CN104838645A - 成像元件、成像装置、电子设备、阈值计算装置和成像方法 - Google Patents

成像元件、成像装置、电子设备、阈值计算装置和成像方法 Download PDF

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Abstract

本发明提高了对入射在像素上的光子的二元判定的精度。成像元件设置有生成单元和判定单元。所述生成单元基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值。所述判定单元把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。

Description

成像元件、成像装置、电子设备、阈值计算装置和成像方法
技术领域
本技术涉及一种成像元件。具体地，本技术涉及一种用于检测微弱光的成像元件、成像装置、电子设备、用于检测微弱光的成像元件的阈值计算装置和成像方法。
背景技术
近年来，检测微弱光的装置已广泛引入主要是医疗领域和研究领域中。在这种装置中，在许多情况下，将比较昂贵的光电倍增管用作微弱光的检测单元。
另外，也提出了代替光电倍增管，使用能够以低成本进行制造的诸如CMOS(互补金属氧化物半导体)图像传感器等成像元件来检测微弱光的装置(例如，参照专利文献1)。
引用文献列表
专利文献
专利文献1：日本专利申请特开No.2011-97581
发明内容
发明所要解决的问题
在上述已知的技术中，对入射在CMOS图像传感器的各像素上的光子数进行计数(光子计数)以检测微弱光。
在上述已知的技术中，对光子是否入射进各像素中进行二元判定。例如，考虑到各像素的特性差和随机噪声等的影响来进行二元判定。因此，可以期待进一步减小二元判定的判断误差。
考虑到这些情况完成了本技术，并且其目的是提高对入射在像素上的光子的判定精度。
解决问题的方案
为了解决上述问题完成了本技术，并且其第一方面是成像元件、成像装置、电子设备和成像方法，包括：生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。因此，其使得把在转换成数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与数字值进行比较以判定光子的入射的操作产生效果。
另外，第一方面还可以包括放大单元，所述放大单元用于以大于1的倍数放大所述信号，其中所述生成单元可以基于放大的信号进行生成。因此，其使得基于由以大于1的倍数放大信号的放大单元放大的信号生成数字值并且将生成的数字值与阈值进行比较以对光子的入射进行判定的操作产生效果。
另外，在第一方面中，所述放大单元可以设置到各像素上，以及所述判定单元可以将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用针对各像素设定的阈值来进行判定。因此，其使得基于由设置到各像素上的放大单元放大的信号生成数字值并且将生成的数字值与阈值进行比较以对光子的入射进行判定的操作产生效果。
另外，在第一方面中，所述放大单元可以包括设置到各像素上的共源放大晶体管。因此，其使得基于由设置到各像素上的共源放大晶体管放大的信号生成数字值并且将生成的数字值与阈值进行比较以对光子的入射进行判定的操作产生效果。
另外，在第一方面中，所述放大单元可以以列单位设置到以矩阵形式配置的所述像素上，以及所述判定单元可以将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用以列单位设定的阈值来进行判定。因此，其使得基于由设置到各列上的放大单元放大的信号生成数字值并且将生成的数字值与为各列设定的阈值进行比较以对光子的入射进行判定的操作产生效果。
另外，在第一方面中，所述放大单元可以包括运算放大器或CMOS(互补金属氧化物半导体)逆变器。因此，其使得设置包括运算放大器或CMOS(互补金属氧化物半导体)逆变器的放大单元的操作产生效果。
另外，在第一方面中，根据权利要求5所述的成像元件，其中所述放大单元包括用于将所述信号的电位反馈给输出所述信号的像素的浮动扩散的电位的反馈电路。因此，其使得设置包括反馈电路的放大单元的操作产生效果。
另外，第一方面还可以包括保持单元，所述保持单元用于针对具有类似转换效率的各像素保持阈值指定值，所述阈值指定值用比表示由所述生成单元生成的数字值所需位数少的位数指定所述阈值，其中所述判定单元可以获取输出转换成作为判定对象的数字值的信号的像素的阈值指定值、基于表示所述数字值和所述阈值指定值之间的关系的表将所获取的阈值指定值转换成所述数字值的灰度值以及设定所述阈值。因此，其使得将由保持单元保持的阈值指定值转换成数字值的灰度值以设定阈值的操作产生效果。
另外，在第一方面中，所述阈值可以基于从多个数字值算出的标准偏差和平均值来计算，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。因此，其使得基于通过转换复位信号获得的数字值的标准偏差和平均值来计算阈值的操作产生效果。
另外，本技术的第二方面是成像装置，包括：生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。因此，其使得把在转换成数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与数字值进行比较以判定光子的入射的操作产生效果。
另外，第二方面还可以包括计算单元，所述计算单元用于基于多个数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。因此，其使得基于通过转换复位信号获得的数字值的标准偏差和平均值计算阈值的操作产生效果。
另外，本技术的第三方面是阈值计算装置，包括：获取单元，所述获取单元用于针对具有类似转换效率的各像素多次获取由成像元件生成的数字值，所述成像元件包括：生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值，和判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定；以及计算单元，所述计算单元用于基于所获取的数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值。因此，其使得基于数字值的标准偏差和平均值计算阈值的操作产生效果。
另外，在第三方面中，所述信号可以是在光子没有累积电荷的状态下的复位信号。因此，其使得基于从在光子没有累积电荷的状态下的复位信号生成的数字值的标准偏差和平均值计算阈值的操作产生效果。
另外，在第三方面中，所述信号可以是在光子没有累积电荷的状态下的信号，所述获取单元可以以不同的曝光量多次执行来多次获取由曝光的成像元件生成的数字值的处理，以及所述计算单元可以从针对各曝光量获得的所述标准偏差和平均值计算所述阈值。因此，其使得从各曝光量获得的标准偏差和平均值计算阈值的操作产生效果。
发明的效果
本技术可以实现以下良好效果：可以提高对入射在像素上的光子的判定精度。
附图说明
图1是示出本技术第一实施方案的成像元件100的基本构成例的一个例子的概念图。
图2是示出本技术第一实施方案的像素310的电路构成的一个例子的示意图。
图3是示意性地示出本技术第一实施方案的像素310的布局的一个例子的图。
图4是示出本技术第一实施方案的数字值生成电路400的功能构成例的一个例子和数字值生成电路400的操作例的一个例子的概念图。
图5是用于说明由本技术第一实施方案的调整值保持单元210保持的调整值的图。
图6是示出在本技术的第一实施方案中在单位曝光期间入射在各像素上的光子的平均数和计数概率之间的关系的曲线图。
图7是示意性地示出使用由本技术实施方案的调整值保持单元210保持的像素特定的调整值进行二元判定的效果的图。
图8是示出由本技术第一实施方案中的二元判定单元220进行的二元判定处理的过程例的流程图。
图9是用于说明在本技术的第一实施方案中当使成像元件100的调整值保持单元210保持调整值时调整值的计算方法的一个例子的功能构成图。
图10是示意性地示出由本技术实施方案中的调整值计算单元551计算调整值的图。
图11是示出通过本技术第一实施方案中的调整装置550的调整值计算单元551进行调整值计算处理的过程例的流程图。
图12是示意性地示出作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的运算放大器的放大器单元440的电路构成例的一个例子的图。
图13是示出作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的放大器电路460和数字值生成电路400的操作的一个例子的时序图。
图14是示意性地示出包括作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的放大器电路460和数字值生成电路400的成像元件100的复位信号计数期间与其他成像元件的复位信号计数期间的图。
图15是用于将本技术第一实施方案的第一变形例中的REF信号的斜坡波形与其他成像元件中的REF信号的斜坡波形进行比较的表。
图16是示意性地示出作为本技术第一实施方案的第二变形例示出的逆变器的放大器电路(放大器电路710)的电路构成例的一个例子的图。
图17是示出在其中将像素的输出反馈给作为本技术第一实施方案的第三变形例示出的浮动扩散的例子中的像素(像素830)的电路构成的一个例子的示意图。
图18是示出在其中将像素的输出反馈给作为本技术第一实施方案的第四变形例示出的放大晶体管的漏极端子的例子中的像素(像素840)的电路构成的一个例子的示意图。
图19是示出在其中将作为本技术第一实施方案的第五变形例示出的共源NMOS晶体管作为放大晶体管设置到像素上以放大像素的输出的例子中的像素(像素810)的电路构成的一个例子的示意图。
图20是示出在其中将作为本技术第一实施方案的第六变形例示出的共源PMOS晶体管作为放大晶体管设置到像素上以放大像素的输出的例子中的像素(像素820)的电路构成的一个例子的示意图。
图21是示出本技术第二实施方案的数字值的标准偏差和平均值之间的关系的一个例子的曲线图。
图22是示出通过本技术第二实施方案中的调整装置550的调整值计算单元551进行调整值计算处理的过程例的流程图。
具体实施方式
在下文中，说明用于实施本技术的方式(在下文中被称作实施方案)。按以下顺序进行说明：
1.第一实施方案(成像控制：其中使用各像素的阈值来对光子的入射进行二元判定的例子)，和
2.第二实施方案(成像控制：其中从曝光的像素的数字值获得各像素的阈值的例子)。
<1.第一实施方案>
[成像元件的构成例]
图1是示出本技术第一实施方案的成像元件100的基本构成例的一个例子的概念图。
成像元件100是设置到用于检测微弱光的系统(例如，成像板的荧光扫描仪和辐射闪烁计数器等)上的光电检测器。例如，成像元件100由CMOS(互补金属氧化物半导体)传感器来实现。使用成像元件100代替已知的光电倍增管、雪崩光电二极管和光电二极管等。
成像元件100包括像素阵列单元300、垂直驱动电路110、放大器单元440、数字值生成电路400、电阻器130、调整值保持单元210、二元判定单元220和输出电路150。
像素阵列单元300包括以二维矩阵形式(n×m)配置的多个像素(像素310)。在本技术的第一实施方案中，假定128行×128列的像素310配置在像素阵列单元300中。在图1所示的像素阵列单元300中，示出了128行×128列的像素310的一部分。从垂直驱动电路110到在像素阵列单元300中配置的像素310对控制线(控制线330)逐行配线。另外，垂直信号线(垂直信号线341)到像素310逐列(以列单位)配线。参照图2说明像素310的电路构成。因此，这里省略了对它的说明。
垂直驱动电路110经由控制线330将信号供给到像素310并在垂直方向(列方向)上一次一行地顺次选择和扫描像素310。由垂直驱动电路110进行一次一行的选择性扫描。因此，一次一行地从像素310输出信号。控制线330包括像素复位线331和电荷传输线332。参照图2说明像素复位线331和电荷传输线332。因此，这里省略了对它们的说明。
放大器单元440将由像素310输出的信号放大N倍(大于1的倍数(N>1))。例如，放大器单元440由连接在像素310和数字值生成电路400之间的运算放大器实现。另外，如果像素310的放大晶体管的放大倍数大，那么在像素310和ACDS单元410之间不连接运算放大器，并且放大器单元440由像素310的放大晶体管实现。参照图10a～20说明作为本技术第一实施方案的变形例的放大器单元440的各种例子。因此，这里省略了对它们的详细说明。这里，假定运算放大器连接在像素310和ACDS单元410之间(例如，参照图12)进行说明。
如果放大器单元440由运算放大器实现，那么使用电阻分压器或电容分压器通过放大器单元440使任意设定的基准电压和由像素310输出的信号(复位信号或存储信号)之间的差放大并输出。放大器单元440设置在像素310和ACDS单元410之间，或者是像素的放大晶体管。因此，也使诸如kTC噪声等在像素310中产生的偏移放大并输出。此外，放大器单元440也放大并输出在像素中产生的随机噪声。另外，放大器单元440的输出也包括放大器单元440本身的偏移。放大器单元440将放大的信号供给到数字值生成电路400。放大器单元440是权利要求书中所述的放大单元的一个例子。
数字值生成电路400基于由放大器单元440放大的输出信号生成表示入射在像素310上的光的量(由光子在像素中累积的电荷的量)的数字值。数字值生成电路400设置到各垂直信号线341上。换句话说，成像元件100包括分别与128个垂直信号线341连接的128个数字值生成电路400，该垂直信号线与由垂直驱动电路110驱动的像素(32行×128列)进行配线连接。数字值生成电路400除去在像素310和放大器单元440中产生的几乎所有的偏移分量然后生成数字值，但是不能除去在像素中产生的随机噪声并生成数字值。数字值生成电路400将生成的数字值供给到与数字值生成电路400连接的电阻器130。数字值生成电路400是权利要求书中所述的生成单元的一个例子。
电阻器130设置到各数字值生成电路400上，并临时保持从数字值生成电路400供给的数字值。电阻器130在读出下一行中的像素的信号期间(读出期间)将它们的保持数字值顺次地输出到二元判定单元220。
调整值保持单元210保持表示对从电阻器130顺次供给的数字值进行二元判定所需要的阈值的值(调整值)。这里，对调整值进行说明。由调整值表示的阈值是作为在其中没有光子入射在像素上的情况下的数字值的值和在其中1光子入射在像素上的情况下的数字值的值之间的值而设定的值。在没有光子入射的情况下的数字值和在1光子入射的情况下的数字值之间的差取决于向累积电荷的数字值的转换效率(表示转换的数字值的大小的值)而变化。换句话说，例如，随着通过向像素上设置具有大的放大倍数的放大晶体管而使转换效率提高，在没有光子入射的情况下的数字值和在1光子入射的情况下的数字值之间的差增大了。调整值保持单元210保持各像素的指定阈值的这种调整值。调整值设定为使得可以用低灰度值确定多级(多级灰度)数字值的阈值的值。换句话说，调整值设定为使得可以用比表示数字值所需要的位数低的位数确定阈值的数字值。参照图5说明调整值。因此，这里省略对它的说明。
例如，调整值保持单元210由半导体记录装置构成，并且如果在成像元件100的制造过程中保持调整值并且在使用过程中该调整值不改变，那么该调整值保持单元由非易失性存储器实现。另外，如果在成像元件100的使用过程中或开始使用前检测并保持阈值，那么调整值保持单元210由诸如SRAM(静态随机存取存储器)等可重写易失性存储器实现。例如，如果为128行×128列的像素310的每个都设定4位调整值，那么将具有64K位的容量的调整值保持单元210设置到成像元件100上。
关于调整值保持单元210，在本技术的第一实施方案中说明了其中调整值保持单元210保持像素特定的调整值的例子。如果由于各预定组单位(例如，各列)具有相同的转换效率，所以可以设定相同的阈值，那么也可以为各组单位(例如，各列)设定调整值。调整值保持单元210是权利要求书中所述的保持单元的一个例子。
二元判定单元220基于顺次从电阻器130供给的数字值对光子是否入射进已输出转换成数字值的信号的像素中进行二元判定。二元判定单元220从调整值保持单元210获取输出已转换成作为二元判定对象的数字值的信号的像素的调整值。然后，二元判定单元220使用表示调整值的值和数字值的灰度值之间的关系的查询表来将获取的调整值转换成数字值的灰度值。然后，二元判定单元220以转换的数字值的灰度值作为阈值来判定作为二元判定对象的数字值。二元判定单元220将判定结果(二元值)供给到输出电路150。二元判定单元220是权利要求书中所述的判定单元的一个例子。
输出电路150将由成像元件100生成的信号输出到外部电路。
接着，参照图2说明像素310的电路构成的一个例子。
[像素的电路构成例]
图2是示出本技术第一实施方案的像素310的电路构成的一个例子的示意图。
像素310通过光电转换将作为入射光的光信号转换成电信号。像素310将转换的电信号放大并将电信号作为像素信号输出。例如，像素310利用具有浮动扩散层(浮动扩散：FD：Floating-Diffusion)的FD放大器将电信号放大。
在图2中，假定放大器单元440设置到各垂直信号线341上，并且对包括源极跟随器型放大晶体管的像素进行说明。
像素310包括光电二极管311、传输晶体管312、复位晶体管313和放大晶体管314。
在像素310中，光电二极管311的阳极端子接地，并且其阴极端子与传输晶体管312的源极端子连接。另外，传输晶体管312的栅极端子与电荷传输线332连接，并且其漏极端子经由浮动扩散(FD 322)与复位晶体管313的源极端子和放大晶体管314的栅极端子连接。
另外，复位晶体管313的栅极端子与像素复位线331连接，并且其漏极端子与电源线323和放大晶体管314的漏极端子连接。另外，放大晶体管314的源极端子与垂直信号线341连接。
光电二极管311是根据光的强度产生电荷的光电转换元件。在光电二极管311中，通过入射在光电二极管311上的光子产生电子-空穴对。这里，累积产生的电子。
传输晶体管312根据来自垂直驱动电路110的信号(传输脉冲)将在光电二极管311中产生的电子传输到FD 322。例如，当信号(脉冲)从电荷传输线332供给到传输晶体管312的栅极端子时，传输晶体管312进入导通状态并且将在光电二极管311中产生的电子传输到FD 322。
复位晶体管313根据从垂直驱动电路110供给的信号(复位脉冲)将FD 322的电位复位。当已通过像素复位线331向复位晶体管313的栅极端子供给复位脉冲时，该复位晶体管进入导通状态。电流从FD 322流过电源线323。因此，累积在浮动扩散(FD 322)中的电子被吸引到电源。然后，使浮动扩散复位(在下文中，此时的电位被称作复位电位)。当使光电二极管311复位时，传输晶体管312和复位晶体管313同时进入导通状态。因此，累积在光电二极管311中的电子被吸引到电源，并且将光电二极管311复位到其中没有光子入射的状态(暗状态)。流过电源线323的电位(电源)是用于复位和源极跟随器的电源。例如，供给3V。
放大晶体管314放大浮动扩散(FD 322)的电位并将与放大的电位对应的信号(输出信号)输出到垂直信号线341。图2所示的放大晶体管314是源极跟随器型放大晶体管。放大倍数接近1。当浮动扩散(FD 322)的电位已被复位时(在复位电位的情况下)，放大晶体管314向垂直信号线341输出与复位电位对应的输出信号(在下文中被称作复位信号)。另外，当已将累积在光电二极管311中的电子传输到FD 322时，放大晶体管314向垂直信号线341输出与传输的电子的量对应的输出信号(在下文中被称作存储信号)。如果如图1中那样，垂直信号线341由多个像素共享，那么可以在放大晶体管314和垂直信号线341之间逐个像素地插入选择晶体管。
如图2所示，这种像素的基本电路和操作机构与正常像素类似。其他各种变体也是可能的。然而，本技术中假定的像素被设计成具有显著高于常规像素的转换效率。为此，像素被设计成将构成源极跟随器的放大器(放大晶体管314)的栅极端子的寄生电容(FD 322的寄生电容)有效地减小到最小。例如，该设计可以通过设计布局的方法和用于将源极跟随器的输出反馈给像素内的电路的方法(例如，参照日本专利申请特开No.5-63468和2011-119441)来实现。
接着，参照图3对设计成其放大晶体管314的栅极端子的寄生电容小的像素310的布局的一个例子进行说明。
[像素的平面布局例]
图3是示意性地示出本技术第一实施方案的像素310的布局的一个例子的图。
这里，集中对放大晶体管314的栅极端子的寄生电容和浮动扩散(FD322)进行说明。
在图3所示的像素310的布局中，示出了光电二极管311、FD 322和垂直信号线341。另外，图3示出了传输晶体管312的栅极端子的配线(栅极配线362)、复位晶体管313的栅极端子的配线(栅极配线363)和放大晶体管314的栅极端子的配线(栅极配线364)。FD 322由粗虚线示出。垂直信号线341由细虚线示出。栅极配线362～364由倾斜阴影线的矩形示出。
此外，图3示出了传输晶体管312的漏极端子、复位晶体管313的源极端子和与两个端子之间的配线对应的杂质扩散层(扩散层371)。另外，图3还示出了复位晶体管313的漏极端子、放大晶体管314的漏极端子和与两个端子之间的配线对应的杂质扩散层(扩散层372)。图3示出了与放大晶体管314的源极端子对应的杂质扩散层(扩散层373)。扩散层371～373由小点矩形示出。
此外，该布局示出了用于将栅极配线362与电荷传输线332连接的触点(触点382)和用于将栅极配线363与像素复位线331连接的触点(触点383)。另外，该布局还示出了用于将栅极配线364与FD 322连接的触点(触点384)和用于将扩散层371与FD 322连接的触点(触点385)。此外，该布局还示出了用于将扩散层372与电源线323连接的触点(触点386)和用于将扩散层373与垂直信号线341连接的触点(触点387)。
这里，集中于FD 322的尺寸对像素310的布局进行说明。像素310的布局被设计成使FD 322的寄生电容最小化。因此，像素310的布局被设计成使得作为连接扩散层371与栅极配线364的配线部分的FD 322、扩散层371和栅极配线364在制造方面具有最小的可能范围。另外，在像素310中，使放大晶体管314的漏极端子的宽度(在扩散层373的栅极配线364附近)变窄。
如图3所示，通过利用这种设计减小了寄生电容。因此，即使累积在FD 322中的电子的数量少，也可以构造成使得将足够大的输出信号输出到垂直信号线341。输出信号的大小简单地需要充分大于放大晶体管314的随机噪声。当在FD 322中累积1光子时的输出信号变得充分大于放大晶体管314的随机噪声时，来自像素的信号被量化，并且可以将像素的累积的光子数作为数字信号检测。
例如，如果放大晶体管314的随机噪声为约50μV～100μV并且输出信号的转换效率上升到约600μV/e-，那么输出信号充分大于随机噪声。因此，理论上可以检测1光子。
例如，如果供给约3V的电源电压，那么如图3所示的像素310也可以在光电二极管311中累积约1000e-的电荷。在这种情况下的存储信号(输出信号)为具有约0.6V的操作范围的模拟输出。在这种情况下，每个电子的信号大小也比之前大约10倍。因此，放大晶体管314和数字值生成电路400的随机噪声的影响降到约十分之一。换句话说，像素310适于在低光照度下的图像拍摄。
以这种方式，如果转换效率足够高，那么包括光电二极管和放大晶体管的像素的输出信号可以被看作二进制数据并且也可以被看作具有灰度的模拟数据。然而，有一个问题是这种像素的一次图像拍摄检测的光的量的上限(动态范围)低。为了提高动态范围，有效的是增大由像素输出的信号的读出速度，提高帧频，然后收集多个读出结果。例如，在对光子的入射进行二元判定的情况下，当进行1023次的曝光和读出以收集结果时，每像素的动态范围为10位灰度数据。另外，当最大累积电子数为1000e-，并且进行模拟输出以判定光子数时，如果进行16次的曝光和读出以收集结果，那么结果等于最大累积电子数为16,000e-的像素的输出。
在图3中，对通过设计像素以将寄生电容有效地减小到最小而可以检测1光子的像素的例子进行说明。然而，该设计不限于该例子。另外，类似地，通过在像素内放大经由光电转换获得的电子的像素也可以检测1光子。例如，其中在像素内的光电二极管和放大晶体管的栅极端子之间的多个阶段中埋有CCD倍增/传输元件的像素是可能的(例如，参照日本专利申请特开No.2008-35015)。在像素中，光电转换的电子在像素内倍增到约10倍。以这种方式，通过在像素内使电子倍增也可以检测1光子，并且具有这种像素的成像元件也可以用作成像元件100。
接着，参照图4说明数字值生成电路400的功能构成。
[数字值生成电路的功能构成例]
图4是示出本技术第一实施方案的数字值生成电路400的功能构成例的一个例子和数字值生成电路400的操作例的一个例子的概念图。
图4a示出了作为数字值生成电路400的功能构成的放大器单元440、ACDS(Analog Correlated Double Sampling；模拟相关双采样)单元410和DCDS(Digital CDS；数字相关双采样)单元420。
另外，图4a一起示出了与数字值生成电路400连接的垂直信号线341、与垂直信号线341连接的像素310的一部分、像素阵列单元300、放大器单元440以及数字值生成电路400的功能构成。
ACDS单元410通过模拟CDS除去偏移，并包括开关412、电容器413和比较器411。
开关412是用于将垂直信号线341与用于将基准电压输入到比较器411中的输入端子连接或与用于将作为比较对象的信号输入到比较器411中的输入端子连接的开关。如果对像素310的复位信号进行采样并保持，那么开关412将垂直信号线341与用于输入基准电压的输入端子(与电容器413连接的左侧的端子)连接。另外，如果比较器411输出模拟CDS的结果，那么开关412将垂直信号线341与用于输入作为比较对象的信号的输入端子(没有电容器的右侧的端子)连接。
电容器413是对像素310的复位信号进行采样和保持的保持电容器。
比较器411输出采样和保持的信号与作为比较对象的信号之间的差。换句话说，比较器411输出采样和保持的复位信号与从垂直信号线341供给的信号(存储信号或复位信号)之间的差。换句话说，比较器411除去诸如kTC噪声等在像素310中产生的偏移、放大器单元440的偏移以及来自存储信号或复位信号的偏移等。
例如，比较器411由增益1的运算放大器实现。比较器411将差的信号供给DCDS单元420。这里，复位信号之间的差的信号被称作无信号，并且复位信号和存储信号之间的差的信号被称作净存储信号。
DCDS单元420通过数字CDS除去偏移并包括AD(摸拟数字)转换单元421、电阻器422、开关423和减法器424。
AD转换单元421对从比较器411供给的信号进行模拟数字转换。
开关423是切换通过AD转换单元421产生的AD转换的信号的供给目的地的开关。如果AD转换单元421输出无信号的AD转换结果(数字无信号)，那么开关423将该信号供给到电阻器422并使电阻器422锁存(保持)该信号。因此，将比较器411和AD转换单元421的偏移的值保持在电阻器422中。另外，如果AD转换单元421输出净存储信号的AD转换结果(数字净存储信号)，那么开关423将该信号供给到减法器424。
电阻器422保持无信号的AD转换结果。电阻器422将保持无信号的AD转换结果(数字无信号)供给到减法器424。
减法器424从数字净存储信号的值减去数字无信号的值。减法器424输出减去后的结果(净数字值)。
这里，设置放大器单元440的优点从数字值生成电路400的各构成的操作的点来进行说明。由像素310输出的信号被放大器单元440放大N倍以使得当AD转换单元421进行AD转换时所需要的分辨率降到1/N。特别地，放大器单元440设置在像素310和ACDS单元410之间。因此，像素310的信号在进入ACDS单元410之前被放大N倍，而在像素310中产生的偏移以及放大器单元440的偏移可以被ACDS单元410除去。换句话说，AD转换单元421对像素310的偏移和放大器单元440的偏移已从其除去的信号进行模拟数字转换以使在AD转换时的偏移分量最小化。
换句话说，不具有放大器单元440的另一个成像元件的AD转换的分辨率的N分之一是足够的，并且在AD转换时的偏移分量的量相同。因此，可以缩短AD转换所需要的时间。特别地，在无信号的AD转换时，对已使偏移分量最小化的无信号以N分之一的分辨率进行模拟数字转换。因此，显著缩短了所需要的时间。这里，构成无信号的偏移分量是在ACDS单元410中产生的偏移分量和在DCDS单元420中产生的偏移分量。
另外，在使用成像元件100诸如检测1光子等检测微弱光的情况下，来自像素310的大多数存储信号变成无信号(偏移)。另外，在检测1光子的情况下，明显减少了像素310的输出信号用的待计数的量(电位差)。像素310的输出信号的AD转换时间非常短。换句话说，可以显著缩短AD转换所需要的时间。
当放大由像素输出的信号的放大单元设置在生成多级灰度数据的正常成像元件中时，放大器单元440的增益的变化直接反映在最终输出上，其产生根据各列的竖直条纹。然而，如果以微弱光作为检测对象对1光子入射有无到像素中进行二元判定，那么适当地设定用于在光子数"0"和光子数"1"之间确定的阈值(判定阈值)。因此，增益的变化的影响可以过滤掉并完全排除。参照图5和图7说明判定阈值的设定。因此，这里省略对它的详细说明。
图4所示的数字值生成电路400通过使比较器411和AD转换单元421一体化可以进行具有自动调零操作的CDS。参照图12说明这种数字值生成电路400的电路构成的一个例子。
这里，参照图4b说明图4a所示的数字值生成电路400的操作。
图4b示出了示出数字值生成电路400的操作例的一个例子的流程图。图4b所示的流程图的各过程的框对应于包围图4a所示的各构成的框。换句话说，由双框示出的过程表示像素310的过程。由长虚线框示出的过程表示ACDS单元410的过程。由短虚线框示出的过程表示DCDS单元420的过程。由实线框示出的过程表示放大器单元440的过程。为了方便说明，省略了由ACDS单元410进行的ACDS处理的图示。ACDS处理与DCDS单元420的AD转换的过程一起说明。
首先，在选择的行中的像素(像素310)中，使放大晶体管314的栅极端子的电位(FD 322的电位)复位，并且将复位信号输出到垂直信号线341(步骤511)。
接着，从像素310输出的复位信号被放大器单元440放大N倍(N>1)(步骤512)。放大的复位信号也包括作为像素的偏移分量的kTC噪声和放大器单元440的偏移分量。该噪声也被放大和输出。另外，放大的复位信号也包括在像素中产生的随机噪声。随机噪声也被放大和输出。
然后，通过ACDS单元410的电容器413对被放大器单元440放大的复位信号进行采样和保持(步骤513)。
被放大器单元440放大的复位信号与采样和保持的复位信号之间的差的信号(无信号)通过DCDS单元420的AD转换单元421进行模拟数字转换(步骤514)。进行了模拟数字转换的无信号包括由比较器411和AD转换单元421产生的噪声，并且是用于消除(偏移)这些噪声的数字检测的值。将无信号的AD转换结果作为偏移值保持在电阻器422中(步骤515)。
接着，在像素310中，将累积在光电二极管311中的电子传输到FD322。从像素310输出存储信号(步骤516)。随后，从像素310输出的存储信号被放大器单元440放大N倍(N>1)(步骤517)。由放大器单元440放大的存储信号与采样和保持的复位信号之间的差的信号(净存储信号)通过DCDS单元420的AD转换单元421进行模拟数字转换(步骤518)。通过利用与采样和保持的复位信号的差的信号，将像素的偏移分量和放大器单元440的偏移分量消除。差的信号的AD转换结果包括由比较器411和AD转换单元421产生的噪声。另外，差的信号的AD转换结果也包含像素的随机噪声。
然后，减法器424输出通过从净存储信号的AD转换结果(第二次)的值减去在电阻器422中保持的无信号的AD转换结果(第一次)的值所获得的值(步骤519)。因此，将由比较器411和AD转换单元421引起的噪声(偏移分量)消除。将表示由像素310输出的存储信号的大小和像素的随机噪声的大小的数字值(净数字值)输出。
以这种方式，在像素中产生的随机噪声不被ACDS和DCDS消除并包含在净数字值中。特别地，随机噪声被放大器单元440放大。因此，增大了由于随机噪声而引起的数字值的变化。
这里，仅集中对作为包含在数字值中的随机噪声的像素的随机噪声进行了说明。然而，放大器单元440、ACDS单元410和DCDS单元420也产生随机噪声。这些随机噪声也包含在净数字值中。特别地，使放大器单元440的随机噪声放大N倍。通过用具有足够大的范围的晶体管构成放大器单元440可以降低放大器单元440的随机噪声。通过多重采样和频带限制可以将这些随机噪声降到一定程度。然而，它们不能如偏移分量那样被完全除去。
将由数字值生成电路400生成的净数字值供给到二元判定单元220。然后，二元判定单元220从由调整值保持单元210保持的像素特定的调整值对于输出已变成供给的净数字值的存储信号的像素设定二元判定的阈值。设定的阈值和净数字值随后进行比较。然后，二元判定单元220对1光子入射有无进行二元判定。
接着，参照图5说明由调整值保持单元210保持的像素特定的调整值。
[由调整值保持单元保持的像素特定的调整值的一个例子]
图5是用于说明由本技术第一实施方案的调整值保持单元210保持的调整值的图。
图5a示出了示意性地示出由调整值保持单元210保持的像素特定的调整值的表。另外，图5b示出了示意性地示出二元判定单元220中二元判定的判定阈值(数字值的灰度值)和调整值之间的关系的表。
在图5a，示出了由行号和列号确定像素的像素阵列单元300中128行×128列的像素。另外，在图5中，调整值假定为4位(0～15)的值。
如图5a的表中所示，像素特定的调整值保持在调整值保持单元210中。例如，在成像元件100的制造过程中为各像素设定调整值，并且该调整值保持在调整值保持单元210中。参照图9a～图11说明调整值的设定。因此，这里省略对它的说明。
关于图5a所示的调整值，当二元判定单元220进行二元判定时，获取作为二元判定对象的像素的调整值。在二元判定单元220中，调整值被转换成与调整值的值(0～15)对应的判定阈值(灰度值)。
换句话说，如图5b的表中所示，二元判定单元220保持表示调整值的值和判定阈值(灰度值)的关联的信息(查询表)。基于该信息，调整值被转换成判定阈值。换句话说，可以用4位调整值来设定16灰度判定阈值。
如果调整值被转换成判定阈值，那么二元判定单元220基于转换的阈值进行二元判定。因此，可以针对各像素输出值的变化逐个为像素设定合适的阈值以进行二元判定。例如，如果增益根据图1所示的各放大器单元440而不同，并且增益也根据图2所示的像素的各放大晶体管314而不同，那么假定施加到由像素输出的信号上的增益根据各像素大大不同。在这种情况下，也逐个为像素设定合适的阈值以使得能够进行准确的二元判定。
在图5中，说明逐个为像素设定调整值的例子。然而，为各变化单位设定调整值也是可能的。例如，如果放大器单元440设置到各列(各垂直信号线341)上，那么当放大器单元440的增益变化，但是像素的放大晶体管314的增益不变化时，也可以为各列设定调整值。
接着，参照图6说明入射在各像素上的光子数和检测结果(二元判定结果)之间的关系。
[入射在各像素上的光子数和检测结果之间的关系例]
图6是示出在本技术的第一实施方案中在单位曝光期间入射在各像素上的光子的平均数和计数概率之间的关系的曲线图。
假定光子是均匀和随机入射在成像元件的各像素上的来对成像元件的各像素进行说明。假定光子在时间上是均匀和随机入射的。
在这种条件下，在单位曝光期间入射在各像素上的光子的平均数(平均光子数)和对入射光子进行计数(由二元判定单元220判定为"1")的概率(计数概率)之间的关系遵从泊松分布(Poisson distribution)。平均光子数和计数概率之间的关系遵从泊松分布，因此其变成由下式1表示的关系。
[数学式1]
P ( k ) = &lambda; k e - &lambda; k ! …式1
其中P(k)是在单位曝光期间单位像素中光子的入射发生k次(k个光子入射)的概率，λ是在单位曝光期间入射在单位像素上的光子的平均数(平均光子数)，e是自然对数的底(≈2.718)。
换句话说，如果在单位曝光期间入射在各像素上的光子数是平均光子数λ，那么上述式1的概率P(k)表示入射光子的数是光子数k的概率。
这里，假定在单位曝光期间入射在成像元件的各像素上的光子数的平均(平均光子数λ)是"0.21"，对平均光子数和计数概率之间的关系进行说明。在这种情况下，光子数k和概率P(k)基于上述式1具有以下关系。
入射在单位像素上的光子数是0个的概率(k＝0)：0.8105
入射在单位像素上的光子数是1个的概率(k＝1)：0.1702
入射在单位像素上的光子数是2个的概率(k＝2)：0.0179
入射在单位像素上的光子数是3个的概率(k＝3)：0.0013
…(后面的概率的值非常小(0.00007以下)，因此省略了对它们的说明)。
以这种方式，入射在单位像素上的光子重复的概率的值随着重复光子数的增多而降低。
接着，对当光子以这种概率入射时，由成像元件生成的信号进行说明。
其中由二元判定单元220输出的数字值为"0"的情况是其中入射在单位像素上的光子数是0的情况。换句话说，数字值是"0"的概率为"0.8105"，即，入射在单位像素上的光子数是0个的情况的概率。
另一方面，其中由二元判定单元220输出的数字值是"1"的情况包括其中入射在单位像素上的光子数是1个以上的所有情况。换句话说，数字值是"1"的概率(计数概率)是"0.1894"，即，其中入射在单位像素上的光子数是1个以上的情况的概率的总和的值。
由于平均光子数λ是"0.21"，所以计数概率"0.1894"表示对约10％的入射光子没有计数(计数损失)。计数损失由在单位曝光期间对在单位像素中入射有2个以上的光子计数为"1"引起的。因此，随着平均光子数λ增大，计数损失也增大。
到此为止，假定平均光子数λ为"0.21"进行了说明。然而，如果在空间和时间方面光子是均匀和随机入射的，那么平均光子数λ和计数概率之间的这种关系是唯一的。换句话说，当纵轴是表示计数概率的轴并且横轴是在单位曝光期间入射在各像素上的光子的平均光子数时，计数概率和平均光子数之间的关系是由图6的表的实线(线521)表示的关系。
在图6的表中，由点划线(点划线522)表示的平均光子数的位置表示其中入射光子的计数损失为约10％的位置(10％检测损失位置)。当容许约10％的计数损失时，如果平均光子数为"0.21"以下，那么被认为是线性。当从由成像元件生成的数字输出值的这侧观看时，换句话说，如果由成像元件生成的数字值的计数概率为"0.1894"以下，那么判断是以能够保证线性的光照度和曝光条件进行图像拍摄。另一方面，如果计数概率超过"0.1894"(在由图6的压缩区域523表示的范围内)，那么存在许多计数损失并且判断为不能保证线性。
计数概率和平均光子数具有图6的表中所示的关系。因此，保持表示如表中所示的这种关系的数据(例如，泊松分布或近似泊松分布的函数或表)以使得能够进行计数值的校正。关于校正，首先，基于由成像元件生成的数字值计算计数概率(具有"1"的值的像素与所有的像素的比率)。从计数概率和表示图6的表中所示的关系的数据来计算平均光子数。从算出的平均光子数计算入射在成像元件上的光子数。当进行校正时，与在可以保证线性的范围内使用的情况(不进行校正的情况)相比，变得可以使检测动态范围变宽约1个位数。
使用保持在调整值保持单元210中的像素特定的调整值来在成像元件100中进行二元判定。因此，包括成像元件100的装置可以准确计数光子，并且可以准确判断线性以及校正计数值。
接着，参照图7说明基于像素特定的调整值进行二元判定的效果。
[效果例]
图7是示意性地示出使用由本技术实施方案的调整值保持单元210保持的像素特定的调整值进行二元判定的效果的图。
图7a示出了假定在其中增益根据各像素而变化的成像元件中对所有像素使用一个阈值进行二元判定的的例子(其中为所有像素设定单一阈值的例子)。
图7a示出了两个曲线图，分别示出具有不同增益的两个像素(像素A和像素B)的输出信号的频率分布。在两个曲线图中，当纵轴是表示频率的轴，并且横轴是表示信号量(数字值的灰度值)的轴时，示出了在其中没有累积电荷的状态下生成的信号(无存储信号)和在其中1光子已入射的状态下生成的信号(1光子信号)的频率分布。假定像素A比像素B的增益的值小(放大倍数小)，示出了频率分布。
另外，像素A的无存储信号的峰位置由位置G1示出，像素A的1光子信号的峰位置由位置G2示出。另外，像素B的无存储信号的峰位置由位置G3示出，像素B的1光子信号的峰位置由位置G4示出。
在图7a和图7b中，为了方便说明，假定像素A的无存储信号的峰位置(位置G1)和像素B的无存储信号的峰位置(位置G3)具有相同的信号量(例如，灰度值为"0")。
如图7a所示，像素A比像素B的增益的值小。因此，像素A中无存储信号的峰位置和1光子信号的峰位置之间的距离比像素B中短。另外，由于随机噪声引起的值的变化(在曲线图的信号量(灰度值)方向上的扩散)在具有较小增益的像素A中比在像素B中小。如图7a所示，在无存储信号的情况下，该值也由于随机噪声而变化。因此，需要将阈值设定成比变化的值高的值，否则会发生错误判定。
关于其中可以设定不引起二元判定的错误判定的阈值的信号量的范围，像素A的范围(范围P1)比像素B的范围(范围P2)窄。如果增益增大N倍，那么无存储信号和1光子信号的峰位置之间的距离、由于随机噪声而引起的值的变化以及其中可以设定不引起错误判定的阈值的范围也增大N倍。
在这种情况下，如果设定像素A和像素B的公共阈值，那么从范围P1和P2之间重复的信号量(灰度值)的范围(范围P3)设定。图7a示出了作为阈值H1的公共阈值的一个例子。
如图7a所示，如果增益变化，那么变得难以设定公共阈值。在图7a中，假定存在在两个像素中都可以进行没有错误判定的二元判定范围(范围P3)来进行说明。然而，如果增益变化非常大，那么该范围(阈值设定的余量)不存在也是可能的。特别地，随着具有增益变化的像素的数量增多，公共阈值的设定变得更困难。
图7b示出了本技术第一实施方案的成像元件100的例子，成像元件100使用由调整值保持单元210保持的像素特定的调整值进行二元判定(使用调整值设定各像素的阈值的例子(成像元件100))。
图7b所示的具有不同增益的两个像素(像素A和像素B)的输出信号的频率分布与图7a中所示的相似。因此，这里省略对它们的详细说明。除了像素A和像素B的频率分布之外，图7b还示出了调整值的值、与为像素A设定的值为"5"的调整值对应的信号量的阈值(阈值H11)和与为像素B设定的值为"7"的调整值对应的信号量的阈值(阈值H12)。
如图7b所示，使调整值保持单元210保持像素特定的调整值。因此，可以为各像素设定阈值。因此，可以准确进行二元判定。
[二元判定单元的操作例]
接着，参照附图说明在本技术第一实施方案中的成像元件100的二元判定单元220的操作。
图8是示出由本技术第一实施方案中的二元判定单元220进行的二元判定处理的过程例的流程图。
在图8中，对于对供给到二元判定单元220的一个数字值进行处理的过程进行说明。换句话说，例如，如果从128像素读出信号，那么图8所示的处理过程进行128次。
首先，二元判定单元220获取从像素310读出并由数字值生成电路400数字化的净存储信号的数字值(步骤S911)。数字值生成电路400生成由步骤S911获取的净存储信号的数字值的过程是权利要求书中所述的生成过程的一个例子，并对应于图4b中的步骤511～519。二元判定单元220从调整值保持单元210获取输出转换成数字值的存储信号的像素的调整值(步骤S912)。
接着，将获取的调整值转换成判定阈值(灰度值)(步骤S913)。二元判定单元220使用转换的判定阈值对净存储信号的数字值进行二元判定(步骤S914)。随后，输出二元判定结果(表示光是否入射的二元值)(步骤S915)，并且二元判定处理的过程结束。步骤S914是权利要求书中所述的判定过程的一个例子。
到此为止，对由在成像元件100中的二元判定单元220使用调整值进行二元判定进行了说明。关于调整值，在使用成像元件100对光子进行计数之前，需要逐个像素地计算其值，并且需要将其值在保持在调整值保持单元210中。
接着，参照图9～图11说明调整值的计算。
[像素特定的调整值的计算的一个例子]
图9是用于说明在本技术的第一实施方案中当使成像元件100的调整值保持单元210保持调整值时调整值的计算方法的一个例子的功能构成图。
图9a示意性地示出了在对计算像素特定的调整值和使调整值保持单元210保持调整值进行校准时(在设定调整值时)的功能构成。图9b示意性地示出了在使用成像元件100进行在保持调整值后的光子计数时(在设定调整值结束后)的功能构成。在图9a中，对其中在成像元件100的制造过程(或安装有成像元件100的装置的制造过程)中计算调整值并将该调整值写入由非易失性存储器构成的调整值保持单元210中的例子进行说明。
图9a示出了作为调整值计数对象的成像元件100和用于计算调整值的装置(调整装置550)。仅针对用于说明中并作为成像元件100的功能构成示出的构成分配附图标记。成像元件100的功能构成与图1所示的相似。因此，这里省略了对它们的说明。
调整装置550计算像素特定的调整值并检查成像元件100的各种性能。图9a示出了作为用于计算调整装置550的调整值的功能构成的在调整装置550内的调整值计算单元551。调整装置550是权利要求书的阈值计算装置的一个例子。
这里，说明调整值的计算。例如，调整装置550使成像元件100生成预定次数的无存储信号，并且将生成的无存储信号的数字值输出到调整值计算单元551。在成像元件100中，将二元判定单元220(参照图1和图9b)的功能关闭以将无存储信号的数字值输出到成像元件100的外部。换句话说，成像元件100将无存储信号的数字值输出到输出电路150。在图9a所示的成像元件100中，示出了没有示出功能被关闭的二元判定单元220的构成。
调整装置550的调整值计算单元551基于供给的无存储信号的数字值计算各像素的调整值。参照图10说明计算方法。因此，这里省略对它的详细说明。调整值计算单元551是权利要求书中所述的阈值计算装置的获取单元和计算单元的一个例子。
图9b示出了在其中在调整值保持单元210中保持调整值以用于光子计数的状态下的成像元件100。在这种状态下的成像元件100与图1所示的成像元件100相似。因此，这里省略对它的详细说明。
如图9b所示，当调整值的设定结束时，将二元判定单元220的功能打开。当成像元件100操作时，使用保持在调整值保持单元210中的像素特定的调整值来进行二元判定。
在图9中，对于对在成像元件100的制造过程中使调整值保持进行校准的例子进行说明。然而，对于当进行校准时的时机来说，各种模式都是可能的。例如，其中在包括成像元件的成像装置中设置有调整值计算单元551并且在成像装置供电时进行校准的情况以及其中在每次图像拍摄之前立即进行校准的情况也是可能的。如果在供电时或图像拍摄之前立即进行校准，那么例如可以构造成与测量暗电流一起进行在当将判定阈值用的调整值写入存储器中的同时检测故障象素以及掩蔽故障象素的工作。
接着，参照图10说明由调整值计算单元551进行的调整值的计算。
[计算调整值的例子]
图10是示意性地示出由本技术实施方案中的调整值计算单元551计算调整值的图。
在图10中，对假定其中计算图7所示的像素A和像素B的调整值的例子进行说明。图10a示出了用于说明像素A的调整值的计算的图。图10b示出了用于说明像素B的调整值的计算的图。
图10a和图10b所示的像素的输出的频率与图7所示的相同。然而，表示无存储信号的频率的曲线被实线夸大并示出(图10a的频率分布曲线561和图10b的频率分布曲线565)。另外，表示1光子信号的频率的曲线由细虚线示出(图10a的频率分布曲线562和图10b的频率分布曲线566)。
图10a和图10b示出了分别从像素A和像素B的无存储信号的频率算出的平均值的位置(位置G21和位置G22)以及表示分别从它们各自的无存储信号的频率算出的标准偏差(σ)的值的大小的双头箭头。另外，图10a和图10b示出了表示通过将像素A和像素B的标准偏差乘以常数(K1)所获得的值(K1·σ)的双头箭头和表示算出的阈值的点划线(阈值T21和阈值T22)。另外，图10a和图10b示出了表示调整值的轴，以及待转换成与算出的阈值的值(灰度值)最接近的灰度值的调整值的值和由内部含有点的虚线矩形覆盖的调整值的值(像素A为"5"，像素B为"7")。
这里，说明调整值的计算。当计算调整值时，成像元件100生成多次无存储信号(例如，各像素都64次)，并且将生成的无存储信号供给到调整值计算单元551。因此，调整值计算单元551可以为各像素检测如由图10a的频率分布曲线561和图10b的频率分布曲线565表示的这种无存储信号的分布频率。
当计算调整值时，很难生成在其中1光子入射的状态下生成的信号(1光子信号)。因此，没有产生在其中具有光的状态下的信号(例如，1光子信号)。在图10中，在计算调整值时生成的无存储信号的频率分布曲线(频率分布曲线561和频率分布曲线565)由实线示出。不是在计算调整值时生成的、为了说明的目的示出的1光子信号的频率分布曲线(频率分布曲线562和566)由细虚线示出。
例如，无存储信号在其中复位晶体管313(参照图2)进入导通状态、FD 322的电位固定到复位电位并且图像拍摄在没有累积电荷的状态下模拟实现的状态下生成。通过在曝光时间足够短以避免发生相当于1电子的暗电流(在光电二极管中产生的噪声)的曝光时间内无光的状态(暗状态)下进行图像拍摄操作也可以生成无存储信号。
然后，调整值计算单元551基于多次生成的无存储信号产生各像素的频率分布，并且从频率分布计算信号量(灰度)的平均值(Av)和标准偏差(σ)。接着，例如，调整值计算单元551使用下式2来从平均值Av和标准偏差σ计算阈值(Vth)。
Vth＝Av+K1·σ…式2
其中K1是常数。
常数K1设定为使得通过式2算出的阈值Vth在无存储信号的平均(峰)的位置(位置G21，位置G22)和1光子信号的平均(峰)的位置之间的中点周围的位置(信号量(灰度))。
这里，说明上述式2。在成像元件100中，增益的值根据像素而不同。因此，无存储信号的峰位置和1光子信号的峰位置之间的距离(峰之间的距离)响应于增益根据像素而不同。另外，无存储信号的值的变化度响应于增益根据像素也不同。当增益增大N倍时，峰之间的距离和变化度也增大N倍。
因此，调整值计算单元551计算无存储信号的值的标准偏差σ，其作为表示无存储信号的值的变化度的值。然后，调整值计算单元551计算将响应于增益增大/减小的标准偏差σ比作增益的阈值。调整值计算单元551将标准偏差σ乘以常数K1以从无存储信号的峰位置(平均值Av)计算阈值的位置。如果将通过将标准偏差σ乘以常数K1所获得的值加倍，那么会变成接近无存储信号的峰位置和1光子信号的峰位置之间的距离的值。
常数K1是为各种类型的产品(成像元件的各种类型的电路)预定的公共值。例如，实际使用单一光子发生装置检测在1光子入射时的频率分布。计算可以在任意增益(任意像素)中计算合适的阈值的常数K1。然后，使调整值计算单元551保持算出的常数K1。在计算调整值时，使用与作为计算对象的成像元件对应的常数K1来计算阈值。
如果在数字值生成电路400中充分消除各种偏移，那么平均值Av基本为0。在这种情况下，可以省略平均值Av的加法。如果平均值Av变为基本上为"0"的灰度值，那么在数字值生成电路400中的信号量(灰度值)的计数中由于随机噪声而可能减少无存储信号的计数以成为具有负值的数字值。数字值需要保持为负值以使调整值计算单元551正确地检测平均和标准偏差。因此，例如，数字值生成电路400不将数字值向上加到"0"的灰度值并且将保持为负值的数字值供给到调整值计算单元551。
调整值计算单元551使用上述式2计算阈值Vth，然后使用查询表来检测对应于与算出的阈值Vth的信号量最接近的信号量(灰度值)的调整值。然后，调整值计算单元551将检测的调整值供给到调整值保持单元210并使调整值保持单元210保持作为输出无存储信号的像素的调整值的调整值。
在本技术的第一实施方案中，说明了使得为各像素保持调整值的例子。该例子在二元判定中是最准确的。然而，需要花时间生成调整值(校准)并且也增大了存储器所必需的容量。因此，如果变化的主要原因是各列的放大单元并且在像素的放大晶体管中基本上没有变化，那么为各列设定调整值也是可能的。另外，如果在成像元件的制造中的变化大，并且其成为增益变化的主要原因，那么可以为各成像元件设定判定阈值。
[调整值计算单元的操作例]
接着，参照附图说明在本技术的第一实施方案中由调整装置550的调整值计算单元551进行的调整值计算操作。
图11是示出通过本技术第一实施方案中的调整装置550的调整值计算单元551进行调整值计算处理的过程例的流程图。
首先，调整值计算单元551获取由作为调整值设定对象的成像元件100生成的具有无累积电荷的信号(无存储信号)以及生成频率分布所需要的次数(预定次数)(步骤S921)。基于各像素的无存储信号的频率分布计算各像素无存储信号的平均值(Av)和标准偏差(σ)(步骤S922)。
接着，使用算出的平均值(Av)、算出的标准偏差(σ)和常数K1来计算各像素的阈值(灰度值)(步骤S923)。随后，将算出的像素特定的阈值分别转换成像素特定的调整值。将转换的调整值记录在调整值保持单元中(步骤S924)。调整值计算处理的过程结束。
以这种方式，根据本技术的第一实施方案，使调整值保持单元210保持调整值。因此，可以根据增益的变化(转换效率的变化)单独地设定阈值并进行二元判定。因此，根据本技术的第一实施方案，可以提高对入射在像素上的光子的判定精度。
在图1中，对假定其中设置了放大器单元440的情况进行了说明。然而，构成不限于此。例如，如果不包括放大器单元440(如果与包括正常的源极跟随器型放大晶体管的像素中一样放大倍数为1以下)，那么也假定其中放大晶体管的转换效率变化非常大的情况。在这种情况下，与在本技术的第一实施方案中一样，使用像素特定的调整值进行二元判定。因此，可以提高对入射在像素上的光子的判定精度。
[变形例]
在参照图1～11所示的至此的本技术的第一实施方案中，集中对使用调整值的二元判定进行了说明并且省略了对其各种例子都是可能的放大器单元440的说明。
因此，在图12～20中，以多种放大方法作为变形例对其各种例子都是可能的放大器单元440进行说明。
首先，参照图12～16说明由设置到各列上的运算放大器构成的放大器单元440的例子。
[由运算放大器构成的放大单元的一个例子]
图12是示意性地示出作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的运算放大器的放大器单元440的电路构成例的一个例子的图。
为了方便说明，图12也一起示出了数字值生成电路400的电路构成例的一个例子。
图12示出了作为由运算放大器构成的放大器单元440的电路构成的放大器电路460以及作为数字值生成电路400的电路构成的比较器470、电容器471和472以及计数器480。另外，图12一起示出了与放大器电路460连接的垂直信号线341和与垂直信号线341连接的像素310的一部分。
放大器电路460包括放大器461、电容器462和463以及开关464。
放大器461的正极输入端子(+端子)与垂直信号线341连接，并且其负极输入端子(-端子)与电容器462的一个电极、电容器463的一个电极以及开关464连接。另外，放大器461的输出端子与电容器471的一个电极、电容器463的另一个电极以及开关464连接。
另外，电容器471的另一个电极与比较器470的正极输入端子(+端子)连接。电容器472的一个电极与REF信号线473连接，并且其另一个电极与比较器470的负极输入端子(-端子)连接。另外，比较器470的输出端子与计数器480连接。
这里，说明放大器电路460。放大器电路460将从像素310经由垂直信号线341供给的信号(在图5中作为"PXOUT"示出的)放大N倍(N>1)。换句话说，放大器电路460对应于图4所示的功能构成例中的放大器单元440。
放大器电路460首先将在+端子的电位设定到预定的中间电位，然后使开关464进入导通状态以进行自动调零操作。因此，在-端子的电位变得与在+端子的电位相同。在使开关464进入非导通状态之后，供给到+端子的信号被放大。在放大中，使用电容分压器将在-端子的电位(中间电位)和在+端子电位之间的差放大N倍(N>1)以在正向(非反向)上输出。
例如，关于放大器电路460的自动调零操作，将像素310的复位信号的电位设定到中间电位，并且在当像素310输出复位信号时的时机与放大复位信号同时执行自动调零操作。在这种情况下，在像素310中产生的偏移分量(像素310的偏移分量)通过自动调零操作被消除。然而，从放大器电路460的输出端子输出的信号(在图5中作为"PXAOUT"示出的)包括放大器电路460固有的偏移分量。例如，偏移分量包括在完成自动调零操作时由于开关464的馈穿而在-端子侧产生的开关噪声以及放大器电路460的kTC噪声。与在放大像素310的信号(PXOUT)时的信号中一样，将这些偏移放大N倍。换句话说，从放大器电路460的输出端子输出的信号(PXAOUT)包括非常大量的偏移分量。
电容器471和472是设置在比较器470的+和-端子上的具有相等容量的电容器。电容器471和472将进行ACDS用的电荷保持在比较器470的+端子侧的电容器471的电极(另一个电极)和在比较器470的-端子侧的电容器471的电极(另一个电极)。因此，在从PXAOUT除去(消除)像素310的偏移分量和放大器电路460的偏移分量后，通过比较器470来比较PXAOUT和REF的电位。例如，如果使用电容器471和472来保持复位信号的电荷，并且将复位信号供给到比较器470的+端子，那么将其中复位信号的电荷已被消除的信号(无信号)供给到比较器470的+端子。例如，当将复位信号的电位设定到中间电位的放大器电路460进行自动调零操作时，在像素310中产生的偏移分量被消除。因此，只有放大器电路460的偏移分量被消除。
比较器470比较在+端子的电位(PXAOUT的电位)和在-端子的电位(REF信号的电位)并且输出与较高的电位端子侧对应的信号。例如，如果在+端子的电位比REF信号的电位(被称作"REF")高，那么比较器470输出最高的电位(被称作H电平)的信号，如果PXAOUT的电位比REF的电位低，那么输出最低电位(被称作L电平)的信号。比较器470进行两次比较：当在+端子的电位是复位信号的电位时，以及当在+端子的电位是存储信号的电位时。当在+端子的电位是复位信号的电位时，比较器470将比较结果的信号(作为"CMOUT"示出的)供给到计数器480。
计数器480基于比较器470的比较结果的信号(CMOUT)和从时钟信号线481供给的时钟信号(CTIN)对生成数字值进行计数。计数器480在对复位信号进行计数的情况下从初始值(例如，"0")向下计数。然后，计数器480在对存储信号进行计数的情况下从向下计数结果的计数值向上计数。从向下计数结果的计数值向上计数对应于图4a和图4b所示的减法器424的减法。计数器480输出表示向上计数结果的数字值的信号(DOUT)。计数器480和比较器470相当于图4所示的功能构成例中的DCDS单元420。另外，电容器471和472相当于图4所示的功能构成例中的ACDS单元410。
这里，说明由比较器470进行的比较和由计数器480进行的计数。由比较器470进行的比较是用于使复位信号和存储信号数字化。因此，在比较时，将经由REF信号线473供给的REF信号的电位设定为斜坡波形。另外，在将REF信号的电位设定为斜坡波形期间，将与斜坡波形的各阶段一对一对应的脉冲供给到时钟信号。与斜坡波形的开始计时同步开始供给脉冲。计数器480对从斜坡波形开始直到比较器470的比较结果的信号的反转(从L电平过渡到H电平)的脉冲数进行计数以生成数字值。
为在斜坡波形的各台阶下降的电位的量(台阶高度的电位差)设定与当将存储信号转换成数字值时的灰度对应的量。换句话说，与不具有放大器电路460的成像元件(另一个成像元件)相比，台阶高度的电位差同样增大N倍。
另外，当对复位信号进行数字判定时(在复位信号计数期间(参照图13)，像素310和放大器461中的偏移分量已被ACDS消除。因此，在复位信号的数字判定中，仅对比较器470本身的偏移分量进行数字判定。比较器470本身的偏移分量的大小没有被放大器电路460放大，因此与不具有放大器电路460的成像元件(其他成像元件)相同。因此，包括放大器电路460的成像元件中，在复位信号计数期间中斜坡波形的开始(扫描开始)和结束(扫描结束)之间的电位差(扫描对象电位差(参照图13的电位差D1))变得与不具有放大器电路460的成像元件(其他成像元件)相同。
接着，参照图13说明表示图12所示的放大器电路460和数字值生成电路400的操作的时序图的一个例子。
[时序图的例子]
图13是示出作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的放大器电路460和数字值生成电路400的操作的一个例子的时序图。
这里，将横轴设定为公共时间轴。像素复位线331、电荷传输线332、垂直信号线341、放大信号线469、REF信号线473和时钟信号线481的电位变化由实线示出。另外，这里，为了对检查针对REF信号线473的电位变化的放大信号线469的电位变化进行说明，在时机T2或以后的放大信号线469的电位变化由叠加在REF信号线473上的虚线示出。时间轴的长度是示意性的，并且没有示出在两个时机之间的时间长度的比率。
在图13中，为了方便说明，示出了对存储信号进行数字判定期间(存储信号计数期间)的中途以说明。另外，在图13中，集中对在从来自像素310的复位信号的输出到存储信号的数字值(净数字值)的确定的操作过渡期间的预定时机(时机T1～T8)进行说明。在图13中，假定放大器电路460将信号放大4倍并输出信号来进行说明。
首先，在时机T1，将复位脉冲经由像素复位线331供给到像素310的复位晶体管313的栅极端子。因此，将在复位电平的信号(复位信号)供给到垂直信号线341以使垂直信号线341的电位过渡到复位信号的电位。垂直信号线341中电位的过渡被放大器电路460放大4倍并输出到放大信号线469。换句话说，在时机T1时放大信号线469的电位的过渡量(电位差)是垂直信号线341中的电位差的4倍。在时机T1，将像素310的复位信号的电位设定为中间电位，并且进行放大器电路460的自动调零操作。
当在时机T1上升的复位脉冲降下时，由于耦合的影响，垂直信号线341的电位也会稍微下降。放大信号线469的电位也下降约垂直信号线341的电位的过渡量(电位差)的4倍。将在当由于耦合的影响而下降并变得稳定时的放大信号线469的电位用作在数字值生成电路400中被放大4倍的复位信号的电位。
接着，在时机T2，将用于进行模拟CDS的电荷保持在与比较器470的+端子连接的电容器471和与比较器470的-端子连接的电容器472中。例如，通过在决定比较器470的判定基准电压的操作(自动调零操作)中，打开/关闭比较器470内的晶体管以使施加到比较器470的+和-端子上的电压平衡以及使得分别保持平衡的电压来保持电荷(例如，参照日本专利申请特开No.2008-193373)。当自动调零操作完成时，供给到比较器470的+端子的复位信号的电位变为相对的参照信号的电位(图13的框F1)并且可以被视为无信号。在时机T2的电荷的保持对应于图4中所述的复位信号的采样和保持。
在时机T3，将REF信号线473的电位过渡到斜坡波形的开始时的电位(V1)。如果REF信号线473在多个比较器470中共享，那么在时机T3待过渡的电位差变为多个比较器470公共的。因此，将在所有比较器470中在斜坡波形的中间REF信号的电位与复位信号的电位一致的电位差设定为REF信号线473的电位。换句话说，REF信号线473的电位差设定为使得能够响应于(能够包括)在根据比较器470而变化的偏移中的其中从比较器470的+端子输入的信号的电位上升最多的偏移。
接着，在时机T4，开始将台阶状脉冲供给到REF信号线473并且对由像素310输出的复位信号进行计数的期间(复位信号计数期间)开始。换句话说，在时机T4，将第一台阶状脉冲供给到REF信号线473。另外，在时机T4，开始将与台阶状脉冲同步的脉冲供给到时钟信号线481中。然后，计数器480与时钟信号线481的脉冲数对应开始向下计数。向下计数从由计数器480计数的值(计数值)的初始值(例如，"0")进行计数。向下计数一直进行到将从比较器470输出的信号(CMOUT)反转。
在时机T5，如果比较器470的-端子的电位变得低于比较器470的+端子的电位，那么将比较器470的输出信号(CMOUT)反转以使计数器480的向下计数停止。换句话说，在当比较器470的+和-端子的电位之间的关系反转时的时机(图13的框F2)时，停止计数。然后，将通过向下计数计数的计数值一直保持到对存储信号进行计数。通过向下计数生成的计数值对应于图4中说明的无信号的AD转换结果(数字无信号)。换句话说，通过向下计数生成的计数值对应于比较器470的数字化的偏移分量的值。
在时机T6，当预订数量的台阶结束并且对复位信号进行计数用的斜坡波形结束时，复位信号计数期间结束。将在复位信号计数期间中斜坡波形的开始和结束之间的扫描对象电位差(图13的电位差D1)设定为使得能够响应于在根据比较器470而变化的偏移中的其中电位上升最多的偏移和其中电位下降最多的偏移。另外，将电位差D1设定为使得将过多的台阶最小化以缩短复位信号计数期间的时间长度。
在时机T7，REF信号的电位过渡到在斜坡波形的开始时的电位(V1)。换句话说，REF信号的电位返回到与在时机T3时相同状态，并且比较器470的输出信号(CMOUT)也返回到由计数器480进行计数的电位。另外，在时机T7，将传输脉冲经由电荷传输线332供给到像素310的传输晶体管312的栅极端子。因此，将与累积的电荷对应的信号(存储信号)供给到垂直信号线341。然后，垂直信号线341的电位过渡到与存储信号对应的电位。
与在时机T1时一样，垂直信号线341的电位的过渡被放大器电路460放大4倍。另外，与在时机T1时的复位脉冲的下降边缘中一样，在传输脉冲的下降边缘，由于耦合的影响，放大信号线469和垂直信号线341的电位也稍微下降。将在当由于耦合的影响而下降并变得稳定时的电位用作在数字值生成电路400中被放大4倍的存储信号的电位。
接着，在时机T8，开始将台阶状脉冲供给到REF信号线473并且对由像素310输出的存储信号进行计数的期间(存储信号计数期间)开始。另外，与在时机T4时一样，将与台阶状脉冲同步的脉冲供给到时钟信号线481。在存储信号计数期间，计数器480向上计数并且继续计数直到将比较器470的输出信号(CMOUT)反转。关于向上计数，从在复位信号计数期间中向下计数结果的计数值进行向上计数。
在时机T9，如果比较器470的-端子的电位变得低于比较器470的+端子的电位(图13的框F2)，那么将比较器470的输出信号(CMOUT)反转以使计数器480的向上计数停止，并且保持计数值。将保持的计数值作为像素310的存储信号的数字判定的结果(像素值)输出。
保持的计数值对应于图4a中说明的减法器424的减法结果(净数字值)。换句话说，在从向下计数结果向上计数后保持的计数值为通过消除像素310的偏移分量、放大器电路460的偏移分量和比较器470的偏移分量所获得的净像素值。
这里，集中对各偏移分量(由像素310引起的偏移分量、由放大器电路460引起的偏移分量和由比较器470引起的偏移分量)进行说明。在时机T1，当将像素310的复位信号的电位设定到中间电位并且进行放大器电路460的自动调零操作时，由像素310引起的偏移分量通过放大器电路460的自动调零操作被消除。然而，放大信号线469的信号包括由放大器电路460引起的偏移分量。由放大器电路460引起的偏移分量通过在时机T2的模拟CDS操作被消除。
在时机T2的模拟CDS操作中，由比较器470引起的偏移分量(在比较器470内存在的偏移、通过比较器470的自动调零操作产生的kTC噪声以及馈穿等)没有被消除。然而，由比较器470引起的偏移分量通过复位信号的向下计数和存储信号的向上计数被数字CDS消除。
接着，说明通过放大器电路460进行放大以及对复位信号进行计数。如图13所述，由于来自像素310的信号在放大器电路460中被放大4倍，所以斜坡波形的台阶高度的电位差乘以4倍。换句话说，AD转换的分辨率需要不具有放大器电路460的成像元件(其他成像元件)的四分之一的精度。
另外，由于电位差是4倍，所以斜坡波形的倾斜率乘以4倍。此外，如图5中所说明的，在复位信号计数期间中斜坡波形的开始和结束之间的电位差(图13的电位差D1)与其他成像元件相同。由于以乘了4倍的斜率扫描相同的电位差，所以在包括放大器电路460的成像元件(成像元件100)中的复位信号计数期间的时间长度为其他成像元件的时间长度的1/4倍。
这里，对在存储信号计数期间中斜坡波形的开始和结束之间的电位差(在存储信号计数期间中的扫描对象电位差)进行说明。将电位差设定为使得可以检测通过将由比较器470引起的偏移分量和存储信号加和所获得的电位的过渡。换句话说，在存储信号计数期间中的扫描对象电位差是通过将复位信号计数期间的电位差D1和用于检测存储信号的电位差进行加和所获得的电位差。由于像素310的输出信号倍增到N倍，所以用于检测存储信号的电位差为不具有放大器电路460的成像元件(其他成像元件)的N倍电位差。另一方面，在复位信号计数期间中的电位差D1与其他成像元件相同。换句话说，随着在存储信号计数期间中比较器470的偏移分量的检测时间变得更长，时间长度是1/4倍的时间所占的比率增大，并且存储信号计数期间的时间长度变得比其他成像元件短。
成像元件100是用于检测微弱光的成像元件从而使得存储信号非常小。换句话说，在存储信号计数期间的时间长度中，由比较器470的偏移分量的检测时间所占的比率非常大。
换句话说，通过设置放大器电路460，可以显著缩短在检测微弱光时占用大部分AD转换所需时间的比较器470的偏移分量的检测时间。
接着，对在包括放大器电路460的成像元件(成像元件100)中的复位信号计数期间和在其他成像元件中的复位信号计数期间之间的差异进行说明。
[复位信号计数期间的差异的例子]
图14是示意性地示出包括作为本技术第一实施方案的第一变形例示出的放大器电路460和数字值生成电路400的成像元件100的复位信号计数期间与其他成像元件的复位信号计数期间的图。
图14a示出了供给其他成像元件的REF信号的线(REF信号线599)在复位信号计数期间中的电位变化。图14b示出了本技术第一实施方案的第一变形例的成像元件(成像元件100)的REF信号线473的电位变化。图14b所示的电位变化与图13中所述的相似。因此，这里省略了说明。
如图14a和14b所示，扫描对象电位差(电位差D1)在其他成像元件和成像元件100之间是相同的。另一方面，关于斜坡波形的台阶高度的电位差，成像元件100的电位差是其他成像元件电位差的N倍。因此，成像元件100的复位信号计数期间的时间长度(复位信号计数期间(成像元件100))是其他成像元件的时间长度(复位信号计数期间(其他成像元件))的1/N倍。
接着，参照图15对提供了成像元件100的斜坡波形和其他成像元件的斜坡波形之间的差异的总结的表进行说明。
[斜坡波形的差异的例子]
图15是用于将本技术第一实施方案的第一变形例中的REF信号的斜坡波形与其他成像元件中的REF信号的斜坡波形进行比较的表。
在图15中，以其他成像元件中的斜坡波形作为基准(图15中示出为"×1")，假定由像素310生成的信号被放大器电路460放大N倍进行说明。
图12～14中说明了成像元件100中斜坡波形的细节。因此，这里给出简短说明。
图15a的表示出了用于比较复位信号计数期间中的斜坡波形的表。
如图15a的表中所示，关于REF信号的斜坡波形的台阶高度的电位差，将在其他成像元件中电位差(×1)的N倍(×N)的电位差设定在成像元件100中。
另外，关于在复位信号计数期间中的扫描对象电位差(在复位信号计数期间中斜坡波形开始时的电位和结束时的电位之间的差)，将与其他成像元件的扫描对象电位差(×1)相同的电位差(×1)设定在成像元件100中。
关于在复位信号计数期间中的台阶数，将其他成像元件的台阶数(×1)的1/N倍(×1/N)的台阶数设定在成像元件100中。
换句话说，在成像元件100中复位信号计数期间的时间长度是作为其他成像元件的时间长度(×1)的1/N倍(×1/N)的时间长度。
图15b的表示出了用于比较在存储信号计数期间中的斜坡波形的表。
在存储信号计数期间中REF信号的斜坡波形的台阶高度的电位差与在复位信号计数期间中的相似。
关于在存储信号计数期间中的扫描对象电位差，用于检测比较器470的偏移分量的电位差的对应量与其他成像元件的相同(×1)。另一方面，用于检测存储信号的电位差的对应量是其他成像元件中的电位差的N倍(×N)。换句话说，随着在存储信号计数期间的扫描对象电位差中用于检测比较器的偏移分量的电位差的比例增大，在存储信号计数期间中的扫描对象电位差接近其他成像元件的电位差。
另外，关于在存储信号计数期间中的台阶数，用于检测比较器470的偏移分量的台阶数的对应量是其他成像元件的台阶数的1/N倍。另一方面，用于检测存储信号的台阶数的对应量与其他成像元件中的台阶数相同(×1)。
另外，关于存储信号计数期间的时间长度，用于检测比较器470的偏移分量的时间长度的对应量是其他成像元件的时间长度的1/N倍。另一方面，用于检测存储信号的时间长度的对应量与其他成像元件的时间长度对应的时间长度相同(×1)。
换句话说，随着用于检测比较器470的偏移分量的时间长度在存储信号计数期间的时间长度中的比例增大，存储信号计数期间的时间长度变得越短。
以这种方式，设置放大器电路460，因此可以减少比较器470的偏移分量的AD转换所需要的时间。
这里，考虑到比较器的偏移的值，说明通过设置放大器电路460来减少比较器470的偏移分量的AD转换所需的时间。这里，假定像素310的转换效率为600μV/e-并且比较器470的偏移为几mV～几十mV来进行说明。
首先，假定没有放大器电路460来进行说明。在对1光子入射有无进行二元判定的情况下的判定阈值，如果不考虑比较器470的偏移，那么为0和600μV之间的中间值，约300μV。因此，如果不考虑比较器470的偏移，那么当REF信号的斜坡波形覆盖到约300μV时，对1光子入射有无的二元判定变得可能。
然而，比较器470的偏移为几mV～几十mV。考虑到像素310的输出信号的范围(0μV～600μV)，比较器470的偏移的范围(几mV～几十mV)大1个位数以上。如图13所示，比较器470的偏移通过从存储信号计数期间中的计数值减去偏移分量的对应量(复位信号计数期间的向下计数的值)被消除。
换句话说，必要的是在用于检测像素310的输出信号的斜坡波形的台阶高度(检测精度)和用于检测比较器470的偏移分量的斜坡波形的台阶高度(检测精度)之间以相同的精度进行。假设1光子的信号量为S(μV)。如果没有以充分小于S/2μV的斜坡波形的台阶高度进行AD转换，那么像素310的输出信号会掩埋在比较器470的偏移分量的量化误差中。换句话说，如果没有以由1光子产生的信号量的一半以下的斜坡波形的台阶高度进行AD转换，那么AD转换中的分辨率不充分。
以相同的检测精度对具有1个位数以上差的两个值(比较器470的偏移和像素310的输出信号)进行AD转换。因此，在对1光子入射的判定中比较器470的偏移的检测时间占用复位信号计数期间和存储信号计数期间的大部分时间。
在这种情况下，当设置在来自像素310的输出信号进入比较器470之前将该输出信号放大4倍的放大器电路460时，像素310的输出信号的范围(0μV～600μV)乘以4倍(0μV～2400μV)。另外，关于为300μV(S/2μV)的检测精度，四分之一的检测精度(1200μV)是足够的。如图13中所述，比较器470的偏移的范围(几mV～几十mV)不变。
换句话说，通过设置放大器电路460变得可以增大斜坡波形的台阶高度(降低检测精度)。换句话说，可以仅降低针对比较器470的偏移分量的分辨率，而不降低针对像素310的输出信号的分辨率(可以检测1光子入射有无的检测精度)。
接着，参照图16说明其中将由逆变器构成的放大器单元440设置到各列上的例子。
[用逆变器的放大器电路放大的例子]
图16是示意性地示出作为本技术第一实施方案的第二变形例示出的逆变器的放大器电路(放大器电路710)的电路构成例的一个例子的图。
代替图12所示的放大器电路460，设置了放大器电路710，并且该放大器电路包括逆变器711、电容器712和713以及开关714。
逆变器711的输入端子与电容器712的一个电极、电容器713的一个电极以及开关714的一个端子连接。另外，逆变器711的输出端子与电容器713的另一个电极、开关714的另一个端子以及经由放大信号线469与电容器471的一个电极连接。另外，电容器712的另一个电极经由垂直信号线341与像素310连接。
放大器电路710用CMOS逆变器(逆变器711)放大输入信号(PXOUT)并且进行与两个电容器(电容器712和713)的比率对应地信号放大。由于其是用逆变器的放大器，所以输出信号(PXAOUT)与输入信号(PXOUT)是180°的反相。
另外，放大器电路710具有比图12所示的放大器电路460更大的作为随机噪声产生的1/f噪声。因此，产生的噪声很大。通过设置具有比设置到各像素上的放大晶体管(图2的放大晶体管314)充分大面积的晶体管作为构成逆变器711的晶体管可以降低1/f噪声。例如，在将放大器电路710设置到成像元件上的情况下，如果放大器电路710构造成由多个列共享，那么可以增大分配到各单个放大器电路710的面积。
如图16所示，通过使用逆变器的放大器(放大器电路710)可以放大像素的输出。
接着，参照图17和图18说明其中像素的输出被反馈和放大的例子，假定两种反馈方法。
[其中输出被反馈和放大的例子]
图17是示出在其中将像素的输出反馈给作为本技术第一实施方案的第三变形例示出的浮动扩散的例子中的像素(像素830)的电路构成的一个例子的示意图。
除了图2的像素310的构成之外，像素830还包括一端与FD 322连接的电容器(电容器832)。放大晶体管314与图2中一样是源极跟随器型的，并与像素830一起设置有到各列(各垂直信号线341)的反馈用电路(反馈用放大器831)。
反馈用放大器831是将供给到垂直信号线341的像素的输出信号反馈到输出输出信号的像素的FD 322的反馈用电路。例如，反馈用放大器831由PMOS晶体管的源极跟随器实现。在图17中，省略了构成反馈用放大器831的各构成(PMOS晶体管和恒电流源(恒电流负载晶体管))的图示。反馈用放大器831示出为表示放大器的三角形符号。另外，在图17中，关于没有设置到各像素上而是设置到各列上的反馈用放大器831，在反馈用放大器831的输入和输出侧的信号线由虚线示出，并在图示中与像素的构成区别开。
反馈用放大器831的输入端子(PMOS晶体管的栅极端子)与垂直信号线341连接。反馈用放大器831的输出端子(PMOS晶体管的源极端子)与设置到连接垂直信号线341的各像素上的电容器832的一端连接。换句话说，根据供给到垂直信号线341的输出信号，反馈用放大器831改变输出输出信号的像素的电容器832的一端的电位。反馈用放大器831由PMOS晶体管构成，并且输入和输出之间的关系彼此正相。因此，向FD 322的电位提供正反馈。
电容器832是用于使反馈用放大器831的输出和像素的FD 322耦合的电容器。换句话说，FD 322的电位由于通过电容器832的电容性耦合根据反馈用放大器831的输出而变化。
虽然图17没有特别示出，但是如果多个像素与垂直信号线341连接，那么输出输出信号的像素之外的像素的FD 322的电位也变化。因此，为了防止电位的变化，作为电容器832和反馈用放大器831之间开关工作的晶体管设置到各像素上(省略图示)。只有输出输出信号的像素的晶体管进入导通状态，并且其他像素的晶体管进入断开状态。因此，反馈仅提供到输出输出信号的像素的FD 322。
以这种方式，通过被反馈到FD 322可以放大像素的输出。
图18是示出在其中将像素的输出反馈给作为本技术第一实施方案的第四变形例示出的放大晶体管的漏极端子的例子中的像素(像素840)的电路构成的一个例子的示意图。
在像素840中，图2的像素310的放大晶体管314的漏极端子没有与电源线323连接而是与用于供给放大晶体管314的漏极端子用的电位的线(信号线849)连接。其他点与图2的像素310相似。因此，这里省略了说明。反馈用电路(反馈用放大器841)与像素840一起设置到各列(各垂直信号线341)上。反馈用放大器841与图17所示的反馈用放大器831相似，不同之处在于将输出供给到信号线849。因此，仅对于输出对信号线849的电位的影响进行说明。
如图18所示，在像素840中，反馈用放大器831的输出直接与放大晶体管314的漏极连接。反馈用放大器831的输出代替已知的电源连接。因此，在像素840中，放大晶体管314的漏极端子的电位根据反馈用放大器831的输出而变化。放大晶体管314的漏极扩散层具有栅极(浮动扩散)和强的寄生电容。因此，如果在漏极侧的电位变化，那么由于栅极和漏极之间的寄生电容放大晶体管314的栅极的电位(FD 322的电位)也变化。换句话说，由反馈用放大器841的输出引起的信号线849的电位降低经由寄生电容变为向FD 322的正反馈，并且像素的输出信号被放大。
以这种方式，通过被反馈到放大晶体管314的漏极端子也可以放大像素的输出。
接着，参照图19和图20说明作为第五和第六变形例的其中在各像素中包括放大器的例子。
[其中将共源放大晶体管设置到像素上以放大像素的输出的例子]
图19是示出在其中将作为本技术第一实施方案的第五变形例示出的共源NMOS晶体管作为放大晶体管设置到像素上以放大像素的输出的例子中的像素(像素810)的电路构成的一个例子的示意图。
像素810包括共源放大晶体管811，代替设置到图2的像素310上的源极跟随器型放大晶体管314。除了放大晶体管811之外的像素的构成与图2相似。因此，为这些构成分配与图2相同的附图标记。这里省略了对除了放大晶体管811之外的构成的说明。
放大晶体管811是由源极端子侧接地的共源NMOS晶体管构成的放大晶体管。放大晶体管811的漏极端子与恒电流源819以及经由垂直信号线341与数字值生成电路连接。放大晶体管811是共源放大晶体管。因此，可以放大输入(FD 322的电位)以输出到垂直信号线341。
这里说明放大晶体管811的放大增益。例如，放大晶体管811的操作具有下式3的关系。
ΔId＝gm·ΔVg+ΔVg/Rd…式3
其中ΔId是从放大前的漏极电流的漏极电流变化量，gm是跨导，ΔVg是从放大前的栅极电压的栅极电压变化量，Rd是漏极电阻，ΔVd是从放大前的漏极电压的漏极电压变化量。
在上述式3的关系中，如果放大晶体管811的漏极端子与恒电流负载(ΔId＝0)连接，那么放大晶体管811的放大增益(Av)具有下式4的关系。
Av＝ΔVd/ΔVg＝-gm·Rd…式4
如可以从上述式4中的负号看出的，放大晶体管811的输出是180°反相。另外，放大倍数一般大于1(大得多)。因此，像素的输出信号被放大晶体管811放大。在本技术的第五变形例中，当从放大晶体管811输出信号时，该信号被放大。因此，不需要在像素和数字值生成电路之间设置放大器。换句话说，如果将像素810设置到成像元件上，那么省略图5所示的数字值生成电路400的放大器电路460。将被放大晶体管811放大的像素810的输出直接供给到电容器471。
跨导gm和漏极电阻r是伴随操作点的变化稍微变化的值。因此，来自放大晶体管811的输出缺乏线性。然而，如果对检测1光子进行二元判定，那么只累积小量的电子。因此，FD 322的电位变化很小，并且操作点基本保持恒定。另外，在检测1光子的情况下，只判定是否存在(0或1)信号。因此，线性的劣化不会成为问题。换句话说，其中将共源放大晶体管设置到像素上的例子特别地适于检测1光子。另外，在该例子中，伴随额外晶体管和电路的添加(例如，图12所示的放大器电路460的添加)的随机噪声的增大也不发生。
图19示出了其中恒电流源819和像素的电源(经由电源线323供给到像素的电源(电源电压))分隔开的例子。在图19中，假定饱和区域中使用PMOS晶体管作为恒电流源819。在这种情况下，使得恒电流源819的源极电位高于经由电源线323供给到像素的像素电源电位。因此，可以确保适于放大的操作点。
在图19中，说明了其中共源放大晶体管811由一般NMOS晶体管构成的例子。然而，即使使用PMOS晶体管，也可以将共源放大晶体管设置到像素上。在这种情况下，变得没有必要使恒电流源的源极电位高于像素的电源电位，这有助于恒电流源的源极电位的设定。接着，参照图20说明其中共源放大晶体管811由PMOS晶体管构成的例子。
图20是示出在其中将作为本技术第一实施方案的第六变形例示出的共源PMOS晶体管作为放大晶体管设置到像素上以放大像素的输出的例子中的像素(像素820)的电路构成的一个例子的示意图。
像素820包括由共源PMOS晶体管构成的放大晶体管821，代替由图19的共源NMOS晶体管构成的放大晶体管314。像素除了放大晶体管821之外的构成与图2和图19相似。因此，为这些构成分配与图2相同的附图标记。这里省略了对除了放大晶体管821之外的构成的说明。
放大晶体管821是由共源PMOS晶体管构成的放大晶体管。放大晶体管821的栅极端子与FD 322连接，并且其源极端子与电源线323和复位晶体管313的漏极端子连接。另外，放大晶体管821的漏极端子与恒电流源829连接，并且经由垂直信号线341与数字值生成电路连接。放大晶体管821与图2的放大晶体管314一样具有正相输出。
以这种方式，当将共源PMOS晶体管设置为像素的放大晶体管时，可以将一般NMOS晶体管用作CMOS图像传感器用的恒电流负载(恒电流源829的负载)。另外，与图19所示的像素810相比，即使恒电流源的源极电位不高于像素的电源电位，也可以确保操作点，这有助于操作点的设定。
在图19和图20中，假定将晶体管用于恒电流源的负载进行了说明。然而，如果输出阻抗可以忽略，那么可以使用电阻元件。另外，在这种情况下，也可以使共源放大晶体管的放大增益充分大于1。
以这种方式，通过将共源放大晶体管设置到像素上也可以放大像素的输出。
如图12～20所示，可以通过各种方法放大像素的输出。图19和图20所示的共源放大晶体管可以容易以简单的结构放大像素的输出信号。然而，增益的变化也变得非常大以在开环中获得大的放大。根据本技术的第一实施方案，可以为在具有增益变化的成像元件中的各像素设定二元判定的判定阈值。因此，可以降低增益变化对光子计数的不利影响。换句话说，将可以为各像素设定判定阈值的二元判定单元设置到包括放大微弱信号的放大单元的成像元件上。因此，通过放大单元可以防止由于增益变化所引起的错误判定并且能够以高精度检测微弱信号。
以这种方式，根据本技术的第一实施方案，可以提高对入射在像素上的光子的判定精度。
<2.第二实施方案>
在第一实施方案中，调整装置550从未曝光的像素的无存储信号获得阈值。然而，调整装置550也可以从曝光的像素的信号获得阈值。第二实施方案的调整装置550与第一实施方案的不同之处在于从曝光的像素的信号获得阈值。
图21是示出本技术第二实施方案的数字值的标准偏差和平均值之间的关系的一个例子的曲线图。如上所述，光子已入射到其上的像素的存储信号的信号量(灰度值)根据累积的电荷到数字值的转换效率而变化。具体地，存储信号的信号量和累积的电荷数之间的关系由下式5表示。
Av＝η×N…式5
在式5中，Av是信号量的平均值，N是累积的电荷数。另外，η是累积的电荷到数字值的转换效率。
另外，通常，随着累积的电荷数增多，噪声增大并且数字值的变化增大。因此，下式6成立。
σ＝η×N1/2…式6
在式6中，σ是信号量的标准偏差，N是电荷数，η是转换效率。
下式7从这些式5和6导出。
σ2＝η×Av…式7
平均值Av和标准偏差σ取决于曝光量具有不同的值。因此，曝光量改变。在各曝光量中获得一组平均值Av和标准偏差σ。如果获得至少两组值，那么通过基于式7的代入法可以获得转换效率η。
当获得转换效率η时，调整装置550可以使用最小二乘法。具体地，调整装置550将通过将平均值Av的测量值代入式7中所获得的标准偏差的值设定为理论值，并且计算其中标准偏差σ的测量值和理论值之间的差的平方的和变为最小的转换效率η的值。
图21是示出图7所示的平均值Av和标准偏差σ之间的关系的一个例子的曲线图。在图21中，横轴是平均值Av，纵轴是标准偏差σ的平方。曲线图上的白圈是通过测量获得的点。基于式7可以从这些点获得比例直线。直线的斜率相当于转换效率η。
图22是示出通过本技术第二实施方案中的调整装置550的调整值计算单元551进行调整值计算处理的过程例的流程图。首先，调整装置550以恒定曝光量进行M1次曝光，并且M1次获取从曝光的像素的存储信号转换的数字值。这里，M1是2以上的整数(步骤S931)。
然后，调整装置550为各像素计算曝光量中数字值的平均值Av和标准偏差σ(步骤S932)。调整装置550判断是否已为各像素M2次计算平均值Av和标准偏差σ的组。这里，M2是2以上的整数(步骤S933)。
如果计算没有进行M2次(步骤S933：否)，那么调整装置550改变曝光量(步骤S934)，并且返回到步骤S931。如果计算进行了M2次(步骤S933：是)，那么调整装置550基于式7从每曝光量的平均值Av和标准偏差σ的组计算转换效率η(步骤S935)。
调整装置550针对各像素计算通过使η乘以K2获得的值作为阈值(步骤S936)。这里，K2是实数，例如，设定基本上为1/2的值。随着K2的值增大，阈值增大并且计数损失变得更难发生，而错误判定的可能性增大。考虑到计数损失和错误判定被赋予高的优先级来设定K2的值。调整装置550将各算出的阈值转换成调整值并将调整值记录在调整值保持单元210中(步骤S937)。
以这种方式，根据本技术的第二实施方案，调整装置550为各曝光量计算数字值的平均值和标准偏差，并且从这些值计算阈值，因此可以获得与转换效率对应的准确阈值。通过利用阈值，可以提高对入射在像素上的光子的判定精度。
本技术实施方案中所示的成像元件可以广泛应用作设置有光电倍增管、雪崩光电二极管和光电二极管等的已知电子设备中的光学检测单元。例如，其可以应用到成像板的荧光扫描仪和辐射闪烁计数器。另外，其也可以应用到DNA芯片的检测器、称为DR(数字X线摄影)的X射线成像装置、CT(计算机断层扫描)装置和SPECT(单光子发射体层摄影术)装置等。特别地，由于其是CMOS图像传感器，所以其能够以低成本批量生产。因此，可以在由于光电倍增管的高成本而仅可以设置有少量光学检测单元的电子设备中设置许多光学检测单元。因此，可以提高检测速度。
例如，如果将本技术实施方案中所示的成像元件引入到CT装置的检测器上，那么能够以比已知的光电二极管等的检测器高得多的灵敏度检测闪烁光。因此，可以有助于提高检测精度和由于X射线量的减少而引起的曝光的减少。这同样适用于通常使用诸如SPECT或PET等的光电倍增管的伽玛射线的检测。
不是只有设置有许多检测头的电子设备产生效果。使用单一检测头电子设备也可以获得相似的效果。例如，如果本技术应用到辐射闪烁剂量计，使用廉价的半导体成像元件可以实现小、轻以及高灵敏度的袖珍剂量计。
在本技术的实施方案中，示出了其中成像元件具有一个二元判定单元的例子。然而，二元判定单元的数量不限于该例子。例如，二元判定单元可以设置到设置于各垂直信号线341(各列)上的各数字值生成电路400上。
另外，在本技术的实施方案中，示出了其中放大由像素输出的信号的放大单元仅在一个阶段中的例子。然而，阶段的数量不限于该例子。放大器可以设置在多个阶段中以放大信号。例如，其中将设置到像素上的放大器(第五和第六变形例)以及设置到各列上的放大器(第一至第四变形例)组合的情况与其中将设置到各列上的放大器跨过多个阶段联结的情况等是可能的。
在本技术的实施方案中，对于对"光子的入射"和"光子的非入射"进行二元判定的前提条件进行了说明。然而，当准备多个系统的参照信号(REF)时，可以判定两个以上值。例如，为参照信号(REF)准备两个系统。为一个系统设定在当光子数是"0"时的数字值和在当光子数是"1"时的数字值之间的中间值。另外，为另一个系统(第二系统)设定在当光子数是"1"时的数字值和在当光子数是"2"时的数字值之间的中间值。因此，可以对光子数进行"0"、"1"和"2"三个选项的两个之间的判定。拓宽了图像拍摄的动态范围。此时，使调整值保持单元210保持有关第二系统的阈值的信息。因此，可以进行与本技术实施方案中相同的实施。例如，可以通过将图10所示的式2的常数K设定为具有比常数K大的值的常数K'来计算第二系统的阈值。在其中"0"～"1"的灰度值和"1"～"2"的灰度值基本上相同的成像元件的情况下(在其中放大具有线性的情况下)，可以将通过使常数K乘以3倍获得的值设定为常数K'。
上述实施方案示出了用于实施本技术的例子，并且在实施方案中的事项和权利要求书中指定发明的事项分别享有对应关系。类似地，权利要求书中指定发明的事项和分配有与权利要求书中指定发明的事项相同的名称的本技术实施方案中的事项分别享有对应关系。然而，本技术不限于这些实施方案。本技术可以通过在不脱离本技术精神的范围内对这些实施方案进行各种修改来实施。
另外，上述实施方案中所述的处理过程可以理解为包括这些一系列过程的方法，或可以理解为使计算机执行这些一系列过程的程序或其中储存有该程序的记录介质。例如，硬盘、CD(光盘)、MD(微型碟片)、DVD(数字多功能盘)、存储卡和蓝光(Blu-ray(注册商标))盘可以用作记录介质。
本技术也可以采取以下构成。
(1)一种成像元件，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
(2)根据(1)所述的成像元件，还包括放大单元，所述放大单元用于以大于1的倍数放大所述信号，其中所述生成单元基于放大的信号进行生成。
(3)根据(2)所述的成像元件，其中
所述放大单元设置到各像素上，以及
所述判定单元将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用针对各像素设定的阈值来进行判定。
(4)根据(3)所述的成像元件，其中所述放大单元包括设置到各像素上的共源放大晶体管。
(5)根据(2)所述的成像元件，其中
所述放大单元以列单位设置到以矩阵形式配置的所述像素上，以及
所述判定单元将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用以列单位设定的阈值来进行判定。
(6)根据(5)所述的成像元件，其中所述放大单元包括运算放大器或CMOS(互补金属氧化物半导体)逆变器。
(7)根据(5)所述的成像元件，其中所述放大单元包括用于将所述信号的电位反馈给输出所述信号的像素的浮动扩散的电位的反馈电路。
(8)根据(1)～(7)中任一项所述的成像元件，还包括保持单元，所述保持单元用于针对具有类似转换效率的各像素保持阈值指定值，所述阈值指定值用比表示由所述生成单元生成的数字值所需位数少的位数指定所述阈值，其中所述判定单元获取输出转换成作为判定对象的数字值的信号的像素的阈值指定值、基于表示所述数字值和所述阈值指定值之间的关系的表将所获取的阈值指定值转换成所述数字值的灰度值以及设定所述阈值。
(9)根据(1)～(8)中任一项所述的成像元件，其中所述阈值基于从多个数字值算出的标准偏差和平均值来计算，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。
(10)一种成像装置，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
(11)根据(10)所述的成像装置，还包括计算单元，所述计算单元用于基于多个数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。
(12)一种电子设备，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
(13)一种阈值计算装置，包括：
获取单元，所述获取单元用于针对具有类似转换效率的各像素多次获取由成像元件生成的数字值，所述成像元件包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值，和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定；以及
计算单元，所述计算单元用于基于所获取的数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值。
(14)根据(13)所述的阈值计算装置，其中所述信号是在光子没有累积电荷的状态下的复位信号。
(15)根据(13)所述的阈值计算装置，其中
所述信号是在光子没有累积电荷的状态下的信号，
所述获取单元以不同的曝光量多次执行来多次获取由曝光的成像元件生成的数字值的处理，以及
所述计算单元从针对各曝光量获得的所述标准偏差和平均值计算所述阈值。
(16)一种成像方法，包括：
生成过程，所述生成过程基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定过程，所述判定过程把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成过程生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
附图标记列表
100  成像元件
110  垂直驱动电路
130  电阻器
150  输出电路
210  调整值保持单元
220  二元判定单元
300  像素阵列单元
310  像素
311  光电二极管
312  传输晶体管
313  复位晶体管
314  放大晶体管
400  数字值生成电路
440  放大器单元
550  调整装置
551  调整值计算单元

Claims (16)

1.一种成像元件，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
2.根据权利要求1所述的成像元件，还包括放大单元，所述放大单元用于以大于1的倍数放大所述信号，其中所述生成单元基于放大的信号进行生成。
3.根据权利要求2所述的成像元件，其中
所述放大单元设置到各像素上，以及
所述判定单元将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用针对各像素设定的阈值来进行判定。
4.根据权利要求3所述的成像元件，其中所述放大单元包括设置到各像素上的共源放大晶体管。
5.根据权利要求2所述的成像元件，其中
所述放大单元以列单位设置到以矩阵形式配置的所述像素上，以及
所述判定单元将在放大所述信号时的倍数设定为所述转换效率，并且使用以列单位设定的阈值来进行判定。
6.根据权利要求5所述的成像元件，其中所述放大单元包括运算放大器或CMOS(互补金属氧化物半导体)逆变器。
7.根据权利要求5所述的成像元件，其中所述放大单元包括用于将所述信号的电位反馈给输出所述信号的像素的浮动扩散的电位的反馈电路。
8.根据权利要求1所述的成像元件，还包括保持单元，所述保持单元用于针对具有类似转换效率的各像素保持阈值指定值，所述阈值指定值用比表示由所述生成单元生成的数字值所需位数少的位数指定所述阈值，其中所述判定单元获取输出转换成作为判定对象的数字值的信号的像素的阈值指定值、基于表示所述数字值和所述阈值指定值之间的关系的表将所获取的阈值指定值转换成所述数字值的灰度值以及设定所述阈值。
9.根据权利要求1所述的成像元件，其中所述阈值基于从多个数字值算出的标准偏差和平均值来计算，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。
10.一种成像装置，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
11.根据权利要求10所述的成像装置，还包括计算单元，所述计算单元用于基于多个数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值，所述多个数字值通过针对具有类似转换效率的各像素多次获取经由转换作为在其中光子没有累积电荷的状态下的信号的复位信号获得的数字值而获取。
12.一种电子设备，包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
13.一种阈值计算装置，包括：
获取单元，所述获取单元用于针对具有类似转换效率的各像素多次获取由成像元件生成的数字值，所述成像元件包括：
生成单元，所述生成单元用于基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值，和
判定单元，所述判定单元用于把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成单元生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定；以及
计算单元，所述计算单元用于基于所获取的数字值的标准偏差和平均值来计算所述阈值。
14.根据权利要求13所述的阈值计算装置，其中所述信号是在光子没有累积电荷的状态下的复位信号。
15.根据权利要求13所述的阈值计算装置，其中
所述信号是在光子没有累积电荷的状态下的信号，
所述获取单元以不同的曝光量多次执行来多次获取由曝光的成像元件生成的数字值的处理，以及
所述计算单元从针对各曝光量获得的所述标准偏差和平均值计算所述阈值。
16.一种成像方法，包括：
生成过程，所述生成过程基于由像素输出的信号生成表示在曝光期间中由入射在所述像素上的光子累积的电荷的量的数字值；和
判定过程，所述判定过程把在将所述像素中累积的电荷的量转换成由所述生成过程生成的数字值时针对具有类似转换效率的各像素设定的阈值与所生成的数字值进行比较，并且对光子向输出所述信号的像素的入射进行判定。
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