CN105634453A - 上电复位电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种上电复位电路，包括：连接在电源电压和地之间的第一分压电路，第一分压电路由多个电阻和一个第一NMOS管串联形成，第一NMOS管的栅极和漏极短接并串联在第一分压电路的输出端和地之间；第二NMOS管的源极接地，栅极连接第一分压电路的输出的翻转电压，漏极通过第三电阻连接电源电压；第二NMOS管的漏极输出上电复位信号，上电复位信号通过一反相器反相后输出复位信号。本发明的第一NMOS管能对翻转电压所控制的第二NMOS管的阈值电压进行一定的补偿，从而能降低第二NMOS管的阈值电压随PVT变化时对上电过程中的电源电压所造成的影响，从而能降低翻转电压的离散性。

Description

上电复位电路

技术领域

本发明涉及一种半导体集成电路，特别是涉及一种上电复位电路。

背景技术

混合信号超大规模集成电路(VLSI)的集成电路(IC)芯片中的数字电路(digital)部分在电源给上电过程中的不定态会导致芯片不能正常工作，因此需要一种在电源上电后提供复位信号的上电复位电路(PowerOnReset，POR)，而POR电路的翻转电压(Tripvoltage)受工艺PVT影响严重，在半导体集成电路制造领域中，PVT为器件所满足的工艺、电压和温度的条件综合，工艺、电压和温度都具有一定的误差范围；所以由于电路的器件受PVT影响，如器件的性能参数不会完全相同，如各电路中的MOS晶体管期间的阈值电压可能会随PVT而变化，这样最后会使得POR电路的翻转电压的离散性(variation)较大，如何降低POR电路的variation成为亟待解决的问题。

如图1所示，是现有POR电路的示意图，电阻R101和R102对电源电压VDD分压形成翻转电压Vtrip，翻转电压Vtrip输入到NMOS管M101的栅极，NMOS管M101的栅极还通过电容C101接地，NMOS管M101的漏极通过电阻R103接电源电压VDD，NMOS管M101的漏极还输出上电复位信号POR到反相器(INV)的输入端，反相器的输出端输出反相的复位信号RSTB。

如图2所示，是现有上电复位电路的上下电时序图，在上电过程中，电源电压VDD会逐渐上升，翻转电压Vtrip会随电源电压VDD的上升而上升，此时复位信号RSTB为0，当翻转电压Vtrip的值达到NMOS管M101的阈值电压时，NMOS管M101开始导通，此时其导通电阻(Ron)与电阻R103分压，当上电复位信号POR的电压达到反相器的阈值时复位信号RSTB翻转为1，上电复位过程完成，反之为下电过程。

上电过程中，现有上电复位电路的电源电压VDD和NMOS管M101的阈值电压具有如下关系：

$V_{\mathrm{trip}}=\frac{R_{101}}{R_{101}+R_{102}}\×V_{\mathrm{DD}}---\left(1\right)$

$V_{\mathrm{GS}101}=\sqrt{\frac{L\&times;V_{\mathrm{DD}}}{W{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{R}_{103}}}+V_{\mathrm{THN}101},\sqrt{\frac{L\&times;V_{\mathrm{DD}}}{W{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{R}_{103}}}<<V_{\mathrm{THN}101}---\left(2\right)$

V_trip＝V_GS101(3)

$V_{\mathrm{DD}}=\frac{R_{101}+R_{102}}{R_{101}}\&times;V_{\mathrm{THN}101}---\left(4\right)$

上述公式中V_trip表示翻转电压的大小，R₁₀₁表示电阻R101的值，R₁₀₂表示电阻R102的值，R₁₀₃表示电阻R103的值，V_DD表示电源电压的值，V_GS101表示NMOS管M101的栅源电压的值，L为NMOS管M101的沟道长度、W为NMOS管M101的沟道宽度，μ_n为电子迁移率，C_ox为NMOS管M101的栅电容，V_THN101为NMOS管M101的阈值电压。

公式(1)为翻转电压Vtrip的公式。

公式(2)为上电复位信号POR到达反相器的阈值时NMOS管M101的栅源电压，此时根号项远小于阈值电压V_THN101，于是可以忽略根号项对式(2)的影响，其中，假设反相器翻转时的阈值电压为电源电压的一半。

公式(4)为将公式(1)和公式(2)带入到公式(3)后得到的V_DD与V_THN101的关系式，可以看出现有上电复位电路的的翻转电压Vtrip会受到NMOS管M101的阈值电压直接影响。而在半导体集成电路中NMOS管M101的阈值电压不会一成不变的，同一NMOS管M101会随着电压和温度的变化而变化，形成于同一晶圆片上的不同位置的NMOS管的阈值电压也会互相之间会有差别，而采用相同工艺形成于不同晶圆上的NMOS管的阈值电压之间也会有差别，由于上电过程中的V_DD之间和V_THN101的成比例，且比例系数大于1，这会使得V_DD会受到V_THN101的影响，最终使翻转电压的离散性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种上电复位电路，能降低翻转电压的离散性。

为解决上述技术问题，本发明提供的上电复位电路包括：

连接在电源电压和地之间的第一分压电路，所述第一分压电路由多个电阻和一个第一NMOS管串联形成，所述第一分压电路的输出端输出所述电源电压的分压并作为翻转电压，所述第一NMOS管的栅极和漏极短接并串联在所述第一分压电路的输出端和地之间。

第二NMOS管的源极接地，栅极连接所述翻转电压，漏极通过第三电阻连接所述电源电压；所述第二NMOS管的漏极输出上电复位信号，所述上电复位信号通过一反相器反相后输出复位信号。

上电过程中在所述第二NMOS管导通后，所述翻转电压为所述第二NMOS管的栅源电压，所述翻转电压也为所述第一分压电路的输出端和地之间的串联电阻的电压和所述第一NMOS管的栅源电压和，利用所述第一NMOS管的阈值电压随PVT变化和所述第二NMOS管的阈值电压的随PVT变化一致的特性实现用所述第一NMOS管的阈值电压随PVT变化对所述第二NMOS管的阈值电压随PVT变化的补偿，降低所述翻转电压的离散性。

进一步的改进是，所述第一分压电路的电阻串包括第一电阻和第二电阻，所述第二电阻连接在所述电源电压和所述第一分压电路的输出端之间，所述第一电阻和所述第一NMOS管串联在所述第一分压电路的输出端和地之间。

进一步的改进是，在所述第二NMOS管的栅极和地之间还连接有第一电容。

本发明通过在分压电路的翻转电压和地之间串联一个第一NMOS管，第一NMOS管能对翻转电压所控制的第二NMOS管的阈值电压进行一定的补偿，从而能降低第二NMOS管的阈值电压随PVT变化时对上电过程中的电源电压所造成的影响，从而能降低翻转电压的离散性，提高电路的性能。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是现有上电复位电路图；

图2是现有上电复位电路的上下电时序图；

图3是本发明实施例上电复位电路图；

图4是本发明实施例电路的翻转电压和现有电路的翻转电压的仿真比较曲线图。

具体实施方式

如图3所示，是本发明实施例上电复位电路图；本发明实施例上电复位电路包括：

连接在电源电压VDD和地GND之间的第一分压电路，所述第一分压电路由多个电阻和一个第一NMOS管M1串联形成，所述第一分压电路的输出端输出所述电源电压VDD的分压并作为翻转电压Vtrip，所述第一NMOS管M1的栅极和漏极短接并串联在所述第一分压电路的输出端和地GND之间。

较佳为，所述第一分压电路的电阻串包括第一电阻R1和第二电阻R2，所述第二电阻R2连接在所述电源电压VDD和所述第一分压电路的输出端之间，所述第一电阻R1和所述第一NMOS管M1串联在所述第一分压电路的输出端和地GND之间。

第二NMOS管M2的源极接地GND，栅极连接所述翻转电压Vtrip，漏极通过第三电阻R3连接所述电源电压VDD；所述第二NMOS管M2的漏极输出上电复位信号POR，所述上电复位信号POR通过一反相器反相后输出复位信号RTSB。在所述第二NMOS管M2的栅极和地GND之间还连接有第一电容C1。

上电过程中在所述第二NMOS管M2导通后，所述翻转电压Vtrip为所述第二NMOS管M2的栅源电压，所述翻转电压Vtrip也为所述第一分压电路的输出端和地GND之间的串联电阻即电阻R1的电压和所述第一NMOS管M1的栅源电压和，利用所述第一NMOS管M1的阈值电压随PVT变化和所述第二NMOS管M2的阈值电压的随PVT变化一致的特性实现用所述第一NMOS管M1的阈值电压随PVT变化对所述第二NMOS管M2的阈值电压随PVT变化的补偿，降低所述翻转电压Vtrip的离散性。

$I_D=\frac{1}{2}{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{\mathrm{OX}}\frac{W}{L}{(V_{\mathrm{GS}2}-V_{\mathrm{THN}2})}^2,---\left(5\right)$

$I_D=\frac{V_{\mathrm{DD}}}{{2R}_3},---\left(6\right)$

$V_{\mathrm{GS}2}=\sqrt{\frac{L\&times;V_{\mathrm{DD}}}{W{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{R}_3}}+V_{\mathrm{THN}2},\sqrt{\frac{L\&times;V_{\mathrm{DD}}}{W{\mathrm{\&mu;}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{R}_3}}<<V_{\mathrm{THN}2},---\left(7\right)$

$V_{\mathrm{trip}}=\frac{R_1}{R_1+R_2}\&times;(V_{\mathrm{DD}}-V_{\mathrm{GS}1})+V_{\mathrm{GS}1},---\left(8\right)$

V_trip＝V_GS2,(9)

$V_{\mathrm{DD}}=\frac{R_1+R_2}{R_1}\&times;V_{\mathrm{THN}2}-\frac{R_2}{R_1}\&times;V_{\mathrm{GS}1},---\left(10\right)$

上述公式中ID表示第二NMOS管M2的源漏电流，L为第二NMOS管M2的沟道长度、W为第二NMOS管M2的沟道宽度，μ_n为电子迁移率，C_ox为第二NMOS管M2的栅电容，V_THN2为第二NMOS管M2的阈值电压，V_GS2表示第二NMOS管M2的栅源电压的值，V_GS1表示第一NMOS管M1的栅源电压的值，；V_DD表示电源电压的大小，R₁表示第一电阻R1的值，R₂表示第二电阻R2的值，R₃表示第三电阻R3的值；V_trip表示翻转电压的大小。

公式(5)、(6)和(7)为第二NMOS管M2的导通电阻与R3相等时得到的V_GS2电压，公式(7)中的根号项远小于V_THN2。

公式(8)为翻转电压Vtrip的公式。

公式(10)为将公式(7)和公式(8)带入到公式(9)后得到的V_DD与V_THN2和V_GS1的关系式。

现有电路中的公式(4)表示的V_DD为V_THN101乘以电阻比例系数；而本发明实施例中的公式(10)表示的V_DD为V_THN2乘以电阻比例系数再减去V_GS1乘以电阻比例系数。

公式(10)中，V_GS1可以表示为V_THN1加上另外一个变量A的形式，如公式(11)所示，公式(4)对V_THN求偏导得到公式(12)，公式(10)对V_THN求偏导得到公式(13)，而且公式(12)的结果大于公式(13)的结果，如下所示：

V_GS1＝V_THN1+A,(11)

$\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{DD}}}{\&PartialD;V_{\mathrm{THN}}}=\frac{R_1+R_2}{R_1}>1,---\left(12\right)$

$\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{DD}}}{\&PartialD;V_{\mathrm{THN}}}=\frac{R_1+R_2}{R_1}-\frac{R_2}{R_1}=1,---\left(13\right)$

如图4所示，是本发明实施例电路的翻转电压和现有电路的翻转电压的仿真比较曲线图,其中曲线201为现有POR电路的仿真曲线，曲线202为本发明实施例POR电路的仿真曲线，横坐标为时间，单位为秒；纵坐标为电压，电位为V；曲线201中的点201a的坐标为(43.3mS,713mV)，点201b的坐标为(75.1mS,1.24V)；曲线202中的点202a的坐标为(53.5mS,882mV)，点202b的坐标为(73.3mS,1.21V)。计算出的各电路的翻转电压的离散范围为：

对现有POR电路有：

tripmin＝((0.713-((1.24+0.713)/2))/((1.24+0.713)/2))X100％＝-27.0％；

tripmax＝((1.24-((1.24+0.713)/2))/((1.24+0.713)/2))X100％＝27.0％；

于是现有POR电路的trip电压variation范围为+/-27.0％。

对本发明实施例POR电路有：

tripmin＝((0.882-((1.21+0.882)/2))/((1.21+0.882)/2))X100％＝-15.7％；

tripmax＝((1.21-((1.21+0.882)/2))/((1.21+0.882)/2))X100％＝15.7％；

于是本发明实施例POR电路的trip电压variation范围为+/-15.7％。

因此，本发明实施例电路结构比现有POR电路在减小trip电压variation方面有明显改善。

以上通过具体实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种上电复位电路，其特征在于，包括：

连接在电源电压和地之间的第一分压电路，所述第一分压电路由多个电阻和一个第一NMOS管串联形成，所述第一分压电路的输出端输出所述电源电压的分压并作为翻转电压，所述第一NMOS管的栅极和漏极短接并串联在所述第一分压电路的输出端和地之间；

第二NMOS管的源极接地，栅极连接所述翻转电压，漏极通过第三电阻连接所述电源电压；所述第二NMOS管的漏极输出上电复位信号，所述上电复位信号通过一反相器反相后输出复位信号；

上电过程中在所述第二NMOS管导通后，所述翻转电压为所述第二NMOS管的栅源电压，所述翻转电压也为所述第一分压电路的输出端和地之间的串联电阻的电压和所述第一NMOS管的栅源电压和，利用所述第一NMOS管的阈值电压随PVT变化和所述第二NMOS管的阈值电压的随PVT变化一致的特性实现用所述第一NMOS管的阈值电压随PVT变化对所述第二NMOS管的阈值电压随PVT变化的补偿，降低所述翻转电压的离散性。

2.如权利要求1所述的上电复位电路，其特征在于：所述第一分压电路的电阻串包括第一电阻和第二电阻，所述第二电阻连接在所述电源电压和所述第一分压电路的输出端之间，所述第一电阻和所述第一NMOS管串联在所述第一分压电路的输出端和地之间。

3.如权利要求1所述的上电复位电路，其特征在于：在所述第二NMOS管的栅极和地之间还连接有第一电容。