器切断等来实现。另外，第一频率调节只要为在电路装置与物理量传感器18的连接前所实施的调节即可，而并不限定于在这样的半导体晶片的状态下所实施的振荡频率的调节。
在由此实施了第一频率调节之后，实施半导体晶片的切割，从而使各电路装置的芯片分离。而且，使电路装置和物理量传感器18被收纳于封装件中的同时进行电连接，从而制造出物理量检测装置。在该物理量检测装置的模块检查中，实施第二频率调节部192的第二频率调节。即，相对于作为粗调节的第一频率调节，而实施微调节的第二频率调节。具体而言，例如，如后文所述，对驱动频率进行测量，并实施第二频率调节，即，将振荡电路190的振荡频率设定为避开了干涉频率的频率。
如后文所述，振荡电路190例如为CR振荡电路。另外，也可以采用与CR振荡电路不同方式的振荡电路。例如也可以利用其他的振子(水晶振子等)来实现振荡电路190的振荡工作。在作为振荡电路190而使用CR振荡电路的情况下，第一频率调节能够例如通过CR振荡电路的电阻值的调节来实现，第二频率调节例如能够通过CR振荡电路的电容值的调节来实现。另外，能够实施如下的各种变形，即，通过电容值的调节来实现第一频率调节、且通过电阻值的调节来实现第二频率调节，或者，通过电容值或电阻值以外的电路常数参数(例如电源电压值)的调节来实现第一频率调节、第二频率调节中的一方。
在图2中，图示了电路装置的具体结构的一个示例。在图2中，电路装置具有驱动电路30。此外，在电路装置上还设置有存储部130。
驱动电路30接收来自物理量传感器18的反馈信号DI，从而对物理量传感器18进行驱动。例如驱动电路30接收来自物理量传感器18的反馈信号DI，并向物理量传感器18输出矩形波或正弦波的驱动信号DQ。由此，物理量传感器18以固定的驱动频率而被驱动，并例如以与驱动频率相对应的频率来进行振动等。
存储部130对振荡频率的频率调节值进行存储。例如对通过第二频率调节部192的振荡频率的频率调节值进行存储。即，对在物理量传感器18与电路装置已被连接的状态下所实施的第二频率调节的频率调节值进行存储。例如存储部130能够通过非易失性存储器而构成。作为非易失性存储器而例如能够使用EPROM(Erasable Programmable Read-OnlyMemory：可擦可编程只读存储器)、EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory：电可擦可编程只读存储器)、或者闪存等。作为EPROM能够使用例如OTP(OneTime PROM：一次性可编程只读存储器)等，作为OTP例如能够使用MONOS(Metal-Oxide-Nitride-Oxide-Silicon：金属氧化氮氧化硅)等。另外，作为存储部130也可以采用非易失性存储器以外的存储装置(例如使用了熔断器的存储装置等)。
例如物理量传感器18和电路装置通过被收纳于封装件中的物理量检测装置的模块检查而对驱动电路30的驱动频率进行测量。而且，求出后述的将振荡电路190的振荡频率调节为避开了干涉频率的频率的频率调节值，并存储于存储部130中。在该情况下，如果通过非易失性存储器来构成存储部130，则即使在向物理量检测装置的电源供给已被停止的情况下，也可以在存储部130中保持频率调节值的信息。而且，在接下来的电源接通时，通过从存储部130读取该频率调节值，从而能够实现通过第二频率调节部192实施的振荡频率的调节。
在图3中，图示了时钟信号生成电路150的结构例。在图3中，图1、图2的振荡电路190通过CR振荡电路170来实现。另外，时钟信号生成电路150并不限定于图3的结构，能够实施省略其结构要素的一部分、追加其他的结构要素等各种变形。
电压生成电路160生成电源电压VDOS并向CR振荡电路170进行供给。例如，如下文所述，生成基于功函数差的电源电压VDOS并进行供给。
CR振荡电路170具有电容器C、可变电阻电路196、可变电容电路197和放大电路180(缓冲电路)。CR振荡电路170被供给有电源电压VDOS而进行工作，从而生成时钟信号CLK(振荡信号)。具体而言，CR振荡电路170使用由电容器和电阻构成的RC电路，并将信号反馈至输入从而生成振荡信号。而且，对所生成的振荡信号进行了波形整形的信号作为时钟信号CLK而被输出。
放大电路180(反相放大电路)具有倒相电路IV0、IV1、IV2。倒相电路IV1的输出经由电容器C而被反馈至放大电路180的输入节点NI。倒相电路IV2的输出经由可变电阻电路196(R)而被反馈至放大电路180的输入节点NI。倒相电路IV0的输入成为放大电路180的输入。
从倒相电路IV2被输出的振荡信号通过倒相电路IV3而被波形整形，并作为矩形波的时钟信号CLK而被输出。例如振荡信号成为上升沿及下降沿变缓的波形。倒相电路IV3将这种波形的振荡信号波形整形为上升沿及下降沿急剧的矩形波。另外，也可以采用如下方式，即，在倒相电路IV3的后段上设置分频电路，并输出通过对时钟信号CLK进行分频而得到的一个或多个时钟信号。
由此，在图3中，图1、图2的振荡电路190通过CR振荡电路170来实现。而且，图1、图2的第一频率调节部191通过CR振荡电路170的可变电阻电路196来实现。此外，CR振荡电路170具有放大电路180，可变电阻电路196成为将放大电路180的信号反馈至放大电路180的输入节点NI的电阻电路。
此外，在图3中，图1、图2的第二频率调节部192通过CR振荡电路170的可变电容电路197来实现。此外，CR振荡电路170具有放大电路180，可变电容电路197被设置于放大电路180的输出节点NQ上。即，可变电容电路197的电容的一端与放大电路180的输出节点NQ连接。
另外，可变电阻电路196或可变电容电路197的连接结构并不限定于图3，也能够实施各种变形。例如在图3中，经由可变电阻电路196而将放大电路180的最终段的倒相电路IV2的输出反馈至放大电路180的输入节点NI。但是，也可以采用如下结构，即，例如经由可变电阻电路196而将放大电路180的第一段倒相电路IV0的输出反馈至放大电路180的输入节点NI。此外，可变电容电路197的连接位置也并不限定于图3的位置，只要为能够对RC电路的电容值进行变更的连接结构，则能够实施各种的变形。
而且，在图3中，在物理量传感器18与电路装置被连接之前，CR振荡电路170的振荡频率通过作为第一频率调节部191的可变电阻电路196而被调节。即，可变电阻电路196成为能够对其电阻值进行可变调节的电路，并通过使可变电阻电路196的电阻值变化而使RC电路的电阻值变化，从而对CR振荡电路170的振荡频率进行调节。
另一方面，在物理量传感器18与电路装置已被连接的状态下，CR振荡电路170的振荡频率通过作为第二频率调节部192的可变电容电路197而被调节。即，可变电容电路197成为能够对其电容值进行可变调节的电路，并通过使可变电容电路197的电容值变化而使RC电路的电容值变化，从而对振荡电路170的振荡频率进行调节。
通过采用这种方式，在本实施方式中，能够实现物理量传感器18与电路装置被连接之前的状态下的、振荡频率的第一频率调节(粗调节)、和物理量传感器18与电路装置已被连接的状态下的、振荡频率的第二频率调节(微调节)。
例如在通过物理量传感器18而对物理量进行检测的现有的电路装置中，在检测电路60所具有的电路中，存在通过由物理量传感器18的驱动频率引起的干涉而使检测性能劣化的可能性。即，检测电路60具有A/D转换电路100或DSP部110，A/D转换电路100或DSP部110为，通过基于由时钟信号生成电路150所生成的时钟信号的信号(采样时钟信号、工作时钟信号)而进行工作的电路。而且，对于具有这些电路的检测电路60，可能产生由物理量传感器18的驱动频率而引起的干涉的影响以及检测电路60的检测性能的劣化等情况。例如当物理量传感器18与电路装置连接时，存在由驱动电路30的驱动频率成分与检测电路60的工作频率之间的干涉而导致的检测电路60的检测性能劣化的情况。
对于这一点，根据本实施方式，即使在物理量传感器18与电路装置已被连接之后，也能够通过第二频率调节部192实施振荡频率的第二频率调节。因此，通过该第二频率调节而对振荡电路190的振荡频率进行微调节，从而能够减轻由物理量传感器18的驱动频率引起的干涉而导致的检测电路60的检测性能的劣化。
例如当向检测电路60侧卷绕有驱动频率成分时，可能会产生驱动频率成分与基于时钟信号的工作用信号(采样时钟信号等)的频率成分一致这样的干涉频率的问题。当产生这样的干涉频率的问题时，产生检测电路60的检测值的偏差等，使检测性能劣化。
根据本实施方式，即使在这样的情况下，通过由第二频率调节部192实施的第二频率调节，能够在避开了干涉频率的频率上设定振荡频率，从而能够减轻如上所述的检测性能的劣化。
尤其在通过驱动电路30而对物理量传感器18进行驱动的情况下，由于物理量传感器18的元件偏差，因此在驱动频率中也会发生偏差。因此，在基于驱动频率成分的干涉频率中，也会发生由偏差导致的变动。此外，振荡电路190的振荡频率也会发生由温度变化导致的变动。如此，在驱动频率或振荡频率变动的情况下，根据本实施方式而具有如下优点，即，通过在作为粗调节的第一频率调节之后实施作为微调节的第二频率调节，从而使向避开了干涉频率的频率的振荡频率的设定变得容易。
此外，在本实施方式中，将具有振荡电路190的时钟信号生成电路150设置在电路装置上，并通过基于所生成的时钟信号的工作用信号，而使检测电路60的A/D转换电路100或DSP部110工作。因此，与通过基于驱动电路30的驱动信号的信号而使这些电路工作的情况相比，能够实现电路的高速工作。
即，一直以来，由于通过基于驱动电路30的驱动信号的信号而使检测电路60的电路工作，但由于驱动信号的频率并没有那么高(例如50～150KHz)，因此无法实现该电路的高速工作。例如无法实现A/D转换电路100的高速的A/D转换工作、或DSP部110的高速的数字信号处理。
对于这一点，在本实施方式中，通过时钟信号生成电路150的振荡电路190而生成例如5MHz以上这样的高速的原振时钟，并使用对该原振时钟进行了分频的采样时钟信号或工作时钟信号，从而能够使A/D转换电路100或DSP部110工作。因此，能够使这些各电路中的处理高速地结束，从而能够实现由基于驱动信号的信号无法实现的处理。
而且，当为了实现这样的电路工作的高速化而通过基于时钟信号生成电路150的时钟信号的工作用信号来使检测电路60的电路工作时，可能产生在基于驱动信号的信号而使检测电路60的电路工作的情况下并未产生的问题。例如，如在下文中所详述的那样，将产生驱动信号的频率成分与采样时钟信号等工作用信号的频率成分之间的干涉的问题，并导致检测电路60的检测性能劣化等问题。
对于这一点，在本实施方式中，除了物理量传感器18与电路装置连接前的第一频率调节以外，还能够实施物理量传感器18与电路装置连接后的第二频率调节。因此，即使在受到由物理量传感器18与电路装置已被连接所带来的影响而能够使检测性能劣化的情况下，也能够通过振荡频率的第二频率调节来避免。因此，在实现检测电路60的电路的高速工作的同时，能够减轻通过物理量传感器18与电路装置已被连接而给检测电路60的电路带来的检测性能劣化的影响。
2.电子设备、陀螺传感器、电路装置的详细的结构
在图4中，图示了本实施方式的电路装置20、包含该电路装置20的陀螺传感器510(在广义上为物理量检测装置)、包含该陀螺传感器510的电子设备500的详细的结构例。
另外，电路装置20、电子设备500、陀螺传感器510并不限定于图4的结构，也能够实施省略其结构要素的一部分、或追加其他的结构要素等各种的变形。此外，作为本实施方式的电子设备500而能够假定数码照相机、摄像机、智能手机、便携式电话、导航系统、自动装置、游戏机、时钟、健康器具、或者便携式信息终端等各种的设备。此外，虽然在下文中，以物理量传感器为压电型的振动片(振动陀螺仪)、传感器为陀螺传感器的情况为例进行了说明，但本发明并不限定于此。例如本发明也能够应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振动陀螺仪、或对与角速度信息等价的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量传感器等中。
电子设备500包括陀螺传感器510和处理部520。此外，能够包含存储器530、操作部540、显示部550。处理部520(CPU、MPU等)实施陀螺传感器510等控制或电子设备500的整体控制。此外，处理部520基于由陀螺传感器510所检测出的角速度信息(在广义上为物理量)而实施处理。例如基于角速度信息而实施用于手抖修正、姿态控制、GPS自动导航等的处理。存储器530(ROM、RAM等)对控制程序或各种数据进行存储，或作为工作区域或数据储存区域而发挥功能。操作部540为用于供用户操作电子设备500的结构，显示部550向用户显示各种的信息。
陀螺传感器510(物理量检测装置)包括振动片10和电路装置20。图4的振动片10(在广义上为物理量传感器)为由水晶等压电材料的薄板所形成的音叉型的压电振动片，并具有驱动用振动片11、12和检测用振动片16、17。在驱动用振动片11、12上设置有驱动端子2、4，在检测用振动片16、17上设置有检测端子6、8。
电路装置20包括驱动电路30、检测电路60、存储部130、控制部140、时钟信号生成部150。另外，能够实施省略这些结构要素的一部分、或追加其他的结构要素等各种的变形。
驱动电路30输出驱动信号(驱动电压)并对振动片10进行驱动。而且，从振动片10接收反馈信号，并由此使振动片10激振。检测电路60从通过驱动信号而被驱动的振动片10接收检测信号(检测电流、电荷)，并从检测信号中对与被施加在振动片10上的物理量相对应的所需信号(科里奥利力信号)进行检测(提取)。
具体而言，来自驱动电路30的交流的驱动信号(驱动电压)被施加在驱动用振动片11的驱动端子2上。于是，通过逆压电效应而使驱动用振动片11开始振动，并通过音叉振动而使驱动用振动片12也开始振动。此时，通过驱动用振动片12的压电效应所产生的电流(电荷)，作为反馈信号而从驱动端子4反馈至驱动电路30。由此，形成包含振动片10的振荡环。
当驱动用振动片11、12进行振动时，检测用振动片16、17在图4所示的方向上以振动速度v而进行振动。于是，通过检测用振动片16、17的压电效应所产生的电流(电荷)，作为检测信号(第一、第二检测信号)而从检测端子6、8被输出。于是，检测电路60接收来自该振动片10的检测信号，并对作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号(所需波)进行检测。即，当振动片10(陀螺传感器)以检测轴19为中心而进行旋转时，在与振动速度v的振动方向正交的方向上产生科里奥利力Fc。例如，当将以检测轴19为中心而进行旋转时的角速度设为ω，将振动片的质量设为m，将振动片的振动速度设为v时，科里奥利力被表示为Fc＝2m·v·ω。因此，通过检测电路60对作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号进行检测，从而能够求出陀螺传感器的旋转角速度ω。而且，通过使用所求得的角速度ω，从而能够使处理部520实施用于手抖修正、姿态控制、或者GPS自动导航等各种处理。
控制部140基于来自时钟信号生成电路150的时钟信号，而实施各种控制处理。例如基于时钟信号(对时钟信号进行了分频的信号)而对驱动电路30及检测电路60进行控制。
此外，控制部140也实施向存储部130写入频率调节值的处理(存储处理)、或从存储部130读取频率调节值的处理。
时钟信号生成电路150通过电源接通复位解除而被设定为工作有源状态，并对控制部140供给时钟信号。而且，通过时钟信号的供给而开始工作的控制部140将驱动电路30、检测电路60启动，并使这些电路的工作开始。
检测电路60具有A/D转换电路100和DSP部110。A/D转换电路100通过基于来自时钟信号生成电路150的时钟信号的采样时钟信号，而实施输入信号的采样工作，从而执行A/D转换。例如将模拟的检测信号(所需信号)转换为数字信号(数字数据)。DSP部110接收来自A/D转换电路100的数字信号，并对数字信号实施数字信号处理。该DSP(Digital SignalProcessing：数字信号处理部)部110通过基于来自时钟信号生成电路150的时钟信号的工作时钟信号而进行工作，从而执行滤波处理等各种数字信号处理。
另外，虽然在图4中图示了振动片10为音叉型的情况下的示例，但本实施方式的振动片10并不限定于这样的结构。例如也可以为T字型或双T字型等。此外，振动片10的压电材料也可以为水晶以外的材料。
在图5中图示了本实施方式的电路装置20的更加详细的结构例。电路装置20包括：接收来自振动片10(物理量传感器)的反馈信号DI而对振动片10进行驱动的驱动电路30、和接收来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2而对所需信号进行检测的检测电路60。此外，电路装置20包括控制部140、时钟信号生成电路150。而且，还能够包括输入有电源电压VDD的电源端子TVDD、稳压电路22、缓冲电路24。
在电源端子TVDD上输入有例如外部电源电压VDD。该电源电压VDD被供给至稳压电路22或缓冲电路24。电源端子TVDD为例如电路装置(IC芯片)中的衬垫。
稳压电路22实施对从电源端子TVDD被供给的电源电压VDD进行降压的电压调节。而且，将由电压调节而得到的调节电源电压VDDL作为工作电源电压而供给至驱动电路30及检测电路60。此外，稳压电路22向控制部140、时钟信号生成电路150供给调节电源电压VDDL。例如在作为来自外部的电源电压VDD而供给了2.7V～3.3V的电压的情况下，稳压电路22实施对该电源电压VDD进行降压的电压调节，例如向驱动电路30、检测电路60、控制部140、时钟信号生成电路150供给1.8V的固定电压的调节电源电压VDDL。
而且，图3所示的时钟信号生成电路150的电压生成电路160基于该调节电源电压VDDL而生成电源电压VDOS。例如生成进一步对调节电源电压VDDL进行了降压的电源电压VDOS。
在缓冲电路24上供给有电源电压VDD。该电源电压VDD作为缓冲电路24的高电位侧电源电压而被使用。而且，缓冲电路24接收来自驱动电路30的驱动信号DQ，并向振动片10(物理量传感器)输出使驱动信号DQ的振幅增加的高振幅的驱动信号(放大驱动信号)DQB。例如在将驱动信号DQ的振幅设为第一振幅的情况下，向振动片10输出与第一振幅相比较大的第二振幅的驱动信号DQB。在该情况下，驱动信号DQ、DQB可以为矩形波的信号，也可以为正弦波的信号。
驱动电路30包括：输入有来自振动片10的反馈信号DI的放大电路32、实施自动增益控制的增益控制电路40、向振动片10输出驱动信号DQ的驱动信号输出电路50。此外，包括向检测电路60输出同步信号SYC的同步信号输出电路52。另外，驱动电路30的结构并不限定于图5，也能够实施省略这些结构要素的一部分、或追加其他的结构要素等各种变形。
放大电路32(I/V转换电路)对来自振动片10的反馈信号DI进行放大。例如将来自振动片10的电流的信号DI转换为电压的信号DV并输出。该放大电路32能够通过电容器、电阻元件、运算放大器等来实现。
驱动信号输出电路50基于由放大电路32实现的放大后的信号DV而输出驱动信号DQ。例如在驱动信号输出电路50输出矩形波(或者正弦波)的驱动信号的情况下，驱动信号输出电路50能够通过比较器等来实现。
增益控制电路40(AGC)向驱动信号输出电路50输出控制电压DS，并对驱动信号DQ的振幅进行控制。具体而言，增益控制电路40对信号DV进行监视，并对振荡环的增益进行控制。例如在驱动电路30中，为了使陀螺传感器的灵敏度维持在固定，而需要将向振动片10(驱动用振动片)供给的驱动电压的振幅维持在固定。因此，在驱动振动系统的振荡环内，设置有用于自动调节增益的增益控制电路40。增益控制电路40以使来自振动片10的反馈信号DI的振幅(振动片的振动速度v)成为固定的方式，而可变地对增益进行自动调节。该增益控制电路40通过对放大电路32的输出信号DV进行全波整流的全波整流器、或实施全波整流器的输出信号的积分处理的积分器等来实现。
同步信号输出电路52接收由放大电路32实施的放大后的信号DV，并向检测电路60输出同步信号SYC(参照信号)。该同步信号输出电路52能够通过比较器或相位调节电路(移相器)等来实现，其中，所述比较器实施正弦波(交流)信号DV的二进制处理并生成矩形波的同步信号SYC，所述相位调节电路(移相器)实施同步信号SYC的相位调节。
检测电路60包括放大电路61、同步检波电路81、A/D转换电路100、DSP部110。放大电路61接收来自振动片10的第一检测信号IQ1、第二检测信号、IQ2，并实施差动的信号放大或电荷－电压转换。同步检波电路81基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。A/D转换电路100实施同步检波后的信号的A/D转换。DSP部110对来自A/D转换电路100的数字信号实施数字滤波处理或数字补正处理等数字信号处理。
控制部140实施电路装置20的控制处理。该控制部140能够通过逻辑电路(门阵列等)或处理器等来实现。电路装置20中的各种开关控制或模式设定等通过该控制部140而被实施。
3.干涉频率
在对振动片10进行驱动并检测角速度等物理量的电路装置中，存在由于振动片10的驱动频率与检测电路60的A/D转换电路100的采样时钟信号等(工作用信号)之间的干涉而使检测性能劣化的可能性。例如，在驱动频率成分与A/D转换电路100的采样频率成分一致的干涉频率中，会发生角速度编码的偏差等，并使检测性能劣化。
另外，在本实施方式中，将驱动频率的基本波成分(基本频率成分)或谐波成分(谐波频率成分)称为驱动频率成分，将A/D转换电路100的采样频率的基本频率成分以及谐波频率成分称为采样频率成分。
图6为对被供给至检测电路60的A/D转换电路100的采样时钟信号或DSP部110的工作时钟信号的说明图。
如图6所示，振动片10通过驱动频率fdr而被驱动。此外，同步检波电路81基于该驱动频率fdr的同步信号而实施同步检波处理。在该驱动频率fdr中，存在由振动片10的个体差而导致的偏差。
此处，作为本实施方式的比较例的方法，即使对于检测电路60的A/D转换电路100或DSP部110等，也会考虑通过基于驱动频率fdr的驱动信号的信号而使其工作的方法。然而，在该比较例的方法中，在驱动频率fdr例如为100KHz左右的情况下，由于基于驱动信号的信号成为100KHz以下，因此无法实现A/D转换电路100或DSP部110的高速工作。
因此，在本实施方式中，采用如下方法，即，设置具有振荡电路190的时钟信号生成电路150，并通过基于所生成的时钟信号的工作用信号而使A/D转换电路100或DSP部110等工作。例如在图6中，对振荡频率fos的时钟信号进行i分频，并基于通过分频而得到的采样频率fsm＝fos/i的采样时钟信号而使A/D转换电路100工作。此外，基于通过对振荡频率fos的时钟信号进行分频所得到的时钟频率fdsp的工作时钟信号，而使DSP部110工作。
在这种本实施方式的电路装置中，由于与驱动信号的频率之间的干涉而可能产生角速度编码的偏差的问题。
图7为对干涉频率的说明图。图7的横轴为振荡频率，纵轴为表示角速度编码偏差的大小的轴。由于驱动频率成分与检测电路60侧的工作频率之间的干涉，会产生角速度编码偏差的问题。
例如将振荡电路190的振荡频率设为fos，将i、j、k设为1以上的整数，将采样时钟信号等工作用信号的频率设为fos/i。在i≥2的情况下，i相当于时钟信号的分频比，fos/i成为以分频比i而被分频的采样时钟信号等工作用信号的频率。
在该情况下，干涉频率为j×fdr＝k×fos/i成立时的振荡频率。即，当将干涉频率设为fin时，在fos＝fin的情况下，j×fdr＝k×fos/i的关系式成立。
例如在图7的I1所示的干涉频率中，1×fdr＝fsm＝fos/i成立。例如，当将I1的干涉频率设为fos＝fin1时，1×fdr＝fos/i＝fin1/i成立。在j×fdr＝k×fos/i的关系式(干涉条件)中相当于j＝1、k＝1的情况。
此外，在I2所示的干涉频率中，2×fdr＝fsm＝fos/i成立。例如，当将I2所示的干涉频率设为fos＝fin2时，2×fdr＝fos/i＝fin2/i成立。在j×fdr＝k×fos/i的关系式中相当于j＝2、k＝1的情况。
此外，在I3所示的干涉频率中，3×fdr＝fsm＝fos/i成立。例如，当将I3所示的干涉频率设为fos＝fin3时，3×fdr＝fos/i＝fin3/i成立。在j×fdr＝k×fos/i的关系式中相当于j＝3、k＝1的情况。
在I4所示的干涉频率中，3×fdr＝2×fsm＝2×fos/i成立。例如，当将I4所示的干涉频率设为fos＝fin4时，3×fdr＝2×fos/i＝2×fin4/i成立。在j×fdr＝k×fos/i的关系式中相当于j＝3、k＝2的情况。
在I5所示的干涉频率中，5×fdr＝2×fsm＝2×fos/i成立。例如，当将I5所示的干涉频率设为fos＝fin5时，5×fdr＝2×fos/i＝2×fin5/i成立。在j×fdr＝k×fos/i的关系式中相当于j＝5、k＝2的情况。
如此，在干涉频率中，通过j×fdr＝k×fsm＝k×fos/i的关系式来表示的干涉条件成立。此处，j×fdr相当于驱动频率fdr的谐波成分(j≥2)或基本波成分(j＝1)。此外，fsm＝fos/i为A/D转换电路100的采样频率(在广义上为工作用信号的频率)。因此，作为干涉条件的j×fdr＝k×fos/i成为，驱动频率fdr的谐波成分(j≥2)或基本波成分(j＝1)与采样频率fos/i的k倍一致这样的条件。
另外，图7所示的干涉频率中的角速度编码偏差由于如下的原因等而产生，即，混入到A/D转换电路100的输入信号中的干扰信号的频率成分(驱动频率成分)，通过A/D转换电路100的采样工作而在信号带上波动。因此，干涉频率中的角速度编码偏差实际上并非在j×fdr与k×fsm完全一致的情况下表现出来，而是在j×fdr与k×fsm的频率差Δf充分小的情况下被显著地表现出来。具体而言，由于在频率差Δf低于作为所需信号的频带的信号带的频率(例如200Hz～10Hz)的情况下，由于由频率差Δf导致的波动噪声会显现于信号带上，因此会产生角速度编码偏差(波动)的问题。在频率差Δf较大的情况下，由于通过DSP部110的带域限制用的低通滤波而使波动噪声充分地减少，因此，不会发生角速度编码偏差。如此，可以说在本实施方式中应当避开的干涉频率是具有给定的频带宽度(信号带宽，Δf)的频率。
而且，在本实施方式中，采用将振荡电路190的振荡频率设定为避免了这样的干涉频率的频率的方法。即，在将振荡频率设为fos，将i、j设为1以上的整数，将工作用信号的频率设为fos/i的情况下，以成为j×fdr≠fos/i的方式而对振荡频率fos进行设定。工作用信号的频率fos/i为，A/D转换电路100的采样时钟信号或DSP部110的工作时钟信号(输出数据率)的频率。
如此，如果以成为j×fdr≠fos/i的方式而对振荡频率fos进行设定，则能够将振荡频率fos设定在避开了图7的I1、I2、I3所示的干涉频率的频率上。因此，能够减少I1、I2、I3所示的较大值的角速度编码偏差的产生，从而能够减轻检测性能的劣化。
而且，在本实施方式中，在将k设为1以上的整数的情况下，优选为，以成为j×fdr≠k×fos/i的方式而对振荡频率fos进行设定。即，不仅将振荡频率fos设定在避开了图7的I1、I2、I3所示的k＝1的情况下的干涉频率的频率上，而且设定在避开了I4、I5所示的k≥2的情况下的干涉频率的频率上。通过采用这种方式，不仅能够防止I1、I2、I3所示的较大值的角速度编码偏差的产生，而且能够防止I4、I5所示的较小值的角速度编码偏差的产生。
而且，在本实施方式中，通过由图1的第二频率调节部192等实施的频率调节来实现这样的成为j×fdr≠k×fos/i的振荡频率fos的调节。例如，通过图3的可变电容电路197的电容值的调节等来实现。
例如，在通过基于驱动信号的信号而使检测电路60的电路工作的比较例的方法中，不会产生如图7所示的干涉频率的问题。
相对于此，在本实施方式中，为了实现检测电路60的电路的高速工作而设置具有振荡电路190的时钟信号生成电路150，并通过基于所生成的时钟信号的工作用信号而使检测电路60的电路(A/D转换电路、DSP部)工作。而且，驱动信号的驱动频率与振荡电路190的振荡频率为个别独立的频率，而不具有相关性。因此，会产生如图7所示的干涉频率的问题。而且，为了消除这种干涉频率的问题，在本实施方式中，采用在下文中所说明的振荡频率的调节方法。
图8为本实施方式的振荡频率的调节方法的说明图。在图8中，横轴为驱动频率，纵轴为频率调节的目标振荡频率。
在图8中，IL1、IL2为由图7所说明的干涉频率的线。在该干涉频率线IL1、IL2上，会产生角速度编码偏差的问题。此外，在图8中，图示了振动片A和振动片B的示例。在振动片A和振动片B中，驱动频率(典型值)不同。例如，作为与电路装置成对地被安装于封装件中的振动片而存在两种振动片A、B。通过使用驱动频率不同的振动片A、B，从而也能够减少例如多轴陀螺传感器中的轴间干涉等。
如图8所示，在振动片A、B的驱动频率中存在个体差，振动片A的驱动频率在RDA的范围内产生偏差，振动片B的驱动频率在RDB的范围内产生偏差。RDA为以振动片A的驱动频率的典型值fda为中心的驱动频率的偏差范围。RDB为以振动片B的驱动频率的典型值fdb为中心的驱动频率的偏差范围。
而且，根据电路装置与振动片A和振动片B中的任一个连接(根据由任一个振动片和电路装置来构成物理量检测装置)，而实施图8的RCA的范围的粗调节。该粗调节通过图3的电压生成电路160所供给的电源电压VDOS的电压调节来实现。在图8中，通过电源电压VDOS的电压调节，从而能够实现例如500KHz/步中的振荡频率的粗调节。
例如，在与电路装置连接的振动片为振动片A(在广义上为第一物理量传感器)的情况下，电压生成电路160作为电源电压VDOS而供给第一电压。另一方面，在与电路装置连接的振动片为驱动频率不同于振动片A的振动片B(在广义上为第二物理量传感器)的情况下，电压生成电路160作为电源电压VDOS而供给不同于第一电压的第二电压。
具体而言，振动片A与振动片B相比驱动频率较低。因此，在由振动片A与电路装置连接而构成物理量检测装置的情况下，优选为，对应于振动片A的较低的驱动频率而将振荡频率的调节范围也设定在较低的频率范围内。因此，在振动片A被连接的情况下，电压生成电路160作为电源电压VDOS而向CR振荡电路170(在广义上为振荡电路190)供给与第二电压相比较低的第一电压。通过采用这种方式，CR振荡电路170的振荡频率降低，从而能够对应于振动片A的较低的驱动频率而将振荡频率的调节范围设定在较低的频率范围内。
另一方面，振动片B与振动片A相比驱动频率较高。因此，在由振动片B与电路装置连接而构成物理量检测装置的情况下，优选为，对应于振动片B的较高的驱动频率而将振荡频率的调节范围也设定在较高的频率范围内。因此，在振动片B被连接的情况下，电压生成电路160作为电源电压VDOS而向CR振荡电路170供给与第一电压相比较高的第二电压。通过采用这种方式，CR振荡电路170的振荡频率升高，从而能够对应于振动片B的较高的驱动频率而将振荡频率的调节范围设定在较高的频率范围内。
此外，在图8中，VLA为振动片A的情况下的振荡频率的调节线，VLB为振动片B的情况下的振荡频率的调节线。例如，在振动片A与电路装置已被连接的情况下，使用调节线VLA而对振荡频率进行调节。该调节线VLA为被设定于干涉频率线IL1与IL2中间的线。
如图8的RDA所示，在振动片A的驱动频率中存在由个体差导致的偏差。另一方面，在电路装置与振动片A连接并作为物理量检测装置而被封装的状态下，通过对驱动频率进行测量，从而能够将振动片A的驱动频率唯一特定。而且，在被测量出的驱动频率为fdr＝fd1的情况下，如图8所示，根据fdr＝fd1和调节线VLA而求出目标振荡频率ft1。例如，根据fdr＝fd1的线与调节线VLA的交点能够求出目标振荡频率ft1。而且，通过第二频率调节部192而实施频率调节，以使振荡频率被设定为fos＝ft1。具体而言，以使振荡频率被设定为fos＝ft1的方式而对可变电容电路197的电容值进行调节。
此外，在被测量出的驱动频率为fdr＝fd2的情况下，根据fdr＝fd2和调节线VLA而求出目标振荡频率ft2。而且，通过第二频率调节部192(可变电容电路197)而实施频率调节，以使振荡频率被设定为fos＝ft2。
同样，如图8的RDB所示，虽然在振动片B的驱动频率中存在由个体差导致的偏差，但在电路装置已被连接在振动片B上的状态下，通过对驱动频率进行测量，从而能够将振动片B的驱动频率唯一特定。而且，在被测量出的驱动频率为fdr＝fd3的情况下，根据fdr＝fd3和调节线VLB而求出目标振荡频率ft3。而且，通过第二频率调节部192(可变电容电路197)而实施频率调节，以使振荡频率被设定为fos＝ft3。
通过采用以上的方式，从而在本实施方式中能够将振荡频率fos设定在避开了干涉频率的频率上。即，通过由第二频率调节部192(可变电容电路197)实施的频率调节，从而能够以成为j×fdr≠k×fos/i的方式对振荡频率fos进行设定。
而且，如图8所示，振荡频率的调节线VLA、VLB位于干涉频率线IL1、IL2的中间。因此，如后述的图11所示，即使在由温度变化而导致振荡频率变动的情况下，也能够减少由图7所说明的干涉频率引起的角速度编码偏差的发生。例如，在驱动频率为fdr＝fd1的情况下，只要由温度变化导致的振荡频率的变动落入频率范围RS1内，则能够避免与干涉频率线IL1、IL2之间的干涉。在驱动频率为fdr＝fd2的情况下，只要由温度变化导致的振荡频率的变动落入频率范围RS2内，则能够避免与干涉频率线IL1、IL2之间的干涉。fdr＝fd3的情况也同样。
4.时钟信号生成电路的详细结构
接下来，使用图9，对时钟信号生成电路150的详细的结构例进行说明。在图9中，图示了电压生成电路160、构成CR振荡电路170的放大电路180、可变电阻电路196以及可变电容电路197的相信的结构例。
电压生成电路160具有运算放大器OPA、电阻元件RB1、RB2、RB3、开关元件SB1、SB2。电阻元件RB1、RB2、RB3被串联连接于电源电压VDOS的输出节点与VSS的节点之间。运算放大器OPA的反相输入端子(第一端子)与运算放大器OPA的输出节点连接。运算放大器OPA的非反相输入端子(第二端子)经由开关元件SB1而被连接于电阻元件RB1与RB2的连接节点上，并且经由开关元件SB2而被连接于电阻元件RB2与RB3的连接节点上。在运算放大器OPA的反相输入端子与非反相输入端子之间，将产生基于功函数差的电压。
基于由图8所说明的电源电压的粗调节(RCA)，通过开关元件SB1、SB2的导通和断开控制来实现。例如，在振动片A与电路装置连接的情况下，将开关元件SB2导通，并将开关元件SB1断开。通过采用这种方式，电源电压VDOS被设定为较低的第一电压而使CR振荡电路170的振荡频率降低。由此，能够实现图8的调节线VLA中的振荡频率的调节。
另一方面，在振动片B与电路装置连接的情况下，将开关元件SB1导通，并将开关元件SB2断开。通过采用这种方式，电源电压VDOS被设定为较高的第二电压而使CR振荡电路170的振荡频率升高。由此，能够实现调节线VLB中的振荡频率的调节。
放大电路180具有“与非”电路NA、倒相电路IV1、IV2。倒相电路IV1的输出经由电容器C而被反馈至放大电路180的输入节点NI。倒相电路IV2的输出经由可变电阻电路196而被反馈至放大电路180的输入节点NI。“与非”电路NA的第一输入成为放大电路180的输入，并且在“与非”电路NA的第二输入中，输入有有源信号EN。当有源信号EN成为H电平时，CR振荡电路170被设定为工作有源状态，而当有源信号EN成为L电平时，被设定为工作无源状态。
可变电阻电路196具有：被串联连接的多个电阻元件R1～R6、和相对于多个电阻元件R1～R6的各电阻元件而使各熔断器元件并联地连接的多个熔断器元件FU1～FU6(在广义上为开关元件)。例如，熔断器元件FU1与电阻元件R1并联地连接，熔断器元件FU2与电阻元件R2并联地连接。熔断器元件FU3～FU6与电阻元件R3～R6的连接结构也同样。此外，可变电阻电路196具有被串联连接于多个电阻元件R1～R6上的基准电阻元件R7。即，多个电阻元件R1～R6及基准电阻元件R7被串联连接于放大电路180的输出节点NQ与输入节点NI之间。
可变电容电路197具有可变电容元件CV1～CV4和电容控制电压输出电路BC1～BC4。可变电容元件CV1～CV4的一端与放大电路180的输出节点NQ连接，另一端与电容控制电压输出电路BC1～BC4的输出连接。可变电容元件CV1～CV4为，通过电容控制电压输出电路BC1～BC4所输出的电容控制电压而使电容变化的元件。可变电容元件CV1～CV4例如能够通过可变电抗二极管(变容二极管)等来实现。可变电容电路197能够通过例如被二进制加权了的可变电容元件的阵列来实现，在该情况下，通过电容控制电压实施的控制成为高电平和低电平的二值控制。通过该可变电容电路197能够实现例如30KHz/步中的振荡频率的微调节。
电压生成电路160基于晶体管的功函数差而生成具有例如负温度特性(第一温度特性)的电源电压VDOS，并作为CR振荡电路170的放大电路180的电源而进行供给。例如向电压生成电路160(稳压电路)供给有高电位侧的电源电压VDDL和低电位侧的电源电压VSS(GND)。而且，电压生成电路160具有第一晶体管和栅极电极的导电性不同于第一晶体管的第二晶体管。例如，在第一晶体管的栅极电极为N型的情况下，第二晶体管的栅极电极成为P型。而且，电压生成电路160作为电源电压VDOS而供给与第一晶体管、第二晶体管的功函数差相对应的电压。即，供给基于异种栅极的功函数差的电源电压VDOS。基于功函数差的电源电压VDOS例如具有负温度特性，当温度上升时电源电压VDOS降低。
具体而言，电压生成电路160的运算放大器OPA具有差动部和输出部。差动部具有电流镜电路、构成差动对的第一晶体管、第二晶体管、电流源。而且，构成差动对的第一晶体管成为栅极电极的导电性不同于第二晶体管的晶体管。例如，第一晶体管的栅极电极为N型，第二晶体管的栅极电极成为P型。例如，虽然第一晶体管和第二晶体管为基板的杂质浓度或沟道的杂质浓度相同的晶体管，但栅极电极的导电性不同，因而栅极电极的杂质浓度不同。
例如MOS晶体管的阈值电压能够表示为Vth＝φMS－QSS/COX+2φF+QD/COX。此处，φMS为栅极电极与基板的功函数差，QSS为氧化膜内的固定电荷，COX为每单位面积栅极氧化膜的电容，φF为费米能级，QD为耗尽层内的电荷。通过第一晶体管的N型栅极电极的杂质浓度和第二晶体管的P型栅极电极的杂质浓度的设定，从而使衰减型的第一晶体管的阈值电压VTN被设定为例如－0.52V。另一方面，增强型的第二晶体管的阈值电压VTP被设定为例如0.45V。由此，在运算放大器OPA的反相输入端子与非反相输入端子之间，将产生基于功函数差的电压VOF＝VTP－VTN＝0.97V。因此，通过基于该功函数差的电压VOF而被设定的电源电压VDOS即使在电源电压VDDL变动的情况下也会成为固定的电压，并具有负温度特性。
另一方面，CR振荡电路170的振荡频率在电源电压VDOS为固定电压(一定)的情况下具有正温度特性。即，在电源电压VDOS成为固定的条件下，当温度上升时振荡频率升高。
例如将除去了“与非”电路NA或倒相电路IV1、IV2的各电路的信号延迟的影响的情况下的CR振荡电路170的振荡频率设为f0。于是，CR振荡电路170的振荡频率f0一般如下式(1)来表示。
f0＝1/(2.2×C×R) (1)
在本实施方式中，作为电阻R(R1～R7)而使用负温度特性的电阻。例如作为电阻R(R1～R7)而使用多晶硅电阻等。由于多晶硅电阻具有负温度特性，因此当温度上升时电阻R的电阻值降低。因此，当温度上升时，振荡频率f0＝1/(2.2×C×R)升高。即，除去了“与非”电路等各电路的信号延迟的影响的振荡频率f0具有正温度特性。
此外，构成“与非”电路NA、倒相电路IV1、IV2的各电路的MOS的晶体管的阈值电压具有负温度特性，当温度上升时阈值电压下降。当阈值电压下降时，“与非”电路等各电路中的信号的延迟时间缩短，从而CR振荡电路170的振荡频率上升。例如，当将各电路的负载电容设为CL，将漏极电流设为ID，将电源电压设为VDOS，将预定系数设为k时，各电路中的延迟时间能够如下式(2)来表示。
td＝k{(CL×VDOS)/ID} (2)
根据上式(2)，当温度上升且阈值电压下降时，通过增加漏极电流ID而使延迟时间td缩短，从而使电源电压VDOS为固定的情况下的振荡频率上升。
图10(A)为表示电源电压VDOS为固定的情况下的振荡频率的温度特性(模拟结果)的图。如上文所述，当温度上升时，电阻R(R1～R7)的电阻值降低，从而f0＝1/(2.2×C×R)升高的同时“与非”电路等各电路的延迟时间td缩短。因此，如图10(A)所示，当温度上升时，在电源电压VDOS为固定的情况下的CR振荡电路170的振荡频率升高，并具有正温度特性。
图10(B)为表示电源电压VDOS的温度特性(模拟结果)的图。如上文所述，在本实施方式中，电压生成电路160基于晶体管的功函数差而生成负温度特性的电源电压VDOS。因此，如图10(B)所示，当温度上升时，电源电压VDOS减少，并具有负温度特性。
图11为表示CR振荡电路170的振荡频率的变动率(实机测量结果)的图。在本实施方式中，如图10(A)所示，相对于在电源电压VDOS为固定的情况下振荡频率具有正温度特性的CR振荡电路170，而如图10(B)所示，供给负温度特性的电源电压VDOS。如果采用这种方式，能够利用电源电压VDOS的负温度特性(图10(B))来消除CR振荡电路170的单体中的振荡频率所具有的正温度特性(图10(A))。由此，如图11所示，能够将振荡频率相对于温度变动的变动率抑制得较低。如此，根据本实施方式，能够实施振荡频率的适当的温度补偿，从而能够供给频率相对于温度变动的变动率较低的时钟信号。
例如，一直以来，为了实现振荡频率的温度补偿，除了基准电压生成电路或振荡电路的放大电路以外，还需要另外设置运算放大器等其他的电路要素。因此，存在导致消耗电力或电路规模的增加这样的问题。
相对于此，在本实施方式中，仅通过设置对CR振荡电路170供给图10(B)所示的负温度特性的电源电压VDOS的电压生成电路160，就能够实现振荡频率的温度补偿。因此，能够在抑制消耗电流或电路规模的增加的同时，实现振荡频率的温度补偿。
即，一般的温度补偿通过将正负不同的温度特性的电路元件组合来实现。相对于此，在本实施方式中，着眼于电源电压固定时的CR振荡电路170的振荡频率具有图10(A)所示的正温度特性，并向CR振荡电路170供给消除(抵消)其正温度特性的负温度特性的电源电压VDOS。由于这种负温度特性的电源电压VDOS能够利用晶体管的功函数差而以较小的电路规模的简单的电路结构来生成，因此能够将电路规模的增加抑制在最小限度内。此外，通过利用功函数差，从而也能够将振荡频率相对于电源电压变动的变动抑制得较低。即，在电源电压VDDL变动的情况下，能够使基于功函数差的电源电压VDOS的变动在最小限度内。因此，只要通过这种基于功函数差的负温度特性的电源电压VDOS的供给而将CR振荡电路170的正温度特性抵消，则除了振荡频率相对于温度变动的变动以外，还能够将振荡频率相对于电源电压变动的变动也抑制在最小限度内。
此外，CR振荡电路170与例如使用了水晶等振动片的振荡电路相比，具有启动时间较短且能够早期提供稳定的高速的时钟信号这样的优点。因此，如果使用由CR振荡电路170所生成的时钟信号来生成电路装置的工作用信号，则能够实现电路装置的启动或工作速度的高速化。
5.使用可变电阻电路的振荡频率的调节
接下来，对使用可变电阻电路196的振荡频率的调节方法进行说明。对于振荡频率的调节，其目的在于，使用可变电阻电路196而将由半导体晶片处理导致的晶体管或电阻等元件偏差调节为所需的振荡频率。
图9的可变电阻电路196的电阻元件R1～R6的电阻值例如以二进制被加权。例如R1～R6的各电阻元件由一个或多个单元电阻而构成。例如R1由20＝1个的电阻单元而构成，R2由被串联连接的21＝2个的电阻单元而构成，R3由被串联连接的22个电阻单元而构成。同样，R4、R5、R6分别由被串联连接的23个、24个、25个电阻单元而构成。因此，当将单元电阻的电阻值设为RU时，R1的电阻值被设定为20×RU(＝RU)，R2的电阻值被设定为21×RU(＝2×RU)，R3的电阻值被设定为22×RU，R4的电阻值被设定为23×RU，R5的电阻值被设定为24×RU，R6的电阻值被设定为25×RU。
另一方面，R7为用于对成为基准的振荡频率进行设定的基准电阻元件，当将作为R7的电阻值的基准电阻值设为RB时，能够将RB设定为例如与R6相同程度的电阻值。通过以这种方式进行设定，从而能够在预定范围内(例如RB～RB+RU×(26－1)的范围)可变地对可变电阻电路196的电阻值设定。
如图9所示，FU1～FU6的各熔断器元件与R1～R6的各电阻元件并联地被设置。而且，在熔断器切断前，所有的熔断器元件FU1～FU6成为非切断状态。因此，可变电阻电路196的电阻值被设定为R7的基准电阻值RB(准确地说为RB+熔断器元件等寄生电阻值)。而且，在该状态下，对CR振荡电路170的振荡频率进行测量。当将被测量出的振荡频率设为fr时，例如通过下式(3)所示的、由fr的一次式来表示的可调式而对熔断器值进行计算。另外，a、b为常数。
熔断器值＝a×fr+b (3)
基于所计算出的熔断器值，而确定切断(微调)熔断器元件FU1～FU6中的任一个。例如，基于由可调式所计算出的熔断器值而切断熔断器FU1、FU3、FU4、FU5。在该情况下，可变电阻电路196的电阻值成为RB+R1+R3+R4+R5(+寄生电阻值)。
具体而言，通过将熔断器值(转换为整数后的熔断器值)转换为二进制的数据，从而能够确定所切断的熔断器元件。例如如果熔断器值＝1＝20，则切断熔断器元件FU1，如果熔断器值＝2＝21，则切断熔断器元件FU2。此外，如果熔断器值＝3＝20+21，则切断熔断器元件FU1及FU2，如果熔断器值＝4＝22，则切断熔断器元件FU3，如果熔断器值＝5＝20+22，则切断熔断器元件FU1及FU3。即，熔断器FU1相当于二进制的熔断器值的LSB，熔断器FU2相当于LSB的下一个的位，熔断器FU3相当于其下一个的位。同样，熔断器FU6相当于二进制的熔断器值的MSB。而且，如果熔断器值的LSB为1，则切断熔断器FU1，而如果为0则不切断。如果LSB的下一个的位为1，则切断熔断器FU2，而如果为0则不切断。
图12为表示在熔断器切断前所测量出的振荡频率fr、与由熔断器目标值及可调式(式(3))所计算出的熔断器值之间的关系的图。
例如图12为实施改变了处理条件的模拟，并求出将振荡频率设定在目标频率上的熔断器目标值(熔断器值的目标值)的图。图12的FT1(黑心圆)为，熔断器切断前的振荡频率为fr＝fa的情况下的、熔断器目标值。此外，图12的TR1为，相对于熔断器目标值FT1而被设定的熔断器目标范围。在目标频率例如为4MHz的情况下，熔断器目标范围TR1相对于振荡频率成为例如4MHz±5％的范围内而被设定。即，在特定的处理条件下，在熔断器切断前的振荡频率为fr＝fa的情况下，如果熔断器值进入熔断器目标范围TR1内，则振荡频率落入4MHz±5％的范围内。
如图12的B1、B2、B3、B4所示，熔断器目标值对应于处理条件而变化。
例如图12的B1为，与放大电路180的晶体管的阈值电压较高且可变电阻电路196的电阻值或电容器C的电容值较大这样的处理条件相对应的熔断器目标值。即，在该处理条件下所实施的熔断器目标值的模拟结果。在该情况下，熔断器切断前的振荡频率fr成为较低的频率，而将振荡频率设定在目标频率上的熔断器值成为较小的值。因此，通过以熔断器值成为较小的值的设定(被切断的熔断器的个数较少)来切断熔断器，从而能够使振荡频率接近目标频率。
另一方面，图12的B4为，与放大电路180的晶体管的阈值电压较低且可变电阻电路196的电阻值或电容器C的电容值较小这样的处理条件相对应的熔断器目标值。在该情况下，熔断器切断前的振荡频率fr成为较高的频率，而将振荡频率设定在目标频率上的熔断器值成为较大的值。因此，通过以熔断器值成为较大的值的设定(被切断的熔断器的个数较多)来切断熔断器，从而能够使振荡频率接近目标频率。
而且，上式(3)的熔断器值的可调式的系数a、b能够基于图12的熔断器目标值的模拟结果来设定。
然而，如图12的A1、A2所示，存在根据可调式而所求得的熔断器值超出熔断器目标范围(目标频率±5％)的情况。例如熔断器切断前的振荡频率为fr＝fa的情况下的熔断器值(白心圆)，超出熔断器目标值FT1(黑心圆)的熔断器目标范围TR1(4MHz±5％)。这是由于，上式(3)的微调式为fr的一次式，如图12的B1、B2、B3、B4所示，改变了处理条件的情况下的熔断器目标值无法以这样的一次式的可调式而准确地拟合。即，由于晶体管的阈值电压的偏差等原因，因而使与B1、B2、B3、B4的各处理条件相对应的一次式的切片的值，成为每个处理条件均不同的值。
因此，在如下方法中，还存在难以使振荡频率落入所需的熔断器目标范围(4MHz±5％)内的问题，即，使用上式(3)的可调式且基于熔断器切断前的振荡频率fr而求出熔断器值，并基于所求得的熔断器值来确定所切断的熔断器的方法。
为了解决这样的问题，在本实施方式中，设置有如图13(A)所示的可调用辅助开关SWAX。例如在图13(A)中，可变电阻电路196具有被串联连接的多个电阻元件R1～R6以及基准电阻元件R7、相对于多个电阻元件R1～R6的各电阻元件而使各熔断器元件并联地被设置的多个熔断器元件FU1～FU6。而且，调制用辅助开关SWAX相对于基准电阻元件R7而并联地被设置。
如图13(A)所示，该可调用辅助开关SWAX在熔断器切断前的振荡频率的第一测量模式中断开。由此，在输出节点NQ与输入节点NI之间，能够实现基准电阻元件R7以及熔断器元件FU1～FU6被串联连接的状态。
另一方面，如图13(B)所示，调制用辅助开关SWAX在熔断器切断前的振荡频率的第二测量模式中导通。由此，在输出节点NQ与输入节点NI之间，能够实现熔断器元件FU1～FU6以及调制用辅助开关SWAX被串联连接的状态。
例如，将熔断器切断前的第一测量模式(图13(A))中的振荡频率设为fr1，将熔断器切断前的第二测量模式(图13(B))中的振荡频率设为fr2。在该情况下，通过由fr1及fr2的一次式所表达的下式(4)的可调式而对熔断器值进行计算。另外，c、d、e为常数。
熔断器值＝c×fr1+d×fr2+e (4)
基于由上式(4)的可调式所计算出的熔断器值，而如图14所示将熔断器切断。在图14中，熔断器FU1、FU3、FU4、FU5被切断。
根据以上的本实施方式的方法，如图13(A)、图13(B)所示，在基准电阻元件R7为连接状态的情况、和为非连接状态的情况的这两种状态下，能够对熔断器切断前的振荡频率fr1、fr2进行测量。因此，如图13(B)所示，能够对由放大电路180的晶体管的阈值电压与电容器C的电容的特性决定的振荡频率fr2进行测量。由此，能够适当地对由晶体管的阈值电压的偏差而引起的熔断器值的偏差进行补正。其结果为，容易使基于微调式的计算值而切断了熔断器元件的情况下的振荡频率落入目标频率范围内。
例如，图15为表示使用了本实施方式的调节方法的情况下的、熔断器切断前的振荡频率与熔断器值之间的关系的图。图15的熔断器值为由上式(4)的微调式所计算出的值。
例如，虽然与振荡频率fa相对应的熔断器值在图12中如A1所示而超出熔断器目标范围TR1，但在图15中如C1所示而落入熔断器目标范围TR1内。因此，根据本实施方式的调节方法，由上式(4)的可调式而对熔断器值进行计算，并通过基于所计算出的熔断器值而切断熔断器，从而能够使振荡频率落入所需的熔断器目标范围(4MHz±5％)内。
即，在本实施方式中，即使由于晶体管的阈值电压的偏差等原因，而使与图15的D1、D2、D3、D4的各处理条件相对应的一次式的切片的值成为每个处理条件均不同的值的情况下，也能够对比熔断器目标值更接近的熔断器值进行计算，并切断熔断器。即，通过使用上式(4)的可调式，能够使熔断器值相对于熔断器目标值而进一步拟合，从而能够使振荡频率落入所需的熔断器目标范围(4MHz±5％)内。因此，能够实现更高精度的振荡频率的调节方法。
6.物理量检测装置的制造方法
接下来，使用图16的流程图，对具有物理量传感器和电路装置的物理量检测装置的制造方法(振荡频率的调节方法)进行说明。
首先，制造半导体晶片(电路装置)(步骤S1)。即，通过公知的制造方法而在半导体晶片的基板(硅基板)上形成构成电路装置(半导体芯片)的晶体管、电阻元件、电容元件等电路元件和配线。即，通过成膜、显影、曝光、涂覆抗蚀剂、蚀刻、抗蚀剂剥离、杂质注入等制造工序而形成电路元件和配线，并由此制造形成有多个电路装置的半导体晶片。
接下来，实施半导体晶片的状态下的检查(步骤S2)。具体而言，对各电路装置的振荡电路190的振荡频率进行测量(步骤S3)。例如实施向半导体晶片的电路装置的探测，并对振荡频率进行测量。而且，求出将振荡频率设定在目标振荡频率上的频率调节值(步骤S4)。例如通过由图13(A)至图15等所说明的方法，作为频率调节值而求出熔断器值。而且，基于所求得的频率调节值(熔断器值)而切断熔断器(步骤S5)。即，如图14所示，切断由熔断器值而被特定的熔断器元件。由此，在实施了半导体晶片中的检查之后，实施半导体晶片的切割进而制造电路装置的芯片。
接下来，实施振动片10(物理量传感器)和电路装置(IC)的封装后的检查(步骤S6)。即，实施物理量检测装置的模块检查，所述物理量检测装置通过将振动片10与电路装置连接并收纳于封装件中而构成。具体而言，首先，对驱动频率进行测量(步骤S7)。即，对与电路装置连接的振动片10的驱动频率的实测值进行测量。而且，求出设定在避开了干涉频率的振荡频率上的频率调节值(步骤S8)。
即，如图8所说明的那样，使用所测量出的驱动频率(fd1、fd2、fd3)而求出能够避开干涉频率的目标振荡频率(ft1、ft2、ft3)。而且，求出用于设定在所求得的目标振荡频率上的频率调节值。具体而言，作为用于设定在目标振荡频率上的频率调节值，求出可变电容电路197的电容调节值。而且，将所求得的频率调节值(电容调节值)存储于存储部130中(步骤S9)。例如，存储部130为非易失性存储器，并向该非易失性存储器写入频率调节值。通过采用这种方式，从而在电路装置的电源接通时等从作为存储部130的非易失性存储器中读取频率调节值，并根据该频率调节值而实施振荡电路190的振荡频率的调节。具体而言，基于作为频率调节值的电容调节值，并通过对可变电容电路197的电容值进行调节，从而将振荡频率设定在避开了干涉频率的频率上。
如上文所述，在本实施方式的制造方法中，制造具有检测电路60、时钟信号生成电路150等的电路装置(图16的步骤S1)。接下来，在振动片10(物理量传感器)与电路装置被连接之前，实施对振荡电路190的振荡频率进行调节的第一频率调节(步骤S3、S4、S5)。该第一频率调节通过第一频率调节部191(可变电阻电路196)而被实施。例如在图17中，图示了第一频率调节中的频率调节值(熔断器值)与振荡频率的关系。如图17所示，虽然在第一频率调节中，振荡频率的调节范围较宽，但振荡频率的调节步骤较粗，从而能够实现振荡频率的粗调节。
接下来，在振动片10与电路装置已被连接的状态下，实施对振荡电路190的振荡频率进行调节的第二频率调节(步骤S7、S8)。该第二频率调节通过第二频率调节部192(可变电容电路197)而被实施。例如在图18中，图示了第二频率调节中的频率调节值(电容调节值)与振荡频率的关系。如图18所示，虽然在第二频率调节中，振荡频率的调节范围较窄，但振荡频率的调节步骤较细，从而能够实现振荡频率的微调节。
通过采用以上的方式，根据本实施方式，能够制造出一种物理量检测装置，所述物理量检测装置能够减轻通过振动片10的驱动频率成分给具有通过基于时钟信号的信号而进行工作的电路的检测电路带来影响从而产生的检测性能的劣化。
7.检测电路
在图19中，图示了检测电路60的详细的结构例。图19为全差分开关混频方式的检测电路60的示例。
在Q/V转换电路62、64(电荷-电压转换电路)中输入有来自振动片10的差动的第一、第二检测信号IQ1、IQ2。而且，Q/V转换电路62、64将振动片10所产生的电荷(电流)转换为电压。这些Q/V转换电路62、64为具有反馈电阻的连续型的电荷-电压转换电路。
增益调节放大器72、74对Q/V转换电路62、64的输出信号QA1、QA2进行增益调节并放大。增益调节放大器72、74为所谓的可编程增益放大器，并以所设定的增益而对信号QA1、QA2进行放大。例如放大为适合于A/D转换电路100的电压转换范围的振幅的信号。
开关混频器80为，基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差动的同步检波的混频器。具体而言，在开关混频器80中，增益调节放大器72的输出信号QB1被输入至第一输入节点NI1，增益调节放大器74的输出信号QB2被输入至第二输入节点NI2。而且，通过来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差动的同步检波，从而向第一输出节点NQ1、第二输出节点NQ2输出差动的第一输出信号QC1、第二输出信号QC2。通过该开关混频器80，前段的电路(Q/V转换电路、增益调节放大器)所产生的噪声(1/f噪声)等干扰信号被频率转换为高频带。此外，作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号降入直流信号。
在滤波器92中，输入有来自开关混频器80的第一输出节点NQ1的第一输出信号QC1。在滤波器94中，输入有来自开关混频器80的第二输出节点NQ2的第二输出信号QC2。这些滤波器92、94为，具有去除例如干扰信号(衰减)而使所需信号穿过的频率特性的低通滤波器。例如，由开关混频器80而被频率转换为高频带的1/f噪声等干扰信号通过滤波92、94而被去除。此外，滤波器92、94为，例如由无源元件(电阻元件、电容器等)而构成的无源滤波器。
A/D转换电路100接收来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94的输出信号QD2，从而实施差动的A/D转换。具体而言，A/D转换电路100将滤波器92、94作为抗频混用滤波器(前置滤波)，而实施输出信号QD1、QD2的采样并实施A/D转换。而且，在本实施方式中，来自滤波器92的输出信号QD1以及来自滤波器94的输出信号QD2未经由有源元件而被输入至A/D转换电路100。
作为A/D转换电路100而能够采用例如Delta Sigma(三角)型或连续比较型等各种方式的A/D转换电路。在采用Delta Sigma(三角)型的情况下，例如能够使用具有用于降低1/f噪声的CDS(Correlated double sampling：相关双采样)或断路器的功能等，并通过例如二次的Delta Sigma(三角)型调制器等而构成的A/D转换电路。此外，在采用连续比较型的情况下，例如能够使用具有减轻由DAC的元件偏差导致的S/N比的劣化的DEM(DynamicElement Matching：动态元件匹配)的功能等，并通过电容DAC及逐次比较控制逻辑而构成的A/D转换电路。
DSP部110实施各种数字信号处理。例如DSP部110实施与所需信号的应用相对应的带域限制的数字滤波处理、或实施去除由A/D转换电路100所产生的噪声的数字滤波处理。此外，实施增益补正(灵敏度调节)、偏差补正等数字补正处理。
另外，本实施方式的电路装置20并不限定于全差动开关混频方式的结构。例如也能够采用如下各种的结构，即，由离散型Q/V转换电路和与该离散型Q/V转换电路直接连接的A/D转换电路构成的直接采样方式的结构等。
在图20中，图示了包含本实施方式的电路装置20的移动体的示例。本实施方式的电路装置20例如能够装入汽车、飞机、摩托车、自行车、或者船舶等各种移动体中。移动体为，具备例如发动机或电机等驱动机构、方向盘或船舵等转向机构、各种电子设备，并在地上或空中或海上移动的设备和装置。图20概要地图示了作为移动体的具体例的汽车206。在汽车206上，装入具有振动片10和电路装置20的陀螺传感器510(传感器)。陀螺传感器510能够对车身207的姿态进行检测。陀螺传感器510的检测信号能够被供给至车身姿态控制装置208。车身姿态控制装置208能够根据例如车身207的姿态而对悬架的软硬进行控制或者对每个车轮209的制动器进行控制。此外，能够在两足步行机器人或航空器、直升飞机等各种移动体中利用这样的姿态控制。可以在为了实现姿态控制时装入陀螺传感器510。
另外，虽然以上述的方式对本实施方式进行了详细说明，但本领域技术人员能够很容易理解如下内容，即，能够实施在实体上不脱离本发明的新颖事项以及效果的多种改变。因此，这种改变例也全部被包含在本发明的范围中。例如，在说明书或附图中至少一次与更为广义或同义的不同用语(物理量检测装置、物理量传感器等)一起记载的用语(陀螺传感器、振动片等)，在说明书或附图的任意位置处均能够置换为该不同的用语。此外，电路装置、物理量检测装置、电子设备、移动体的结构、振动片的结构等均不限定于本实施方式中所说明的内容，能够实施各种改变。
符号说明
OPA运算放大器；C电容器；NA“与非”电路；IV0～IV3倒相电路；R1～R7、RB1～RB3电阻元件；R7基准电阻元件；FU1～FU6熔断器元件；CV1～CV4可变电容元件；BC1～BC4电容控制电压输出电路；SWAX调制用辅助开关；10振动片；18物理量传感器；20电路装置；22稳压电路；24缓冲电路；30，驱动电路；32放大电路(I/V转换电路)；40增益控制电路；52同步信号输出电路；60检测电路；61放大电路；62、64 Q/V转换电路；72、74增益调节放大器；80开关混频器；81同步检波电路；90滤波部；92、94滤波器；100 A/D转换电路；110 DSP部；130存储部；140控制部；150时钟信号生成电路；160电压生成电路；170 CR振荡电路；180放大电路；190振荡电路；191第一频率调节部；192第二频率调节部；196可变电阻电路；197可变电容电路；206移动体(汽车)；207车身；208车身姿态控制装置；209车轮；500电子设备；510陀螺传感器；520处理部；530存储器；540操作部；550显示部。

Claims (20)

1.一种电路装置，其特征在于，包括：
时钟信号生成电路，其具有振荡电路，并通过所述振荡电路而生成时钟信号；
检测电路，其具有通过基于所述时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，且所述检测电路被输入来自物理量传感器的检测信号，
所述时钟信号生成电路包括：
第一频率调节部，其能够在所述物理量传感器与电路装置相连接之前对所述振荡电路的振荡频率进行调节；
第二频率调节部，其能够在所述物理量传感器与电路装置已相连接的状态下对所述振荡电路的所述振荡频率进行调节。
2.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述振荡电路为CR振荡电路，
所述第一频率调节部为所述CR振荡电路的可变电阻电路。
3.如权利要求2所述的电路装置，其特征在于，
所述CR振荡电路具有放大电路，
所述可变电阻电路为，将所述放大电路的信号反馈至所述放大电路的输入节点的电阻电路。
4.如权利要求2所述的电路装置，其特征在于，
所述可变电阻电路包括：
多个电阻元件，其被串联连接；
多个熔断器元件，其中各个熔断器元件以相对于所述多个电阻元件中的各个电阻元件而并联的方式被设置。
5.如权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述可变电阻电路包括：
多个电阻元件，其被串联连接；
多个熔断器元件，其中各个熔断器元件以相对于所述多个电阻元件中的各个电阻元件而并联的方式被设置。
6.如权利要求4所述的电路装置，其特征在于，
所述可变电阻电路包括：
基准电阻元件，其与所述多个电阻元件串联连接；
调制用辅助开关，其以相对于所述基准电阻元件而并联的方式被设置，并且在熔断器切断前的所述振荡频率的第一测量模式中断开，在所述熔断器切断前的所述振荡频率的第二测量模式中导通。
7.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述振荡电路为CR振荡电路，
所述第二频率调节部为所述CR振荡电路的可变电容电路。
8.如权利要求7所述的电路装置，其特征在于，
所述CR振荡电路具有放大电路，
所述可变电容电路被设置于所述放大电路的输出节点上。
9.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
包括电压生成电路，所述电压生成电路生成电源电压，并向所述振荡电路供给所述电源电压，
所述电压生成电路生成对所述振荡电路的所述振荡频率的温度特性进行补偿的电源电压。
10.如权利要求9所述的电路装置，其特征在于，
在所述电源电压为固定电压的情况下的所述振荡频率具有正温度特性，所述电压生成电路基于晶体管的功函数差而生成具有负温度特性的所述电源电压，并作为所述振荡电路的电源而进行供给。
11.如权利要求9所述的电路装置，其特征在于，
在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为第一物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将第一电压作为所述电源电压而进行供给，
在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为驱动频率不同于所述第一物理量传感器的第二物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将不同于所述第一电压的第二电压作为所述电源电压而进行供给。
12.如权利要求10所述的电路装置，其特征在于，
在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为第一物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将第一电压作为所述电源电压而进行供给，
在与所述电路装置连接的所述物理量传感器为驱动频率不同于所述第一物理量传感器的第二物理量传感器的情况下，所述电压生成电路将不同于所述第一电压的第二电压作为所述电源电压而进行供给。
13.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述检测电路包括A/D转换电路，所述A/D转换电路基于作为所述工作用信号的采样时钟信号而实施输入信号的采样工作。
14.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述检测电路包括数字信号处理部，所述数字信号处理部基于作为所述工作用信号的工作时钟信号而实施数字信号处理。
15.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
包括驱动电路，所述驱动电路接收来自所述物理量传感器的反馈信号，而对所述物理量传感器进行驱动。
16.如权利要求15所述的电路装置，其特征在于，
在将所述振荡电路的所述振荡频率设为fos、将i设为1以上的整数、将j设为1以上的整数、将所述工作用信号的频率设为fos/i的情况下，以成为j×fdr≠fos/i的方式对所述振荡频率fos进行设定。
17.如权利要求14所述的电路装置，其特征在于，
在将k设为1以上的整数的情况下，以成为j×fdr≠k×fos/i的方式对所述振荡频率fos进行设定。
18.一种电子设备，其特征在于，
包括权利要求1所述的电路装置和所述物理量传感器。
19.一种移动体，其特征在于，
包含权利要求1所述的电路装置。
20.一种物理量检测装置的制造方法，其特征在于，
所述物理量检测装置具有物理量传感器和电路装置，所述物理量检测装置的制造方法包括：
制造所述电路装置的工序，所述电路装置包括时钟信号生成电路和检测电路，所述时钟信号生成电路具有振荡电路，并通过所述振荡电路而生成时钟信号，所述检测电路具有通过基于所述时钟信号的工作用信号而进行工作的电路，并被输入来自所述物理量传感器的检测信号；
第一频率调节工序，其在所述物理量传感器与所述电路装置相连接之前，对所述振荡电路的振荡频率进行调节；
第二频率调节工序，其在所述物理量传感器与所述电路装置已相连接的状态下，对所述振荡电路的所述振荡频率进行调节。
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