WO2017086181A1 - 光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置 - Google Patents

光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置 Download PDF

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radiation
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light
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西原　利幸
健市 奥村
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ソニー株式会社
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Definitions

  • the present technology relates to an optical pulse detection device, an optical pulse detection method, a radiation counting device, and a biological examination device, and in particular, an optical pulse detection device, an optical pulse detection method, and a radiation that can perform radiation counting more accurately.
  • the present invention relates to a counting device and a biopsy device.
  • a radiation counter that counts the dose of radiation incident on a detector while performing individual energy fractionation in units of incident photons is applied to various fields such as survey meters and gamma cameras.
  • a scintillator and a photomultiplier tube are usually used.
  • the radiation counter counts the energy and number of radiation incident on the detector.
  • the scintillator emits light, and emits a pulse of visible light whose amount is proportional to the energy of the radiation. Such a light emission pulse is emitted each time a radiation photon enters and is detected by a photomultiplier tube.
  • the scintillator is covered with a partition wall in which only the surface directed to the photomultiplier tube is opened.
  • the barrier blocks the intrusion of visible light from the outside and desirably reflects the light generated from the inside so that all of the light enters the photomultiplier tube.
  • the photomultiplier tube converts a light emission pulse into an electron and amplifies it to generate an analog electric pulse.
  • the pulse height of the analog electric pulse is proportional to the amount of light emitted from the scintillator, that is, the energy of radiation. Since an independent pulse is output every time one radiation photon enters, the radiation counter can determine the number of incident radiation photons by counting the number of pulses.
  • the detection circuit in the above-mentioned radiation counter amplifies and shapes the generated pulse, converts it into an analog wave with an appropriate delay, and converts it into a digital value by an AD converter.
  • the radiation counter can derive the energy for each incident radiation photon as a digital value.
  • a digital processing circuit in the radiation counter accumulates output results of the detection circuit in a predetermined period and derives an energy spectrum of radiation photons. This energy spectrum shows the abundance ratio of radiation photons captured by the radiation counter for each energy. This allows the radiation counter to identify the radiation source. Or the radiation directly incident from the radiation source and the radiation scattered in the middle can be separated.
  • the present technology has been made in view of such a situation, and makes it possible to perform radiation counting more accurately.
  • An optical pulse detection device includes a pixel array unit in which a plurality of pixels are arranged in a two-dimensional lattice, and an output signal of each pixel of the pixel array unit is a digital signal having a gradation larger than 1 bit.
  • An AD converter that converts the value into a value; and a control circuit that performs an error determination process that compares the digital value with a first threshold value and discards the digital value that is larger than the first threshold value as an error.
  • the optical pulse detection method includes a pixel array unit in which a plurality of pixels are arranged in a two-dimensional lattice, and an output signal of each pixel of the pixel array unit is a digital signal having a gradation larger than 1 bit.
  • An optical pulse detection device comprising: an AD converter that converts a value into a value; and a control circuit that performs an error determination process that compares the digital value with a predetermined threshold value and discards the digital value larger than the threshold value as an error.
  • An error determination process is performed in which an output signal of each pixel of the array unit is converted into a digital value having a gradation larger than 1 bit, the digital value is compared with a predetermined threshold, and the digital value larger than the threshold is discarded as an error. .
  • an output signal of each pixel of the pixel array unit is converted into a digital value having a gradation larger than 1 bit, and the converted digital value is compared with a predetermined threshold value. Error determination processing for discarding a larger digital value as an error is performed.
  • a radiation counting device includes the optical pulse detection device according to the first aspect and a scintillator, and the optical pulse detection device detects a light emission pulse emitted when radiation is incident on the scintillator. To do.
  • the light emission pulse emitted by the radiation incident on the scintillator is detected by the light pulse detection device on the first aspect.
  • a biopsy device includes the optical pulse detection device according to the first aspect, and the optical pulse detection device is configured to detect fluorescence or fluorescence excited by irradiating a specimen in a fluid with laser light. Detects scattered light.
  • fluorescence or scattered light excited by irradiating the specimen in the fluid with laser light is detected by the light pulse detection device of the first aspect.
  • the light pulse detection device, the radiation counting device, and the biopsy device may be independent devices or may be internal blocks constituting one device.
  • weak pulse light can be detected more accurately.
  • radiation counting can be performed more accurately.
  • FIG. 27 is a timing chart showing an operation sequence of the pixel circuit of FIG. 26 when the dead time is zero. It is a figure showing an example of composition of a flow cytometer as a living body inspection device to which this art is applied. It is a figure which shows the mode of the weak pulse detection by the photodetector of a flow cytometer.
  • First embodiment of radiation counting apparatus (configuration example in which one scintillator is arranged for a photodetector) 2.
  • Second embodiment of radiation counting apparatus (configuration example in which a plurality of scintillators are arranged for a photodetector) 3.
  • Semiconductor substrate structure example of photodetector 4.
  • Other configuration examples of pixel circuit Other applications of photodetectors
  • FIG. 1 shows a configuration example of a first embodiment of a radiation counting apparatus to which the present technology is applied.
  • the light receiving unit 11 includes a scintillator 21, a partition wall 22, and a photodetector 23.
  • FIG. 1A is a sectional view of the scintillator 21, the partition wall 22, and the photodetector 23 of the light receiving unit 11, and FIG. 1B is a perspective view of the scintillator 21 and the photodetector 23 of the light receiving unit 11. Represents.
  • the scintillator 21 generates a photon 32 when the radiation 31 is incident thereon.
  • the scintillator 21 includes, for example, sodium iodide (NaI), and is processed into a rectangular parallelepiped shape with a size of a surface facing the photodetector 23 of 4 millimeters (mm) square.
  • the partition wall 22 covers the scintillator 21 and blocks visible light. However, the partition wall 22 is opened only on the face facing the photodetector 23 in the vicinity.
  • the partition wall 22 is preferably made of a reflective material (for example, aluminum) that reflects light. Thereby, most of the photons 32 generated in the scintillator 21 can be made incident on the photodetector 23.
  • the light detector 23 detects light and generates a digital signal.
  • the photodetector 23 has a light receiving surface facing the scintillator 21, and a plurality of pixels 41 are arranged in a two-dimensional lattice pattern on the light receiving surface. In the present embodiment, it is assumed that 40000 pixels 41 of 200 (200 ⁇ 200) in each of the X direction (horizontal direction) and the Y direction (vertical direction) are arranged. Details of the pixel 41 will be described later.
  • the photodetector 23 supplies the generated digital signal to the data processing unit 12 via the signal line 42.
  • the scintillator 21 and the photodetector 23 are desirably bonded with an optical adhesive having an appropriate refractive index.
  • a light guide made of fiber glass or the like may be inserted between the scintillator 21 and the photodetector 23.
  • the data processing unit 12 processes the digital signal supplied from the photodetector 23 and performs radiation counting. In addition, the data processing unit 12 derives the light amount of the light emission pulse and performs energy determination (identification of a radiation source based on energy) of incident radiation.
  • the data processing unit 12 can be configured by a computer having a CPU (Central Processing Unit), a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), and the like. Various signal processing to be described later can be executed by reading and executing by the CPU.
  • CPU Central Processing Unit
  • ROM Read Only Memory
  • RAM Random Access Memory
  • the radiation counting apparatus 1 has a configuration of a radiation counting apparatus having a spatial resolution such as a gamma camera by tiling a set of scintillators 21 and photodetectors 23 in the XY direction (arranging a plurality of them in an array). It is also possible.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration of the photodetector 23.
  • the photodetector 23 includes a pixel array unit 51, a detection circuit 52, a switch 53, a row drive circuit 54, a timing control circuit 55, a reference voltage generation circuit 56, an output control circuit 57, and the like. Each circuit constituting the photodetector 23 is provided in one chip, for example.
  • a plurality of pixels 41 are arranged in a two-dimensional lattice pattern.
  • a predetermined direction (X direction in FIG. 1) in which a plurality of pixels 41 are arranged is referred to as a row direction
  • a direction orthogonal to the row direction (Y direction in FIG. 1) is referred to as a column direction.
  • detection circuits 52 and switches 53 are provided for one column of pixels 41 in the pixel array unit 51. In FIG. 2, these are shown as detection circuits 52A to 52D and switches 53A to 53D. Yes.
  • the pixels 41 in the 0th row are connected to the detection circuit 52A and the switch 53A via the vertical signal line 58A, and the pixels 41 in the 1st row are connected to the vertical signal line 58B.
  • the pixels 41 in the second row are connected to the detection circuit 52C and the switch 53C via the vertical signal line 58C
  • the pixels 41 in the third row are connected to the detection circuit 52D and the switch 53D via the vertical signal line 58D.
  • each pixel 41 of the pixel array unit 51 is also connected to the row drive circuit 54 via a control line 59.
  • the detection circuit 52 converts an analog electric signal supplied from the pixel 41 in the pixel array unit 51 into a digital signal under the control of the timing control circuit 55 and supplies the digital signal to the switch 53.
  • the switch 53 opens and closes a path between the connection destination detection circuit 52 and the output control circuit 57.
  • the four switches 53 arranged in each column supply the digital signal held in the connection destination detection circuit 52 to the output control circuit 57 in accordance with the control of a column driving circuit (not shown) that sequentially selects each column. To do.
  • the row driving circuit 54 controls driving of each pixel 41 according to the control of the timing control circuit 55.
  • the pixel array unit 51 is provided with four detection circuits 52A to 52D and switches 53A to 53D for one column of the pixels 41 arranged in a matrix.
  • the row drive circuit 54 can simultaneously select and expose four adjacent rows to generate an analog electric signal.
  • the electrical signals generated by the simultaneously selected four rows of pixels 41 are read out by the detection circuits 52A to 52D and converted into digital signals. When the reading is completed, the row driving circuit 54 performs the same control for the next four rows.
  • the detection circuits 52A to 52D read out digital signals in units of four rows in the column direction, and when reading out all the rows of the pixel array unit 51 is completed, it corresponds to one frame, that is, one unit of light pulse detection. Image data to be output is output.
  • the pixel array unit 51 is composed of 40000 pixels of 200 ⁇ 200, and it takes 16 microseconds ( ⁇ s) for processing of 4 rows, 50 times is required for one frame readout output. This process requires approximately 0.8 milliseconds (ms).
  • the timing control circuit 55 controls the operation timing of the detection circuit 52, the row drive circuit 54, the reference voltage generation circuit 56, and the like. For example, the timing control circuit 55 generates a timing control signal indicating the scanning timing of the row and supplies the timing control signal to the row driving circuit 54. In addition, the timing control circuit 55 generates a DAC (Digital-to-Analog) control signal for controlling the reference voltage supply operation and supplies the DAC to the reference voltage generation circuit 56. The timing control circuit 55 supplies a detection control signal for controlling the operation of the detection circuit 52 to the detection circuit 52.
  • DAC Digital-to-Analog
  • the reference voltage generation circuit 56 generates a reference voltage Vref according to the DAC control signal and supplies the reference voltage Vref to each of the detection circuits 52.
  • the detection circuit 52 converts an analog pixel signal into a digital signal by comparing the analog pixel signal (voltage thereof) supplied from the pixel 41 with a reference voltage Vref.
  • the output control circuit 57 outputs a digital signal to the subsequent data processing unit 12 (FIG. 1). Although details will be described later, the output control circuit 57 performs error determination processing on the digital value corresponding to the light pulse detected by each pixel 41 of the pixel array unit 51, and after removing and correcting the error data. Output image data.
  • the pixel 41 includes a photodiode 71, a storage node 72, a transfer transistor 73, an amplification transistor 74, a reset transistor 75, a detection node 76, and a selection transistor 77.
  • a transfer transistor 73, the amplification transistor 74, the reset transistor 75, and the selection transistor 77 for example, an n-type MOS (Metal-Oxide Semiconductor) transistor is used.
  • the photodiode 71 is a photoelectric conversion element that converts photons into electric charges.
  • the photodiode 71 is connected to the transfer transistor 73 via the storage node 72.
  • the photodiode 71 generates a pair of electrons and holes from photons incident on the silicon substrate on which the circuit of the pixel 41 is formed, and stores the electrons in the storage node 72.
  • the transfer transistor 73 transfers the charge from the storage node 72 to the detection node 76 according to the control of the row drive circuit 54.
  • the detection node 76 accumulates the charge from the transfer transistor 73 and generates an analog voltage corresponding to the amount of the accumulated charge. This voltage is applied to the gate of the amplification transistor 74.
  • the reset transistor 75 is for initializing (resetting) the charge accumulated in the accumulation node 72 and the detection node 76 by extracting the charge to the power supply VDD.
  • the reset transistor 75 has a gate connected to the row drive circuit 54, a drain connected to the power supply VDD, and a source connected to the detection node 76.
  • the row drive circuit 54 controls the reset transistor 75 to be on at the same time as the transfer transistor 73 to draw out the electrons accumulated in the accumulation node 72 to the power supply VDD, and the pixel 41 is in a dark state before accumulation, that is, light. Is initialized to a non-incident state.
  • the row drive circuit 54 controls only the reset transistor 75 to be in an on state, thereby extracting the charge accumulated in the detection node 76 to the power supply VDD and initializing the charge amount.
  • the amplification transistor 74 amplifies the gate voltage.
  • the amplification transistor 74 has a gate connected to the detection node 76, a drain connected to the power supply VDD, and a source connected to the selection transistor 77.
  • the amplification transistor 74 forms a source follower with a constant current circuit 78 connected via the vertical signal line 58, and the voltage of the detection node 76 is output to the vertical signal line 58 with a gain of less than 1.
  • the electric signal of the voltage is acquired by the detection circuit 52 including the AD converter 91.
  • the selection transistor 77 outputs an electrical signal according to the control of the row drive circuit 54.
  • the selection transistor 77 has a gate connected to the row drive circuit 54, a drain connected to the amplification transistor 74, and a source connected to the vertical signal line 58.
  • the pixel 41 accumulates the photoelectrically converted charge in the period from when the photodiode 71 is reset to when reading is performed, and outputs a signal corresponding to the accumulated charge at the time of reading.
  • the pixel 41 repeatedly performs accumulation and reading of such unit periods, and when a light pulse is incident during the accumulation, the result can be obtained at the time of reading.
  • the type of photodiode 71 is preferably a buried photodiode that is completely depleted when charge is discharged by reset.
  • a feature of the embedded photodiode 71 is that the detection node 76 and the storage node 72 of the photodiode 71 are not capacitively coupled during reading. As a result, the conversion efficiency improves as the parasitic capacitance of the detection node 76 is reduced, and the sensitivity to the incidence of one photon can be improved. Further, even if the photodiode 71 is enlarged, the conversion efficiency does not deteriorate. Therefore, as the photodiode 71 is made larger, the sensitivity per pixel for the same luminous flux density is improved. Note that the same property is also observed in MOS type photoelectric conversion elements.
  • the pixel 41 configured as described above does not involve electron multiplication such as APD, SiPM, and high electron multiplier. Therefore, the output of the pixel 41 is affected by the readout noise caused by the amplification transistor 74 and the AD converter 91 in the detection circuit 52.
  • the influence is relative. Can be minimized. That is, by reducing the parasitic capacitance of the detection node 76 as much as possible and enlarging the photodiode 71 as much as possible within a range where one electron transfer is possible, the SN ratio of the pixel 41 is maximized, and as a highly sensitive detector.
  • the pixel 41 can be realized.
  • the radiation counter 1 measures, for example, a weak emission pulse composed of, for example, several thousand photons 32 generated by photoelectrically absorbing one radiation 31 by the scintillator 21.
  • the photodetector 23 receives a weak light emission pulse to be measured by a pixel array unit 51 including a plurality of pixels 41, and each pixel 41 generates an independent output according to the amount of light received.
  • the output of each pixel 41 is converted into a digital value having a gradation larger than 1 bit by the AD converter 91. Furthermore, each pixel 41 can detect a plurality of photons.
  • FIG. 4 shows an example of a digital value after the AD signal is output from the electric signal output from each pixel 41 by the AD converter 91.
  • the AD converter 91 converts the photon signal into a digital value having a gradation such that the one-photon signal is output as 10 LSB, and outputs the digital value.
  • LSB is a minimum output unit of a digital value.
  • the output digital value includes readout noise in addition to the value corresponding to the photon signal. That is, the pixel output is a value obtained by combining the photon signal and the readout noise. Therefore, a negative value may be output due to noise. In the output example of FIG. 4, the negative value is described as it is, but the whole process may be offset, or the negative value may be rounded up to zero.
  • the photodetector 23 is an aggregate of pixels 41 that are high-sensitivity photodetector cells each having a gradation output. Since each pixel 41 of the photodetector 23 does not perform electron multiplication by a strong electric field like APD or Si-PM, the output signal is very small. Therefore, since the output signal has significant readout noise, the number of incident photons in each pixel 41 is ambiguous. However, by combining these pixel outputs, it is possible to derive a pulse light amount corresponding to one radiation with high accuracy.
  • the pixel 41 when the radiation passes through the scintillator 21 and is directly incident on the pixel array unit 51, or when a defective pixel is generated in the pixel array unit 51, the pixel 41 has a large output. Generate a signal locally. Therefore, a large output signal generated locally needs to be excluded as an abnormal output signal.
  • the photodetector 23 has a function of selecting and discarding only the abnormal signal by paying attention to the difference in distribution in the pixel array unit 51 between the normal signal and the abnormal signal. In other words, the photodetector 23 performs processing to regard that a large output signal generated locally cannot be statistically present from a normal signal.
  • High electron multipliers and normal APDs detect pulsed light with a single detector and generate analog pulses according to the amount of light.
  • SiPM receives pulsed light at the pixel array, but only pixels where photons are incident output binary constant charge pulses. The final output intensity is determined by the number of pixels fired. That is, the high electron multiplier, APD, SiPM, and the like are not performed by the photodetector 23 because the two-dimensional lattice-like pixels 41 do not perform gradation output unlike the photodetector 23. It is not possible to perform the process of judging the output value abnormality from the distribution in the pixel array unit 51 and excluding it.
  • FIG. 5 and FIG. 6 show an estimation example of pixel output composed of normal signals.
  • the scintillator 21 emits light emitted from three types of radioactive materials Tc (technetium) 99m, Cs (cesium) 137, and K (potassium) 40, and 80% of the total light emission amount is detected by the photodetector 23.
  • Tc technetium
  • Cs cesium
  • K potassium
  • the total light yield of the scintillator is a characteristic value determined by the scintillator 21, and the incident rate to the photodetector and the quantum efficiency of the photodetector are light determined by the structure of the partition wall 22 and the pixel 41. This value is unique to the detector 23.
  • the output signal probability of 99.999% is covered as a normal signal.
  • a pixel signal exceeding 8e ⁇ may be regarded as some error. If a margin for the readout noise is added to the pixel signal exceeding 8e ⁇ , for example, as 3e ⁇ , 11e ⁇ can be set as the abnormal signal threshold. That is, the photodetector 23 discards the output signal exceeding 11e ⁇ from the output signal of the entire frame, so that the influence of the false signal can be almost completely removed while capturing a normal signal.
  • the threshold value can be set flexibly in consideration of the error rate allowed for the device and the convenience of determination. For example, in many cases, even when a threshold value is set to about 100e-, most error elements can be removed.
  • the total noise in the 200 ⁇ 200 pixel array unit 51 is calculated at 100 e-rms.
  • the combination of the total noise and the variation in the effective incident photon number N is the noise of the photodetector 23, and the energy resolution Rp of the photodetector 23 calculated by the half-value width [%] is estimated as follows.
  • FIG. 7 shows the energy resolution Rp of the photodetector 23 for three types of radioactive substances Tc99m, Cs137, and K40 when the readout noise ⁇ n of each pixel 41 is 0.5 e-rms.
  • FIG. 8 is a block diagram relating to an error determination process for removing an abnormal signal as an error.
  • the error determination process can be executed by the output control circuit 57 in the photodetector 23.
  • the output control circuit 57 includes a comparator 101, a threshold register 102, an error counter 103, an adder 104, a sum signal register 105, and a signal correction unit 106.
  • a light pulse incident on a predetermined pixel 41 of the pixel array unit 51 is photoelectrically converted into an analog pixel signal and supplied to a detection circuit 52 corresponding to the pixel 41.
  • the AD converter 91 of the detection circuit 52 converts the supplied analog pixel signal into a digital value having a gradation larger than 1 bit, and supplies the digital value to the comparator 101 of the output control circuit 57.
  • the comparator 101 determines whether the pixel output value is an error by comparing the digital value, which is the pixel output value of the predetermined pixel 41 supplied from the detection circuit 52, with the threshold value read from the threshold value register 102. . As a result of the comparison between the pixel output value and the threshold value, the comparator 101 discards the pixel output value and increments the count value of the error counter 103 when the pixel output value is larger than the threshold value and is determined to be an error. . On the other hand, when the comparator 101 determines that the pixel output value is not an error, the comparator 101 supplies the pixel output value to the adder 104.
  • the threshold register 102 stores a plurality of different threshold values for each application and supplies them to the comparator 101 as necessary.
  • the error counter 103 increments or resets an internal counter based on a command supplied from the comparator 101.
  • the adder 104 adds the pixel output value supplied from the comparator 101 and the sum value supplied from the sum signal register 105, and supplies the addition result to the sum signal register 105.
  • the sum signal register 105 supplies the sum value stored therein to the adder 104 and overwrites and stores the sum value newly supplied from the adder 104 over the previously stored value. Further, the sum signal register 105 supplies the stored sum value to the signal correction unit 106 when the sum corresponding to one frame is completed.
  • the error counter 103 stores the number of times that the pixel output value is determined to be an error (count value) and supplies it to the signal correction unit 106.
  • the signal correction unit 106 executes a correction process for correcting the sum value supplied from the sum signal register 105 to a sum value corresponding to one frame based on the error count value supplied from the error counter 103. Specifically, when the total number of pixels 41 in the pixel array unit 51 is M and the number of errors is E, the sum value stored in the sum signal register 105 is the total output value of (ME) pixels. . The signal correction unit 106 corrects the sum value stored in the sum signal register 105 by M / (ME) to a sum value corresponding to M pixels. However, when E is sufficiently smaller than M, this correction can be omitted.
  • the output control circuit 57 is sequentially supplied with the pixel output value of each pixel 41 of the pixel array unit 51 corresponding to one frame in a predetermined order such as a raster scan order. Is started, for example, when the pixel output of the first pixel 41 for one frame is supplied.
  • step S1 the comparator 101 determines whether or not the supplied pixel output value of the predetermined pixel 41 is larger than the threshold value read from the threshold value register 102, whereby the pixel output value is an error. Determine whether.
  • step S1 If it is determined in step S1 that the supplied pixel output value is greater than the threshold value and an error has occurred, the process proceeds to step S2, and the comparator 101 discards the pixel output value and counts the error counter 103. Increments the value (error count value).
  • step S ⁇ b> 1 if it is determined in step S ⁇ b> 1 that the supplied pixel output value is equal to or smaller than the threshold value and not an error, the process proceeds to step S ⁇ b> 3, and the comparator 101 supplies the pixel output value to the adder 104. .
  • the adder 104 adds the pixel output value supplied from the comparator 101 and the sum value acquired from the sum signal register 105, and supplies the sum value after the addition to the sum signal register 105.
  • the sum signal register 105 overwrites and stores the sum value supplied from the adder 104 as a new sum value.
  • step S5 the output control circuit 57 determines whether the pixel output values of all the pixels 41 corresponding to one frame are compared with the threshold value.
  • step S5 If it is determined in step S5 that all the pixels for one frame have not been compared, the process returns to step S1. Then, the above-described processing of steps S1 to S5 is repeated for the pixel output value supplied from the detection circuit 52 next.
  • step S5 if it is determined in step S5 that all the pixels for one frame have been compared, the process proceeds to step S6, and the signal correction unit 106 adds up based on the error count value supplied from the error counter 103. The total value supplied from the signal register 105 is corrected to a total value corresponding to one frame. Then, the signal correction unit 106 supplies the sum signal indicating the sum after correction to the subsequent data processing unit 12 as an output signal of the photodetector 23, and ends the error determination process.
  • the output control circuit 57 compares the pixel output value with the threshold value read from the threshold value register 102, discards the error pixel output value, and determines the pixel output value determined as a normal signal.
  • a sum signal is output by summing only. Thereby, weak pulse light can be detected more accurately, and radiation counting can be performed more accurately.
  • the output control circuit 57 corrects and outputs the signals for the pixels discarded as errors.
  • this correction process can be omitted depending on the number of error pixels.
  • the error determination process described above is an example in which the determination of an abnormal signal is performed in units of one pixel, but the determination of an abnormal signal may be performed in units of two pixels or a small number of plural pixel groups.
  • the photodetector 23 derives the total value of the pixel output values for each pixel group, and discards the total value for the pixel group that exceeds the threshold and does not add it to the total value.
  • the pixel output value of the normal signal can be included in the discarded total value. Therefore, if the group unit is large, the pixel information is lost correspondingly. Therefore, when an abnormal signal is determined in units of pixel groups, the number of pixels constituting one pixel group is desirably 1/100 or less of all pixels.
  • the output control circuit 57 adds all pixel data corresponding to one frame and outputs the result to the data processing unit 12 at the subsequent stage.
  • the addition output unit may be a row or a plurality of rows.
  • a block composed of a plurality of pixels may be used.
  • the pixel output values corresponding to the number of pixels in the pixel array unit 51 can be added except for errors in the subsequent data processing unit 12 or the like, and the pulse light amount can be derived using the sum.
  • the output control circuit 57 in the photodetector 23 executes the error determination process.
  • the data processing unit 12 subsequent to the photodetector 23 may execute the error determination process. .
  • the error determination process described above is also effective in removing the influence of white spots, blinking white spots, or irregularly generated burst noise, which are initial defects of pixels formed on a semiconductor substrate. Further, this error determination process is not limited to radiation counting, and can be applied to general measurement of minute light pulses.
  • the threshold at that time can be derived according to the Poisson cumulative distribution from the average pixel signal ⁇ s expected from the upper limit of the pulse intensity to be measured.
  • the pixel on which one photon is incident has a fluctuation corresponding to readout noise around 10 LSB corresponding to one photon signal in the output distribution shown in FIG.
  • a read noise of 0.4 e-rms corresponds to 4 LSBs.
  • fluctuations larger than 8 LSBs, which is 2 ⁇ occur, and the probability that a signal smaller than 2 LSBs is output is 98% or less. That is, even if a signal smaller than 2 LSB is regarded as a no-signal by the error determination processing and removed from the count, 98% of the photon signal is acquired, and thus the sensitivity is slightly reduced.
  • a non-signal pixel with no photon incidence has the same fluctuation centering on 0 LSB, but if a pixel of 2 LSB or less is treated as a non-signal pixel, 98% of the fluctuation component is filtered.
  • FIG. 10 is a block diagram relating to error determination processing in the case where thresholds are provided not only for the upper limit threshold but also for the lower limit.
  • the threshold register 102 in FIG. 8 is replaced with an upper threshold register 102A and a lower threshold register 102B in FIG.
  • the upper limit threshold register 102A stores an upper limit threshold (upper limit threshold) which is the same threshold as the threshold register 102 in FIG. 8, and supplies it to the comparator 101 as necessary.
  • the lower limit threshold register 102B stores a lower limit threshold (lower limit threshold), which is a threshold different from the threshold register 102 of FIG. 8, and supplies it to the comparator 101 as necessary.
  • the upper limit threshold register 102A and the lower limit threshold register 102B also store a plurality of upper limit thresholds or lower limit thresholds that are different for each application.
  • FIG. 11 is a flowchart of error determination processing executed by the output control circuit 57 shown in FIG.
  • the error determination process of FIG. 11 is obtained by replacing step S1 of the error determination process of FIG. 9 with step S1A.
  • step S1A the comparator 101 determines whether or not the supplied pixel output value of the predetermined pixel 41 is outside the range between the upper threshold value read from the upper threshold register 102A and the lower threshold value read from the lower threshold register 102B. By determining, it is determined whether the pixel output value is an error.
  • step S1A If it is determined in step S1A that the supplied pixel output value is out of the upper limit threshold value and lower limit threshold value and is an error, the process proceeds to step S2. On the other hand, when it is determined that the supplied pixel output value is within the range between the upper limit threshold and the lower limit threshold, the process proceeds to step S3.
  • steps S2 to S6 Since the processing of steps S2 to S6 is the same as the error determination processing described with reference to FIG. 9, detailed description thereof is omitted, but pixel output values outside the upper threshold and lower threshold values are considered errors. The error count value is incremented. Then, the pixel output values within the range between the upper limit threshold and the lower limit threshold are summed, corrected to a sum corresponding to one frame, and supplied as an output signal of the photodetector 23 to the subsequent data processing unit 12.
  • the pulse light quantity detection accuracy can be further improved.
  • FIG. 12 is a timing chart showing an operation sequence of the pixel 41.
  • the row driving circuit 54 controls both the transfer transistor 73 and the reset transistor 75 to be in an on state at a timing T1 immediately before the exposure period. By this control, all the charges accumulated in the accumulation node 72 between the photodiode 71 and the transfer transistor 73 are discharged to the power supply VDD. This control is hereinafter referred to as “PD reset”.
  • the row drive circuit 54 controls the transfer transistor 73 to be in an off state.
  • the storage node 72 is in a floating state, and new charge accumulation is started.
  • the row driving circuit 54 controls the reset transistor 75 to be turned off after the PD reset. Note that the reset transistor 75 may remain on during charge accumulation.
  • the selection transistor 77 is controlled to be in an off state in order to allow access to other pixels 41 connected to the vertical signal line 58.
  • the row driving circuit 54 controls the reset transistor 75 and the selection transistor 77 to be in an on state.
  • the selection transistor 77 is turned on, the selected pixel 41 is connected to the vertical signal line 58.
  • the reset transistor 75 is turned on, the detection node 76 that is the input of the amplification transistor 74 and the power supply VDD are short-circuited. Thereby, a reference potential is generated in the selected pixel 41.
  • the row driving circuit 54 controls the reset transistor 75 to be in an off state.
  • the potential of the detection node 76 is somewhat lowered from the reference potential due to coupling with the gate of the reset transistor 75, and enters a floating state. Furthermore, significant kTC noise is generated at the detection node 76 at this time. Since a floating diffusion layer (Floating Diffusion) is generally used as the detection node 76, the control for resetting the potential of the detection node 76 by turning on the reset transistor 75 is hereinafter referred to as “FD reset”.
  • Detecting circuit 52 performs sampling N times (for example, 4 times) between the FD reset and the end of an exposure period to be described later. In these samplings, the signal of the potential of the vertical signal line 58 is converted into a digital signal Ds1 as a reset signal by the AD converter 91 of the detection circuit 52. Multiple sampling of the reset signal is handled as the first reading in correlated double sampling.
  • the row driving circuit 54 controls the transfer transistor 73 to be in an on state.
  • the electric charge accumulated in the accumulation node 72 is transferred to the detection node 76.
  • the row driving circuit 54 controls the transfer transistor 73 to be in an OFF state.
  • the potential of the detection node 76 decreases by the amount of accumulated charge (that is, the potential becomes shallower) than before the transfer transistor 73 is driven.
  • the voltage corresponding to the fall is amplified by the amplification transistor 74 and output to the vertical signal line 58.
  • the detection circuit 52 performs sampling N times (for example, four times). In these samplings, the signal of the potential of the vertical signal line 58 is converted into a digital signal Ds2 as an accumulated signal by the AD converter 91 of the detection circuit 52. Multiple sampling of the accumulated signal is handled as the second reading in correlated double sampling.
  • the detection circuit 52 compares the digital signal Ds2 that is the sampled accumulated signal and the digital signal Ds1 that is the reset signal, and calculates a pixel output value corresponding to the amount of incident photons based on the comparison result.
  • the detection circuit 52 adds all of the plurality of sampled digital signals Ds1 and calculates an average value thereof. Similarly, a plurality of sampled digital signals Ds2 are all added, and an average value thereof is calculated. The detection circuit 52 obtains a difference between the average value of the digital signal Ds1 and the average value of the digital signal Ds2 as a net accumulated signal. This net accumulated signal becomes the pixel output value corresponding to the amount of incident photons. The kTC noise generated at the time of FD reset is canceled by using the difference between the digital signals Ds1 and Ds2 as a net accumulated signal.
  • noise can be reduced by sampling the digital signals Ds1 and Ds2 N times (multiple times), but the number of times of sampling may be one.
  • the average of these may not be calculated, and the total value may be processed as an N-fold signal.
  • the exposure period of each pixel 41 is a period between the above-described reset operation and readout operation.
  • the transfer transistor 73 is turned off after being turned on at timing T1 and then turned on and turned off at timing T4. It is a period.
  • the generated charge becomes a net stored signal represented by the difference between the reset signal and the stored signal, and is derived by the detection circuit 52 according to the procedure described above. Is done.
  • the time from the end of exposure until the next timing T1 arrives and the exposure starts is a dead period. If the generation of the dead period is inconvenient in terms of the sensitivity of the apparatus, the read line may be immediately PD reset. Alternatively, the PD reset may be omitted, and the charge transfer at the timing T4 may be combined with the PD reset at the timing T1. If the PD reset is omitted, the next charge accumulation in the photodiode 71 is started immediately after the charge transfer at the completion of exposure. As a result, the dead period becomes zero. In this case, the exposure time is determined by the frame rate.
  • each pixel 41 connected to each of the detection circuits 52A to 52D in the pixel array unit 51 is regarded as a pixel group and data processing is performed in units of pixel groups, the above-described reading process is greatly simplified. Can do. That is, there are 50 pixels 41 connected to each detection circuit 52A in the pixel array unit 51, and there are 50 detection circuits 52B to 52D. A process of adding the pixel output value for each pixel group with respect to the reset signal and the accumulation signal with the 50 pixels 41 as a pixel group and using the difference as a total output of the net accumulation signal of the pixel group is performed for each detection circuit 52A. To 52D can be easily implemented. Therefore, it is not necessary to transfer the data group AD-converted in units of four rows to the output control circuit 57, and each pixel group may transfer the total output of the net accumulated signal once per frame.
  • the output control circuit 57 When the readout process is performed in units of pixel groups, the output control circuit 57 also executes error determination processing in units of pixel groups.
  • the number of pixels constituting one pixel group is preferably 1/100 or less of all pixels as described above. In the present embodiment, since the number of shared pixels of each of the detection circuits 52A to 52D is 50, the number of pixels constituting one pixel group is 1/800 of all the pixels of the pixel array unit 51 of 200 ⁇ 200. 1/100 or less.
  • FIG. 13 is a timing chart showing a procedure for reading pixel data of one frame.
  • the vertical axis in FIG. 13 is the row address, and the horizontal axis is the time.
  • reading of pixel data in units of four rows is performed for all pixels at the same time interval.
  • the pixel rows of the pixel array unit 51 are simultaneously selected in units of four rows and sequentially accessed from the lower address. In the lower row, the pixel output is described as a total value of four rows.
  • each pixel 41 is PD reset immediately after reading, and detection of minute pulse light is started. Then, after a certain unit detection period T ACC has elapsed, reading is sequentially performed. The light emission pulse incident in the unit detection period T ACC from the end time of the reading T RD 1 to the start time of the next reading T RD 2 is output as frame data in the reading of the reading T RD 2.
  • the incidence frequency of radiation that is, the generation frequency of the light emission pulse
  • the unit detection period T ACC can be set sufficiently long with respect to the readout period, or when the generation timing of the light emission pulse can be controlled by an external device, There is no problem in the read operation as shown in FIG.
  • FIG. 14A is a diagram showing an example in the case where there are a plurality of pulse emission during the unit detection period T ACC .
  • FIG. 14A shows a state in which two radiations are incident on the scintillator 21 and pulsed during the unit detection period T ACC from the end time of the read T RD 2 to the start time of the next read T RD 3. It is shown. In this case, correct radiation energy cannot be obtained from the pixel data read in the reading T RD 3.
  • the photodetector 23 copes with such a problem by shortening the accumulation time of the pixel 41, that is, the unit detection period T ACC . That is, firstly, an error generation rate allowable in the photodetector 23 is determined in advance. When an error rate higher than a predetermined error rate is predicted from the measurement data, the photodetector 23 shortens the unit detection period T ACC and increases the frequency of reading.
  • the error occurrence rate can be predicted from the light emission pulse count rate assuming that it also follows the Poisson distribution.
  • FIG. 15A is a graph showing the emission pulse count rate Ps with respect to the average emission frequency ⁇ p of emission pulses in the unit detection period T ACC .
  • the count rate Ps of the light emission pulses is a rate at which the light emission pulses are detected, and is a probability that one or more light emission occurs during the unit detection period TACC .
  • the difference between the solid line and the broken line in FIG. 15A is a false detection.
  • the emission pulse count rate Ps 0.08
  • the actual average number of times of light emission ⁇ p is expected to be 0.0834.
  • the ratio of energy detection is 0.0767 indicated by a broken line.
  • the difference 0.0033 at this time is the occurrence probability of erroneous detection, and corresponds to 4.1% of the count rate Ps of the light emission pulses.
  • the count rate Ps of the light emission pulse is 8%
  • the error occurrence rate is 4.1%
  • light emission is performed twice or more at 4.1% of the counted pixel data, and there is an error in energy detection. Can be determined to have occurred.
  • FIG. 15B is a graph showing the relationship between the count rate Ps of the light emission pulses and the error occurrence rate at that time.
  • the light emission pulse count rate Ps is 2% or less.
  • the accumulation time of the pixel 41 that is, the unit detection period T ACC may be shortened to shorten the detection cycle.
  • FIG. 16 shows a flowchart of a detection cycle control process for controlling the unit detection period T ACC based on an allowable error occurrence rate. This process is started, for example, when the radiation counting apparatus 1 performs radiation counting.
  • the radiation counting apparatus 1 performs a predetermined number of times of sampling (that is, detection of a light emission pulse) at a predetermined sample rate.
  • the photodetector 23 performs sampling a total of 500 times at a sample rate of 100 times / second.
  • the data processing unit 12 counts radiation based on the pixel output value from the photodetector 23.
  • the photodetector 23 performs a predetermined number of samplings at a predetermined initial sample rate.
  • a predetermined number of times of sampling is executed at a sample rate corresponding to the processing result of step S24, S26, or S27 described later.
  • step S23 the data processing unit 12 determines whether the calculated emission pulse count rate Ps is within a specified range. For example, when the allowable error occurrence rate is determined to be 3%, the count rate Ps of the corresponding light emission pulse is about 6% from the graph shown in FIG. For example, a range of 3% to 6% is set as the specified range of the counting rate Ps of the light emission pulses. In this case, the data processing unit 12 determines whether or not the calculated emission pulse count rate Ps is within a range of 3% to 6%.
  • step S23 When it is determined in step S23 that the calculated emission pulse count rate Ps is within the specified range, the process proceeds to step S24, and the data processing unit 12 stores the radiation count result. The stored radiation count results are used to derive the energy profile.
  • step S23 if it is determined in step S23 that the calculated emission pulse count rate Ps is smaller than the specified range, for example, in the above-described example in which the allowable error rate is determined to be 3%. If the count rate Ps of the light emission pulses is 2%, the process proceeds to step S25, and the data processing unit 12 stores the radiation count result. In step S ⁇ b> 26, the data processing unit 12 changes the sample rate to a sample rate at which the accumulation time is longer than the current time, and supplies the changed sample rate to the photodetector 23. By extending the accumulation time, the amount of data processing and power consumption can be reduced.
  • step S23 if it is determined in step S23 that the calculated emission pulse count rate Ps is greater than the specified range, for example, in the above-described example in which the allowable error rate is determined to be 3%. If the count rate Ps of the light emission pulses is 7%, the process proceeds to step S27, and the data processing unit 12 changes the sample rate to a sample rate at which the accumulation time is shorter than the current time, and changes the changed sample rate. This is supplied to the photodetector 23. Therefore, when it is determined that the calculated emission pulse count Ps is larger than the specified range, the radiation count result is not stored and discarded.
  • step S24, S26, or S27 the process returns to step S21, and the processes of steps S21 to S27 described above are repeated.
  • the above detection cycle control processing is continuously executed until the radiation counting device 1 finishes counting the radiation, and is terminated when the counting of radiation is terminated by, for example, a user instruction operation.
  • the detection cycle control process if the calculated emission pulse count rate Ps is smaller than the specified range, the accumulation time is extended to lower the sample rate, and if larger than the specified range, the accumulation time is decreased. Control for shortening and increasing the sample rate is executed.
  • the minimum value of the unit detection period T ACC is 0, and the timing chart at that time is as shown in FIG.
  • the period of reading TRD of one frame is 0.8 milliseconds
  • the detection cycle is 0.8 milliseconds and the sample rate is 1,250 times / second.
  • the sample rate can be further increased by using only a part of the pixel rows without using all the pixel rows of the pixel array unit 51.
  • 50 times of read processing are executed by 4-row collective access to the pixel array unit 51 of 200 rows per frame.
  • the number of reading processes is ended by five times. In such detection, since only 10% of the incident pulse light is detected, the energy resolution is deteriorated, but the sample rate is 10 times 12,500 times / second.
  • the calculated emission pulse count rate Ps is maintained. There may be a case where it is determined that it is larger than the specified range. In this case, energy detection becomes difficult.
  • the radiation dose is determined by the following process. It can be measured.
  • the radiation counter 1 sets the count rate Ps_A1 to the count rate Ps_A1.
  • a second count rate Ps_A2 larger than that is set.
  • the data processing unit 12 of the radiation counting apparatus 1 shows the relational expression between the emission pulse count rate Ps and the average number of emission times ⁇ p shown in FIG. Accordingly, the average light emission number ⁇ p is calculated from the calculated light emission pulse count rate Ps.
  • the emission pulse count rate Ps is about 0.63
  • the data processing unit 12 is based on the relational expression between the emission pulse count rate Ps and the average emission count ⁇ p.
  • the average light emission number ⁇ p is derived.
  • the data processing unit 12 decreases the sample rate and derives an integral radiation dose.
  • M is the number of radiations incident on each frame
  • Ap is the average light quantity integrated value of the light emission pulses
  • ⁇ p is the variation.
  • M (Ap / ⁇ p) 2
  • the data processing unit 12 obtains the number M of radiations using the average Ap of the light intensity integrated value for each frame and its variation ⁇ p.
  • step S41 the radiation counting apparatus 1 performs a predetermined number of times of sampling at a predetermined sample rate, and calculates the count rate Ps of the light emission pulses.
  • step S42 the radiation counting apparatus 1 determines whether the calculated count rate Ps of the light emission pulses is equal to or less than the first count rate Ps_A1.
  • step S42 If it is determined in step S42 that the calculated emission pulse count rate Ps is equal to or less than the first count rate Ps_A1, the process proceeds to step S43, and the radiation counter 1 detects the detected emission pulse (single pulse). ) Is derived. After step S43, the process returns to step S41.
  • step S42 determines that the calculated emission pulse count rate Ps is greater than the first count rate Ps_A1
  • the process proceeds to step S44, and the radiation counting apparatus 1 determines that the current sample rate is the radiation count. It is determined whether the upper limit value of the device 1 is reached.
  • step S44 If it is determined in step S44 that the current sample rate is not the upper limit value, the radiation counting apparatus 1 increases the sample rate and returns the process to step S41.
  • step S44 determines that the sample rate is the upper limit value
  • the process proceeds to step S46, and the radiation counting apparatus 1 determines that the calculated emission pulse count rate Ps is equal to or less than the second count rate Ps_A2. Determine if there is.
  • step S46 When it is determined in step S46 that the calculated emission pulse count rate Ps is equal to or less than the second count rate Ps_A2, the process proceeds to step S47, and the radiation counting apparatus 1 calculates the average of the emission pulse count rate Ps.
  • the radiation dose is derived by calculating the average number of light emission ⁇ p from the calculated light emission pulse count rate Ps according to the relational expression of the number of light emission ⁇ p.
  • step S47 the process returns to step S41.
  • steps S41 to S45 surrounded by a broken line correspond to the detection cycle control process in FIG.
  • Such an accumulation time control method is not limited to the circuit configuration of the pixel 41 and the configuration of the photodetector 23 described with reference to FIG.
  • the pixel includes a photoelectric conversion element, an accumulation unit that accumulates the photoelectrically converted charge in the pixel, an output unit that outputs the charge of the accumulation unit at a desired timing, and a reset unit that resets the charge of the accumulation unit
  • the above-described accumulation time control method can be applied.
  • FIG. 20 shows an example of pixel output when there is pulse light emission during the readout period.
  • a minute light pulse is incident during the period of reading T RD 2.
  • the incident minute light pulse is reflected as an accumulation signal only in the output of a part of pixels of one frame, and the remaining pixels are outputted as an accumulation signal in the next readout T RD 3 period.
  • the Such a state can occur at a high frequency when the radiation dose increases and the unit detection period T ACC becomes shorter in the detection cycle control process of FIG.
  • the data processing unit 12 determines the presence and intensity of the light emission pulse using the digital signal supplied from the photodetector 23 using a plurality of continuous frames.
  • FIG. 21 shows read data for two frames when four rows are collectively read using four adjacent rows of the pixel array unit 51 as a read unit (block).
  • FIG. 21A shows the read data of read T RD 1 as the first frame and the read data of read T RD 2 as the second frame.
  • FIG. 21B shows the read data of read T RD 2 as the second frame and the read data of read T RD 3 as the third frame.
  • one frame is divided into 50 blocks and read, and 2 frames are data for 100 blocks.
  • the average signal amount of one block when incident is 80 [e ⁇ ].
  • the readout noise is 0.5 [e ⁇ ] per pixel
  • the output of one block when a minute light pulse is incident is represented by the average signal amount and the total readout noise, so that 80 ⁇ 14.14 [e ⁇ ], that is, an output of about 65 to 95 is obtained. Indicates that a minute light pulse is incident.
  • the data processing unit 12 observes the output in units of blocks, and when one or a plurality of continuous blocks all exceed a prescribed determination threshold value, it is regarded as significant data and starts the optical pulse output. It is judged that.
  • the determination threshold is, for example, 30 [e ⁇ ], which is approximately 2 ⁇ of the floor noise
  • the data processing unit 12 determines that the output exceeds the specified determination threshold for four consecutive blocks as an optical pulse output. .
  • the probability that a block without incident light pulses exceeds this is about 2.5%.
  • the data processing unit 12 executes a determination process using the reading data of the reading T RD 1 and the reading data of the reading T RD 2.
  • the signal amount exceeds the determination threshold at the 64th block, and pulse output is started.
  • the determination threshold value is still exceeded even in the 100th block, it is detected that the pulse output has not ended and straddles the next frame (third frame). Therefore, the determination is suspended at this point.
  • the data processing unit 12 executes a determination process using the read data of the read T RD 2 and the read data of the read T RD 3.
  • the signal amount exceeds the determination threshold at the 14th block, and pulse output is started.
  • the pulse output falls in the middle of the fourth frame across the third frame and the fourth frame.
  • the data processing unit 12 adds the signal amount for 50 blocks (number of blocks corresponding to one frame) from the pulse start position to detect the light amount.
  • the determination process at the end of reading of the next read T RD 4 is performed using the read data of the third frame and the fourth frame, but the pulse is started from the beginning (first block) of the third frame which is the previous frame. Instead of performing detection, detection of pulse output is started from the 14th block, which is a block where the end of pulse output is detected.
  • the start position of the pulse output is detected, and the light amount detection is performed by adding the signal amount for a predetermined number of blocks from the detected start position, but the determination process is not limited to this example.
  • the determination process is not limited to this example.
  • the start of pulse output is detected, it is detected that the signal amount of a plurality of blocks continuously falls below the determination threshold, and the end of pulse output is detected, or the last four blocks (97 to 97) of two frames are detected.
  • a process for detecting the signal amount and confirming that the pulse output has been completed for the 100th block may be added.
  • the data processing unit 12 identifies the generation timing of data corresponding to the light emission pulse by confirming the signal amount in units of blocks read from the pixel array unit 51.
  • the generation timing is specified by comparing the signal amount with the determination threshold over one block or a plurality of blocks.
  • the signal amount may be added after executing the above-described error determination processing on the block unit data and discarding the error data.
  • the amount discarded as error data is corrected by error determination processing and output.
  • FIG. 22 is a timing chart showing an operation sequence of the pixel 41 enabling the global shutter.
  • the row drive circuit 54 starts exposure by performing PD reset at timing T11. Then, at the timing T12 immediately after the start of exposure, the row drive circuit 54 controls the selection transistor 77 to be in an on state. Then, the detection circuit 52 samples the reset signal N times (for example, four times) during a period until the timing T13 when the selection transistor 77 is controlled to be turned off. By storing the reset signal sampling result for each pixel, FD reset at timing T2 in FIG. 12 and subsequent reset signal sampling are substituted.
  • the row driving circuit 54 controls the transfer transistor 73 to be on. By this control, the electric charge accumulated in the accumulation node 72 is transferred to the detection node 76.
  • the row drive circuit 54 controls the selection transistor 77 to be in an ON state.
  • the detection circuit 52 samples the accumulated signal N times (for example, 4 times) until a timing T16 when the selection transistor 77 is controlled to be turned off.
  • the exposure timings T11 and T14 and the signal sampling timings T12 and T15 are independent. Therefore, for example, even when a plurality of pixels 41 share the detection circuit 52, it is possible to perform a so-called global shutter operation in which exposure is started and ended at the same time, and reading is sequentially performed for each pixel.
  • kTC noise generated at the time of FD reset in each pixel 41 (here, it is simultaneously performed at the time of PD reset at timing T11) is reduced. Cancel and get the net accumulated signal.
  • one PD reset can be omitted and the dead period can be made zero.
  • FIG. 23 is a timing chart when the operation sequence of FIG. 22 is transformed to a dead period zero.
  • the transfer transistor 73 is not driven, only the reset transistor 75 is turned on, and only the FD (detection node 76) is reset while maintaining the charge of the photodiode 71. Then, when the charge of the photodiode 71 is transferred to the detection node 76 by the charge transfer at timing T14, the exposure period ends, and at the same time, this becomes a PD reset, and the next charge accumulation in the photodiode 71 is started. As a result, the dead time for detecting the pulsed light becomes zero, and the accumulation time becomes equal to the frame rate.
  • the operation sequences shown in FIGS. 22 and 23 have the following characteristics.
  • (First Step) Electric charges are discharged from the photodiode 71 of each pixel 41, and exposure is started for all the pixels at the same time.
  • (Second Step) Next, the detection node 76 of each pixel 41 is reset.
  • (Third Step) Next, a reset signal is read out to the detection circuit 52 for each pixel 41.
  • (Fifth Step) Finally, the accumulated signal is read out to the detection circuit 52 for each pixel 41.
  • the first step also serves as the fourth step and the next exposure is started immediately after the exposure is completed, an operation sequence with zero dead period is obtained.
  • FIG. 24 illustrates a configuration example of the second embodiment of the radiation counting apparatus to which the present technology is applied.
  • FIG. 24 is a perspective view of the radiation counting apparatus 1 according to the second embodiment corresponding to B in FIG.
  • the radiation counting apparatus 1 also includes a light receiving unit 11 and a data processing unit 12.
  • one scintillator 21 is made to correspond to the photodetector 23, and the scintillation light is diffused over the entire opening of the photodetector 23.
  • the radiation counting apparatus 1 has a scintillator array 121 including four scintillators 21-C1 to 21-C4 with respect to the photodetector 23.
  • the four scintillators 21-C1 to 21-C4 are optically separated from each other.
  • the light receiving area of the photodetector 23 is divided into four areas 122-C1 to 122-C4 corresponding to the four scintillators 21-C1 to 21-C4 of the scintillator array 121.
  • a light shielding portion 123 is provided between the adjacent region 122. The light shielding portion 123 prevents light leakage from the scintillators 21 other than the corresponding scintillators 21 in each of the four regions 122-C1 to 122-C4.
  • the light shielding portion 123 can be omitted.
  • pulsed photons generated by gamma rays incident on the scintillator 21-C1 reach only the corresponding region 122-C1.
  • a plurality of pixels 41 are arranged in a two-dimensional lattice, and the scintillation light is received by the four regions 122- Implemented independently for each of C1 through 122-C4.
  • the data processing unit 12 performs radiation counting, light amount measurement, energy determination, and the like for each region 122 based on the digital signal supplied from the photodetector 23.
  • the scintillator array 121 corresponds to the photodetector 23, it is possible to cause spatial resolution in the photodetector 23.
  • the set of the photodetector 23 and the scintillator array 121 is further tiled in the XY direction (a plurality of arrays are arranged in an array), so that a configuration of a radiation counting device with improved spatial resolution can be obtained. It is.
  • the scintillator array 121 is composed of four 2 ⁇ 2 scintillators 21-C1 to 21-C4, but the X direction (horizontal direction) and Y direction (vertical direction) of the scintillator 21 ) Is not limited to this. That is, the scintillator array 121 only needs to have a plurality of scintillators 21 arranged therein.
  • FIG. 25 shows a semiconductor substrate structure example of the photodetector 23.
  • the photodetector 23 can be formed on one semiconductor substrate (for example, a silicon substrate), but can also be formed on two semiconductor substrates as shown in FIG. 25, for example.
  • the photodetector 23 is configured by a laminated structure of two semiconductor substrates, an upper substrate 141 and a lower substrate 142.
  • a pixel array unit 51 is formed on the upper substrate 141.
  • a plurality of detection circuits 52, a row drive circuit 54, a reference voltage generation circuit 56, a timing control circuit 55, an output control circuit 57, and the like are formed on the lower substrate 142.
  • the upper substrate 141 and the lower substrate 142 are stacked using a substrate bonding technique such as bonding of silicon wafers. Further, the upper substrate 141 and the lower substrate 142 are electrically connected by a metal bond such as a Cu—Cu bond, a through via, or the like.
  • a plurality of detection circuits 52 are formed so that one detection circuit 52 corresponds to a pixel group 161 composed of four pixels close to each other in the pixel array unit 51. . That is, one detection circuit 52 on the lower substrate 142 is shared by a plurality of adjacent pixels 41 in the pixel array unit 51.
  • the reason why the pixel group 161 is configured by a plurality of adjacent pixels 41 is that an abnormal value when radiation is directly incident is caused to occur in a plurality of adjacent pixels.
  • Each detection circuit 52 sequentially AD-converts the output signals of the respective pixels 41 in the corresponding pixel group 161, further adds them, and supplies them to the output control circuit 57. That is, when one detection circuit 52 is provided for a pixel group 161 composed of a plurality of adjacent pixels in the pixel array unit 51, the detection circuit 52 outputs an output signal of each pixel 41 in the pixel group 161. In addition to AD conversion, the output signals of the pixels 41 in the pixel group 161 can be added together.
  • the comparator 101 compares the output signal of the pixel group 161 supplied from the detection circuit 52 with the threshold value read from the threshold value register 102. Thus, it is determined whether or not the output signal of the pixel group 161 unit is an error. When the output signal of the pixel group 161 unit is larger than the threshold and it is determined that there is an error, the output signal is discarded.
  • the output signals of the pixel groups 161 are further summed and stored in the sum signal register 105.
  • the output signal stored in the summation signal register 105 is supplied to the signal correction unit 106.
  • the signal correction unit 106 Based on the error count value supplied from the error counter 103, the signal correction unit 106 corrects the output signal supplied from the sum signal register 105 to an output signal corresponding to one frame, and outputs it to the subsequent stage.
  • the ratio (aperture ratio) of the pixel array portion 51 in the photodetector 23 is increased, and the energy resolution is improved. Can do.
  • the large scintillator 21 is disposed in front of the light receiving surface of the photodetector 23, most of the scintillation light can be received, and the radiation sensitivity can be increased.
  • the light yield can be increased.
  • the photodetector 23 can be mass-produced with the same manufacturing process on the same manufacturing line as the CMOS image sensor.
  • the radiation counting apparatus 1 manufactured in this way is small and light, resistant to environmental fluctuations, stable in characteristics, and easy to maintain.
  • the output of the radiation counting device 1 is a digital signal
  • the subsequent circuit only needs to process the digital signal, is not easily affected by noise from the surroundings, and easily processes data output from a large number of light receiving units. can do.
  • one detection circuit 52 is provided for the pixel group 161 including four pixels in the pixel array unit 51 in the lower substrate 142, but the detection circuit 52 is provided in units of pixels. It may be provided. In this case, for example, one frame is 16 ⁇ s, and all the pixels are collectively read once per frame. Then, the output signal of each pixel 41 is compared with a threshold value in units of one pixel to determine whether or not there is an error.
  • circuit configuration of the pixel 41 shown in FIG. 3 is a configuration often adopted in a CMOS image sensor for a camera.
  • the photodiode 71 For detecting weak light pulses such as scintillation, it is advantageous to increase the area of the photodiode 71 as much as possible as described above. On the other hand, the enlargement of the photodiode 71 makes it difficult to collect charges at the one-electron level by drifting the charge generated in the photodiode 71 by photoelectric conversion. If uncollected charges remain in the photodiode 71, it reduces the accuracy of light amount detection and at the same time becomes a noise generation source in the next detection. Such uncollected charges are generated by trapping charges with a certain probability in a potential dip caused by variations in impurity concentration in the photodiode 71. When the photodiode 71 becomes large and the internal electric field weakens, the capture probability increases.
  • FIG. 26 shows another circuit configuration of the pixel 41, and shows a circuit provided with means for completely eliminating charges slightly existing in the photodiode 71 at the time of PD reset.
  • 26 includes a photodiode 71, a transfer transistor 73, a detection node 76, and an amplification transistor 74 that amplifies and outputs the signal of the detection node 76, and further connects the detection node 76 to the power supply VDD.
  • Reset transistor 75 and a second reset transistor 181 directly connected to the photodiode 71 and connected to the power supply VDD.
  • FIG. 27 shows a planar layout of the pixel circuit shown in FIG.
  • the number of the second reset transistors 181 may be one, but as shown in FIG. 27, a plurality of the second reset transistors 181 may be provided so that the remaining charges of the large-area photodiode 71 can be completely discharged. Since such second reset transistors 181 do not affect the parasitic capacitance of the detection node 76 at all, a flexible plurality of arrangements are possible.
  • FIG. 28 is a timing chart showing an operation sequence of the pixel circuit shown in FIG.
  • timing for turning on the second reset transistor 181 may be anywhere other than the exposure period.
  • FIG. 29 is a timing chart showing an operation sequence of the pixel circuit of FIG. 26 when the dead period is zero.
  • the timing at which the second reset transistor 181 is turned on may be the same as the timing T24 at which the transfer transistor 73 is turned on, or may be performed continuously before or after the transfer transistor 73 is turned on. Good.
  • FIG. 29 shows a control example in which the second reset transistor 181 is turned on after the transfer transistor 73 is turned on.
  • the row driving circuit 54 controls the selection transistor 77 to the on state, and then until the timing T23 at which the row driving circuit 54 is controlled to the off state, the detection circuit 52 performs N times (for example, four times).
  • the reset signal is sampled.
  • the detection circuit 52 stores the reset signal sampling result for each pixel.
  • the row driving circuit 54 controls the transfer transistor 73 to be in an ON state. By this control, the electric charge accumulated in the accumulation node 72 is transferred to the detection node 76.
  • the row drive circuit 54 controls the second reset transistor 181 to the ON state at timing T25. With this control, the charge of the photodiode 71 is completely discharged.
  • the exposure period ends when the transfer transistor 73 that is turned on at timing T24 is controlled to be turned off, and the second exposure transistor 181 that is turned on at timing T25 is changed to the off state, and then the next exposure period starts. It becomes.
  • the row driving circuit 54 controls the selection transistor 77 to be in an ON state. Then, until the timing T27 when the selection transistor 77 is controlled to be in the OFF state, the detection circuit 52 samples the accumulated signal N times (for example, 4 times). The detection circuit 52 stores the result of sampling the accumulated signal for each pixel. Then, the detection circuit 52 derives a net accumulation signal represented by the difference between the reset signal and the accumulation signal for each pixel.
  • the discharge by the second reset transistor 181 completes the charge transfer by turning on the transfer transistor 73. Just after that.
  • the operation sequence shown in FIG. 29 makes the readout sequence and the exposure timing independent, enabling flexible timing setting. Thereby, even when the detection circuit 52 is shared by a plurality of pixels, it is possible to introduce a so-called global shutter that simultaneously starts and ends the exposure of all the pixels.
  • the pixel 41 discharges the accumulated charge in the photodiode 71 using both of them. More generally, the pixel 41 uses a plurality of transistors directly connected to the photodiode 71, and discharges accumulated charges of the photodiode 71 in conjunction with each other.
  • the size of the photodiode 71 that requires the mounting of the second reset transistor 181 is generally 100 ⁇ m 2 or more.
  • the photodetector 23 for detecting the weak light pulse can be applied to a device other than the radiation counting device described above. Therefore, a biopsy device will be described as an example in which the photodetector 23 is applied to a device other than the radiation counting device.
  • FIG. 30 shows a configuration example of a flow cytometer as a biopsy device to which the present technology is applied.
  • the flow cytometer 200 includes at least a photodiode 201 that detects forward scattered light 205 and a light detector 23 that detects side scattered light or fluorescence 206 emitted from a fluorescent marker attached to the specimen 203.
  • Specimens 203 such as cells flowing from the sample tube 202 are arranged in a line in the sample flow 204, and a laser beam 207 is irradiated from the laser light source 209 there.
  • a laser beam 207 is irradiated from the laser light source 209 there.
  • fluorescence 206 excited from a fluorescent marker or the like and scattered light are generated.
  • the forward scattered light 205 having a large amount of light is received by the photodiode 201, the size of the specimen 203 is detected, the timing of passing the specimen is acquired, and the event signal is generated.
  • the fluorescence 206 or the side scattered light emitted from the fluorescent marker attached to the specimen 203 becomes weak pulse light and is detected by the photodetector 23.
  • FIG. 31 shows how a weak pulse is detected by the photodetector 23 of the flow cytometer 200.
  • each pulse shape 221 has one specimen. It corresponds to passage of 203.
  • the forward scattered light 205 detected by the photodiode 201 also draws a pulse shape 222 with similar timing.
  • the photodiode 201 compares the intensity of the forward scattered light 205 with a predetermined threshold value 231, detects the passage of the specimen 203 at the timing T31 when the intensity of the forward scattered light 205 becomes equal to or higher than the threshold value 231, and outputs the event signal 232. appear.
  • the completion of exposure and data reading in the photodetector 23 are executed in synchronization with the event signal 232 passing through the specimen.
  • the data read access sequence is a global shutter with almost no dead period, in accordance with FIG. At this time, in-pixel transfer is performed in synchronization with the specimen passing event signal 232, and the exposure period ends and readout starts. Further, the next exposure period starts all pixels at once.
  • the photodetector 23 completes the exposure (accumulation) in each pixel 41 at a timing T32 after a certain delay considering the flow velocity and size of the specimen 203 from the acquisition of the event signal 232, and reads out the accumulated signal. To start. Further, at timing T32, the photodetector 23 starts the next exposure (accumulation).
  • the total value of the pixel outputs in each readout sequence corresponds to the total amount of photons received by the photodetector 23 for each pulse. Thereby, the intensity of side light scattered light and fluorescence for each specimen 203 is derived.
  • Such a photodetector 23 has a function of completing the accumulation of all effective pixels at a desired timing and outputting an accumulation signal. Further, the photodetector 23 starts the next accumulation immediately after the completion of the accumulation.
  • the specimen passing event signal 232 is generated at the timing T31 that passes through the threshold 231 and increases, but may be generated at the timing T33 that passes through the threshold 231 and decreases.
  • the generation at the timing T33 has an advantage that it can easily cope with the variation in the size and flow rate of the specimen 203.
  • the event signal 232 may be generated using side scattered light and fluorescence 206. In that case, they may be dispersed and applied to another event generating element, or an event generating element may be separately mounted in the photodetector 23.
  • Embodiments of the present technology are not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the gist of the present technology.
  • the photodetector 23 may be an independent device as an optical pulse detection device, for example, or may be incorporated as a part of a device other than the radiation counting device 1 and the flow cytometer 200.
  • the present technology can take a cloud computing configuration in which one function is shared by a plurality of devices via a network and is jointly processed.
  • each step described in the above flowchart can be executed by one device or can be shared by a plurality of devices.
  • the plurality of processes included in the one step can be executed by being shared by a plurality of apparatuses in addition to being executed by one apparatus.
  • a pixel array unit in which a plurality of pixels are arranged in a two-dimensional lattice;
  • An AD converter for converting an output signal of each pixel of the pixel array unit into a digital value having a gradation larger than 1 bit;
  • An optical pulse detection device comprising: a control circuit that performs an error determination process that compares the digital value with a first threshold value and discards the digital value that is larger than the first threshold value as an error.
  • the control circuit further compares the digital value with a second threshold value different from the first threshold value, and performs an error determination process for discarding the digital value smaller than the second threshold value as no signal.
  • the pixel is A charge storage unit that stores charges photoelectrically converted by the photoelectric conversion element; A reset transistor for resetting the charge of the charge storage unit; The optical pulse detection device according to any one of (1) to (5), further comprising: an output transistor that outputs the charge of the charge storage unit as the output signal.
  • the pixel is The optical pulse detection device according to (6), further including a second reset transistor that is directly connected to the photoelectric conversion element and resets a charge of the photoelectric conversion element.
  • the optical pulse detection device according to any one of (1) to (8), wherein the optical pulse detection device is configured by a laminated structure of a plurality of semiconductor substrates.
  • a control circuit that performs an error determination process that discards the digital value that is larger than the threshold as an error.
  • the optical pulse detection device Converting an output signal of each pixel of the pixel array unit into a digital value having a gradation larger than 1 bit;
  • An optical pulse detection method for performing an error determination process of comparing the digital value with a predetermined threshold and discarding the digital value larger than the threshold as an error.
  • the optical pulse detection device A scintillator and The light pulse detection device detects a light emission pulse emitted by radiation incident on the scintillator.
  • a data processing unit that calculates the count rate of the light emission pulse from the number of times of the light emission pulse detected by the light pulse detection device, and controls the accumulation time of the pixel based on the calculated count rate of the light emission pulse
  • the radiation counting apparatus further including: (13) The data processing unit, when it is determined that the calculated count rate of the light emission pulse is larger than a specified range, changes the sample rate to a sample rate at which the accumulation time of the pixel is shorter than the present time. Radiation counting device.
  • the data processing unit controls to use only a part of the pixel rows of the pixel array unit when it is determined that the calculated count rate of the light emission pulse is larger than a prescribed range, The radiation counting apparatus according to (13), wherein the sampling rate is changed to a sample rate that is shorter than the current accumulation time. (15) When it is determined that the calculated count rate of the light emission pulse is greater than the first count rate and equal to or less than the second count rate, the data processing unit calculates an average from the calculated count rate of the light emission pulses. The radiation counting apparatus according to (12), wherein the number of times of light emission is calculated to derive a radiation dose.
  • the radiation processing apparatus (16) The radiation processing apparatus according to (15), wherein the data processing unit derives an integral radiation dose when it is determined that the calculated counting rate of the emission pulse is larger than the second counting rate. . (17) The data processing unit determines that it is the start of light emission pulse output when the output signal of the readout unit exceeds a predetermined determination threshold, and derives the light amount of the light emission pulse.
  • the radiation counting device according to (12), . (18) The scintillator is composed of a scintillator array in which a plurality of optically separated scintillators are arranged, The radiation counting apparatus according to any one of (11) to (17), wherein the pixel array unit includes a light receiving region corresponding to the plurality of scintillators.
  • the radiation counting apparatus wherein the pixel array unit includes a light shielding unit between light receiving regions corresponding to the plurality of scintillators.
  • the optical pulse detection device detects fluorescence or scattered light excited by irradiating a specimen in a fluid with laser light.

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Abstract

本技術は、放射線計数をより正確に行うことができるようにする光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置に関する。 光パルス検出装置は、複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、デジタル値を所定の閾値と比較し、その閾値より大きいデジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う出力制御回路とを備える。本技術は、例えば、放射線計数装置等に適用できる。

Description

光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置
　本技術は、光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置に関し、特に、放射線計数をより正確に行うことができるようにする光パルス検出装置、光パルス検出方法、放射線計数装置、および生体検査装置に関する。
　検出器に入射された放射線の線量を、入射光子単位で個々のエネルギー分別を行いつつカウントする放射線計数器（フォトンカウント）は、サーベイメーターやガンマカメラ等、さまざまな分野に応用されている。検出器としては、通常、シンチレータおよび光電子増倍管が使用される。放射線計数器は、検出器に入射された放射線のエネルギーと個数を計数する。シンチレータに放射線の光子が１個以上入射すると、シンチレータは発光し、放射線のエネルギーに比例した光量の可視光のパルスを放つ。このような発光パルスは、放射線光子が入射するごとに発せられ、光電子増倍管によって検知される。ここで、シンチレータは、光電子増倍管に向けられた面のみを開口状態にした隔壁で覆われている。この隔壁は、外部からの可視光の侵入を遮断するとともに、望ましくは内部から生じた光を反射して、その全てを光電子増倍管に入射させる。
　このような放射線計数器において、光電子増倍管は発光パルスを電子に変換し、それを増幅することでアナログ電気パルスを発生させる。このアナログ電気パルスのパルス高は、シンチレータの発光光量、即ち放射線のエネルギーに比例する。そして、放射線光子が１個入射するごとに独立したパルスが出力されるため、放射線計数器は、パルス数を数えることによって、入射した放射線光子の個数を求めることができる。
　上述の放射線計数器内の検出回路は、発生したパルスを増幅、整形して、適度な遅延をもったアナログ波に変え、ＡＤ変換器によりデジタル値に変換する。これによって、放射線計数器は、入射した放射線光子ごとのエネルギーをデジタル値で導出できる。放射線計数器内のデジタル処理回路は、所定期間における検出回路の出力結果を集積し、放射線光子のエネルギースペクトルを導出する。このエネルギースペクトルは、放射線計数器が捉えた放射線光子の、エネルギーごとの存在比率を示す。これによって、放射線計数器は、放射線源を特定することができる。あるいは、放射線源から直接入射した放射線と、中途で散乱した放射線とを分別することができる。
　上述のように、放射線のフォトンカウンティングは、シンチレータおよび光電子増倍管を用いたものが主流である。しかし、光電子増倍管は、高価である上、小型軽量化に適さない。また、光電子増倍管は、磁場の影響を受けやすい。そのため、光電子増倍管の代わりに、ＡＰＤ（Avalanche PhotoDiode）やＳｉＰＭ（Silicon PhotoMultipliers）のアレイを用いたものも提案されている（例えば、特許文献１,２参照）。
特開２００９－２５３０８号公報 特表２０１１－５１５６７６号公報
　しかしながら、ＡＰＤのアレイを用いたものは出力信号が極めて微弱な上に温度による出力変動が激しく、外部環境の影響を受けやすい。また、ＳｉＰＭのアレイを用いたものは、高電界を要するために暗電流が大きく、アフタパルスやクロストーク等によりフロアノイズが大きい。さらに、ＡＰＤおよびＳｉＰＭのいずれも高電圧を使うため、別途電源回路が必要であり、出力もアナログ信号である。このため、別途アンプや積分回路、ＡＤ変換回路を外付けする必要があり、信号伝達の過程で外部ノイズの影響を受けやすい。
　さらにこのようなシンチレーションを用いた放射線計数には、多くのエラー要因が存在する。その主要な一つは、シンチレータを通過した放射線が検出器に直接入射した場合に発生する過剰信号である。さらに、ＡＰＤやＳｉＰＭ等では、Ｘ線の影響でシリコン結晶が破壊され、経時的に暗電流が悪化したり、欠陥画素が発生することもある。
　本技術は、このような状況に鑑みてなされたものであり、放射線計数をより正確に行うことができるようにするものである。
　本技術の第１の側面の光パルス検出装置は、複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、前記デジタル値を第１の閾値と比較し、前記第１の閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路とを備える。
　本技術の第２の側面の光パルス検出方法は、複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路とを備える光パルス検出装置が、前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換し、前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う。
　本技術の第１及び第２の側面においては、画素アレイ部の各画素の出力信号が１ビットより大きな階調のデジタル値に変換され、変換されたデジタル値が所定の閾値と比較され、閾値より大きいデジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理が行われる。
　本技術の第３の側面の放射線計数装置は、第１の側面の光パルス検出装置と、シンチレータとを備え、前記光パルス検出装置は、放射線が前記シンチレータに入射されて発光した発光パルスを検出する。
　本技術の第３の側面においては、放射線がシンチレータに入射されて発光した発光パルスが、第１の側面の光パルス検出装置で検出される。
　本技術の第４の側面の生体検査装置は、第１の側面の光パルス検出装置を備え、前記光パルス検出装置は、流体内の検体にレーザ光が照射されることにより励起された蛍光または散乱光を検出する。
　本技術の第４の側面においては、流体内の検体にレーザ光が照射されることにより励起された蛍光または散乱光が、第１の側面の光パルス検出装置で検出される。
　光パルス検出装置、放射線計数装置、及び、生体検査装置は、独立した装置であっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックであっても良い。
　本技術の第１乃至第４の側面によれば、微弱なパルス光をより正確に検出することができる。
　また、本技術の第１乃至第３の側面によれば、放射線計数をより正確に行うことができる。
　なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
本技術を適用した放射線計数装置の第１の実施の形態の構成例を示す図である。 光検出器の回路構成を示す図である。 画素の回路構成を示す図である。 各画素が出力したデジタル値の例を示す図である。 正常信号よりなる画素出力の見積例を示す図である。 正常信号よりなる画素出力の見積例を示す図である。 ３種類の放射性物質のエネルギー分解能を示す図である。 放射線計数装置のエラー判定処理に関するブロック図である。 エラー判定処理を説明するフローチャートである。 放射線計数装置のエラー判定処理に関するブロック図である。 エラー判定処理を説明するフローチャートである。 画素の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 画素アレイ部全体の読み出し動作について説明するタイミングチャートである。 単位検出期間中に複数のパルス発光がある場合の対処方法について説明する図である。 光パルスの計数率とエラー発生率との関係を示すグラフである。 単位検出期間を制御する検出周期制御処理を説明するフローチャートである。 サンプルレートを上げる制御例を示す図である。 サンプルレートを上げる制御例を示す図である。 線量検出処理を説明するフローチャートである。 読み出し期間中にパルス発光がある場合の画素出力例を示した図である。 判定処理を説明する図である。 グローバルシャッタを行う画素の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 不感期間ゼロに変形した場合のタイミングチャートである。 本技術を適用した放射線計数装置の第２の実施の形態の構成例示す図である。 光検出器の半導体基板構造例を示す図である。 画素のその他の回路構成を示す図である。 図２６の画素回路の平面レイアウトを示す図である。 図２６の画素回路の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 不感期間ゼロの場合の図２６の画素回路の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。 本技術を適用した生体検査装置としてのフローサイトメータの構成例を示す図である。 フローサイトメータの光検出器による微弱パルス検出の様子を示す図である。
　以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態という）について説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．放射線計数装置の第１の実施の形態（光検出器に対して１個のシンチレータを配置した構成例）
２．放射線計数装置の第２の実施の形態（光検出器に対して複数個のシンチレータを配置した構成例）
３．光検出器の半導体基板構造例
４．画素回路のその他の構成例
５．光検出器のその他の適用例
＜１．第１の実施の形態＞
＜１．１　放射線計数装置の構成例＞
　図１は、本技術を適用した放射線計数装置の第１の実施の形態の構成例を示している。
　図１に示される放射線計数装置１は、受光部１１とデータ処理部１２とで構成される。受光部１１は、シンチレータ２１、隔壁２２、および光検出器２３を備える。
　図１のAは、受光部１１のシンチレータ２１、隔壁２２、および光検出器２３を断面図で表しており、図１のBは、受光部１１のシンチレータ２１と光検出器２３の斜視図で表している。
　シンチレータ２１は、そこに放射線３１が入射されると光子３２を生成する。このシンチレータ２１は、例えば、ヨウ化ナトリウム（ＮａＩ）を含み、光検出器２３に対向する面の大きさが４ミリメートル（ｍｍ）角の直方体形状に加工されている。
　隔壁２２は、シンチレータ２１を覆い、可視光を遮断する。ただし、この隔壁２２は、光検出器２３に近接して向かい合う面のみが開口されている。隔壁２２は、光を反射する反射性物質（例えば、アルミニウム）により構成されることが望ましい。これにより、シンチレータ２１で発生した光子３２の殆どを光検出器２３に入射させることができる。
　光検出器２３は、光を検出してデジタル信号を生成する。この光検出器２３は、シンチレータ２１と向き合う受光面を有し、その受光面には、複数の画素４１が二次元格子状に配列されている。本実施の形態では、X方向（水平方向）及びY方向（垂直方向）それぞれ２００個（２００×２００）からなる４００００個の画素４１が配列されているものとする。画素４１の詳細については後述する。光検出器２３は、生成したデジタル信号を、信号線４２を介してデータ処理部１２に供給する。
　なお、シンチレータ２１と光検出器２３とは、適切な屈折率をもつ光学接着剤により接着されるのが望ましい。あるいは、シンチレータ２１と光検出器２３の中間にファイバーガラス等によるライトガイドが挿入されても良い。
　データ処理部１２は、光検出器２３から供給されるデジタル信号を処理して放射線計数を行う。また、データ処理部１２は、発光パルスの光量を導出し、入射した放射線のエネルギー判定（エネルギーに基づく放射線源の特定）を行う。
　データ処理部１２は、例えば、CPU（Central Processing Unit），ROM（Read Only Memory），RAM（Random Access Memory）などを備えるコンピュータで構成することができ、ROMや半導体メモリ等に格納されたプログラムを読み出してCPUで実行することにより、後述する各種の信号処理を実行することができる。
　放射線計数装置１は、シンチレータ２１と光検出器２３のセットをＸ－Ｙ方向にタイリングする（アレイ状に複数配列する）ことで、ガンマカメラ等、空間分解能をもつ放射線計数装置の構成とすることも可能である。
＜１．２　光検出器の構成例＞
　図２は、光検出器２３の回路構成を示している。
　光検出器２３は、画素アレイ部５１、検出回路５２、スイッチ５３、行駆動回路５４、タイミング制御回路５５、参照電圧生成回路５６、出力制御回路５７などを備える。光検出器２３を構成する各回路は、例えば、１つのチップに設けられる。
　画素アレイ部５１には、複数の画素４１が二次元格子状に配列されている。以下、複数の画素４１が配列された所定方向（図１のX方向）を行方向と称し、その行方向と直交する方向（図１のY方向）を列方向と称する。
　画素アレイ部５１内の１列の画素４１に対して、４個の検出回路５２及びスイッチ５３が設けられており、図２では、これらが検出回路５２A乃至５２D及びスイッチ５３A乃至５３Dとして示されている。例えば、画素アレイ部５１の第０列については、第０行の画素４１は、垂直信号線５８Aを介して検出回路５２Aとスイッチ５３Aに接続され、第１行の画素４１は、垂直信号線５８Bを介して検出回路５２Bとスイッチ５３Bに接続されている。第２行の画素４１は、垂直信号線５８Cを介して検出回路５２Cとスイッチ５３Cに接続され、第３行の画素４１は、垂直信号線５８Dを介して検出回路５２Dとスイッチ５３Dに接続されている。以下同様に、第４行、第８行、・・の画素４１が検出回路５２Aとスイッチ５３Aに接続され、第５行、第９行、・・の画素４１が検出回路５２Bとスイッチ５３Bに接続され、第６行、第１０行、・・の画素４１が検出回路５２Cとスイッチ５３Cに接続され、第７行、第１１行、・・の画素４１が検出回路５２Dとスイッチ５３Dに接続されている。その他の画素列についても同様である。また、画素アレイ部５１の各画素４１は、制御線５９を介して行駆動回路５４にも接続されている。
　検出回路５２は、タイミング制御回路５５の制御に従って画素アレイ部５１内の画素４１から供給されるアナログの電気信号をデジタル信号に変換し、スイッチ５３に供給する。
　スイッチ５３は、接続先の検出回路５２と出力制御回路５７との間の経路を開閉する。各列に配置された４個のスイッチ５３は、各列を順に選択する列駆動回路（不図示）の制御に従って、接続先の検出回路５２に保持されているデジタル信号を出力制御回路５７に供給する。
　行駆動回路５４は、タイミング制御回路５５の制御に従って各画素４１の駆動を制御する。上述したように、画素アレイ部５１には、行列状に配列された画素４１の１列に対して、４個の検出回路５２A乃至５２D及びスイッチ５３A乃至５３Dが設けられている。これにより、行駆動回路５４は、隣接する４行を同時選択して露光させ、アナログの電気信号の生成させることができる。同時選択された４行の画素４１で生成された電気信号は、検出回路５２A乃至５２Dにより読み出されて、デジタル信号に変換される。読出しが完了すると、行駆動回路５４は、次の４行について同様の制御を行う。即ち、検出回路５２A乃至５２Dは、列方向に４行単位でデジタル信号の読み出しを行い、画素アレイ部５１の全ての行の読出しが完了すると、１フレーム分、即ち光パルス検出の１単位に相当する画像データが出力されることになる。本実施の形態では、画素アレイ部５１が２００×２００の４００００画素で構成されており、４行の処理に１６マイクロ秒（μｓ）を要するとした場合、１フレームの読み出し出力には、５０回の処理を要し、約０．８ミリ秒（ｍｓ）を要する。
　タイミング制御回路５５は、検出回路５２、行駆動回路５４、参照電圧生成回路５６などの動作タイミングを制御する。タイミング制御回路５５は、例えば、行の走査タイミングを示すタイミング制御信号を生成して行駆動回路５４に供給する。また、タイミング制御回路５５は、参照電圧の供給動作を制御するＤＡＣ（Digital to Analog）制御信号を生成して参照電圧生成回路５６に供給する。また、タイミング制御回路５５は、検出回路５２の動作を制御する検出制御信号を検出回路５２へ供給する。
　参照電圧生成回路５６は、ＤＡＣ制御信号に従って参照電圧Ｖｒｅｆを生成して検出回路５２のそれぞれに供給する。検出回路５２は、画素４１から供給されるアナログの画素信号（の電圧）を参照電圧Ｖｒｅｆと比較することにより、アナログの画素信号をデジタル信号に変換する。
　出力制御回路５７は、後段のデータ処理部１２（図１）にデジタル信号を出力する。詳細は後述するが、出力制御回路５７は、画素アレイ部５１の各画素４１で検出された光パルスに対応するデジタル値に対してエラー判定処理を実行し、エラーデータを除去及び補正した後の画像データを出力する。
＜１．３　画素の回路構成＞
　次に、図３を参照して、画素４１の回路構成について説明する。
　画素４１は、フォトダイオード７１、蓄積ノード７２、転送トランジスタ７３、増幅トランジスタ７４、リセットトランジスタ７５、検出ノード７６、及び、選択トランジスタ７７を備える。転送トランジスタ７３、増幅トランジスタ７４、リセットトランジスタ７５、および選択トランジスタ７７には、例えば、ｎ型のＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor）トランジスタが用いられる。
　フォトダイオード７１は、光子を電荷に変換する光電変換素子である。このフォトダイオード７１は、蓄積ノード７２を介して転送トランジスタ７３に接続されている。フォトダイオード７１は、画素４１の回路が形成されたシリコン基板に入射した光子から、電子とホールのペアを発生させ、そのうちの電子を蓄積ノード７２に蓄積する。
　転送トランジスタ７３は、行駆動回路５４の制御に従って、蓄積ノード７２から検出ノード７６へ電荷を転送する。検出ノード７６は、転送トランジスタ７３からの電荷を蓄積して、その蓄積した電荷の量に応じたアナログの電圧を生成する。この電圧は、増幅トランジスタ７４のゲートに印加される。
　リセットトランジスタ７５は、蓄積ノード７２や検出ノード７６に蓄積された電荷を電源VDDに引き抜いて初期化（リセット）するものである。このリセットトランジスタ７５のゲートは行駆動回路５４に接続され、ドレインは電源VDDに接続され、ソースは検出ノード７６に接続されている。
　行駆動回路５４は、例えば、リセットトランジスタ７５を、転送トランジスタ７３と同時にオン状態に制御することで蓄積ノード７２に蓄積された電子を電源VDDに引き抜き、画素４１を蓄積前の暗状態、即ち光が未入射の状態に初期化する。また、行駆動回路５４は、リセットトランジスタ７５のみをオン状態に制御することにより、検出ノード７６に蓄積された電荷を電源VDDに引き抜き、その電荷量を初期化する。
　増幅トランジスタ７４は、ゲートの電圧を増幅するものである。この増幅トランジスタ７４のゲートは検出ノード７６に接続され、ドレインは電源VDDに接続され、ソースは選択トランジスタ７７に接続されている。この増幅トランジスタ７４は、垂直信号線５８を介して接続された定電流回路７８とソースフォロワを構成しており、検出ノード７６の電圧は、１弱のゲインで垂直信号線５８に出力される。その電圧の電気信号はＡＤ変換器９１を含む検出回路５２により取得される。
　選択トランジスタ７７は、行駆動回路５４の制御に従って、電気信号を出力する。この選択トランジスタ７７のゲートは行駆動回路５４に接続され、ドレインは増幅トランジスタ７４に接続され、ソースは垂直信号線５８に接続されている。
　画素４１は、フォトダイオード７１がリセットされてから、読み出しが行われるまでの期間、光電変換された電荷を内部に蓄積し、読み出し時に蓄積電荷に応じた信号を出力する。画素４１は、このような単位期間の蓄積と読み出しを繰り返し実行し、蓄積中に光パルスが入射されると、その結果を読み出し時に得ることができる。
　フォトダイオード７１の種類は、リセットによる電荷排出時には完全空乏化される、埋め込み型のフォトダイオードが望ましい。埋め込み型のフォトダイオード７１の特徴は、検出ノード７６とフォトダイオード７１の蓄積ノード７２が読み出し時に容量結合しないことである。その結果、検出ノード７６の寄生容量を低減するほど変換効率が向上し、１光子の入射に対する感度を向上させることができる。また、フォトダイオード７１を巨大化しても、変換効率が悪化することは無い。従って、フォトダイオード７１を巨大化すればするほど、同じ光束密度に対する画素あたりの感度は向上する。尚、同様の性質は、ＭＯＳ型の光電変換素子においても観察される。
　以上のように構成される画素４１は、例えば、ＡＰＤ、ＳｉＰＭ、高電子増倍管のような電子増倍を伴わない。従って、画素４１の出力は、増幅トランジスタ７４や検出回路５２内のＡＤ変換器９１に起因する読み出しノイズの影響を受けるが、上記性質を用いて画素感度を最大化することにより、その影響を相対的に最小化することができる。即ち、検出ノード７６の寄生容量を出来る限り低減するとともに、フォトダイオード７１を１電子転送が可能な範囲で出来る限り巨大化することで、画素４１のＳＮ比は最大化され、高感度検出器としての画素４１を実現することができる。
＜画素出力例＞
　放射線計数装置１は、例えば１個の放射線３１がシンチレータ２１に光電吸収されることによって生じた、例えば数千個の光子３２よりなる微弱発光パルスを測定する。光検出器２３は、測定対象の微弱発光パルスを、複数個の画素４１よりなる画素アレイ部５１で受光し、各画素４１が受光量に応じて独立した出力を発生する。各画素４１の出力は、ＡＤ変換器９１で１ビットより大きな階調を持つデジタル値に変換される。さらに各画素４１は、複数個の光子を検知することができる。
　光検出器２３の画素アレイ部５１で微弱なパルス光が受光される場合、それらは略均一かつランダムに各画素４１に分散されて受光される。したがって、微弱なパルス光が受光された場合の各画素出力も略均一となる。
　図４は、各画素４１が出力した電気信号をＡＤ変換器９１でAD変換した後のデジタル値の例を示している。
　本実施の形態では、ＡＤ変換器９１は、１光子信号が１０LSBとして出力されるような階調のデジタル値に変換して出力する。ここで、LSBは、デジタル値の最小出力単位である。なお、出力されるデジタル値には、光子信号に相当する値の他、読み出しノイズも含まれる。即ち、画素出力は、光子信号と読み出しノイズを合成した値となる。そのため、ノイズによりマイナスの値が出力される場合もある。図４の出力例では、そのままマイナス値で記載したが、全体にオフセットをかけて処理したり、或いはマイナス値はゼロに切り上げても良い。
　光検出器２３は、各々が階調出力を持つ高感度光検出セルである画素４１の集合体である。光検出器２３の各画素４１は、ＡＰＤやＳｉ－ＰＭのような強電界による電子増倍を行わないため、出力信号は微小である。その為、出力信号は有意な読み出しノイズを持つので、個々の画素４１における光子入射数は曖昧である。しかし、これらの画素出力を総合することで、放射線１個に対応するパルス光量を高い精度で導出することができる。
　一方で、光検出器２３において、放射線がシンチレータ２１を通過して画素アレイ部５１に直接入射された場合や、画素アレイ部５１内に欠陥画素が発生した場合には、画素４１は、大きな出力信号を局部的に発生させる。したがって、局部的に発生した大きな出力信号は、異常な出力信号であるとして除外する必要がある。
　そこで、光検出器２３は、このような正常信号と異常信号との画素アレイ部５１内分布の違いに着目し、異常信号のみを選択して破棄する機能を有する。即ち、光検出器２３は、局部的に発生する大きな出力信号は、正常な信号からは統計的に存在し得ないものとみなす処理を行う。
　高電子増倍管や通常のＡＰＤは、単一の検出器でパルス光を検出し、光量に応じたアナログパルスを発生する。ＳｉＰＭは、パルス光を画素アレイで受けるが、光子入射があった画素のみが一定の電荷パルスをバイナリで出力する。そして最終的な出力強度はパルス発砲した画素数により決定される。即ち、高電子増倍管やＡＰＤ、ＳｉＰＭなどは、いずれも、光検出器２３のように、二次元格子状の各画素４１が階調出力を行うものではないので、光検出器２３が行うような、画素アレイ部５１内の分布から出力値の異常を判断して除外する処理は行うことはできない。
＜１．４　エラー判定処理＞
　光検出器２３が行う、画素アレイ部５１の各画素４１の画素出力から異常値を判断して除外するエラー判定処理について、詳しく説明する。
　図５及び図６は、正常信号よりなる画素出力の見積例を示している。
　Ｔｃ（テクネチウム）９９ｍ、Ｃｓ（セシウム）１３７、及びＫ（カリウム）４０の３種類の放射性物質から放たれる放射線に対して、シンチレータ２１が発光し、総発光量の８０％を光検出器２３が受けるとする。２００ｘ２００で配列されている画素アレイ部５１が３０μｍ角で構成されている場合、各画素４１の信号電荷（即ち入射光子数）の発生確率（０ｅ－からの累積）は、図５及び図６に示されるようになる。これらは、測定対象となる放射線エネルギーの上限から予想される平均画素信号λｓから、ポワソン累積分布に従って導出することができる。
　ポアソン分布に従えば、平均画素信号λｓにおいて、ｋ個の光子入射が発生する確率Ｐ（ｋ）は、
　Ｐ（ｋ）＝（λｓ）k＊ｅ-λs／ｋ！
である。図５に示されるポアソン累積分布は、ｋ＝０としたＰ（０）、ｋ＝１としたＰ（１）、ｋ＝２としたＰ（２）、・・・の累積である。
　なお、平均画素信号λｓは、光検出器２３への実効入射光子数Ｎを総画素数で割った値であり、大凡以下のように導出できる。
　λｓ＝Ｎ／総画素数
　Ｎ＝シンチレータの全光収率ｘ放射線エネルギーｘシンチレーション光の光検出器への入射率ｘ光検出器の量子効率
　ここで、シンチレータの全光収率は、シンチレータ２１によって決定される特性値であり、光検出器への入射率及び光検出器の量子効率は、隔壁２２や画素４１の構造によって決定される光検出器２３に固有の値である。
　出力信号の発生確率９９．９９９％までを正常な信号としてカバーすることとする。このとき、例えば、Ｋ４０の崩壊ガンマ線に相当する１４６０ｋｅＶ以下の放射線が測定対象であった場合、図５及び図６によれば、８ｅ－を超える画素信号は何らかのエラーとみなしてよいことがわかる。この８ｅ－を超える画素信号に、読み出しノイズ分のマージンを、例えば３ｅ－として追加すれば、１１ｅ－を異常信号の閾値とすることができる。即ち、光検出器２３が、１１ｅ－を超過する出力信号をフレーム全体の出力信号から破棄することで、正常な信号を取り込みつつ、上記偽信号の影響をほぼ完全に除去することができる。
　単一の受光素子である高電子増倍管やＡＰＤ、各画素がバイナリ出力であるＳｉＰＭでは、このような手法で異常な信号と正常な信号を分離するのは原理的に不可能である。
　上述した例では、累積分布９９．９９９％を閾値としたが、デバイスに許容されるエラー率や判定の利便性等も考慮して、閾値は柔軟に設定することができる。例えば、多くのケースでは、１００ｅ－程度に閾値を設定した場合でも、殆どのエラー要素については除去することができる。
　各画素４１の読み出しノイズσｎを０．５ｅ－ｒｍｓとした場合、２００ｘ２００の画素アレイ部５１における総合ノイズは、１００ｅ－ｒｍｓで計算される。この総合ノイズと実効入射光子数Ｎのばらつきの合成が、光検出器２３としてのノイズであり、半値幅[％]で計算される光検出器２３のエネルギー分解能Ｒｐは以下のように見積もられる。
　Ｒｐ＝２．３５＊（Ｎ＋σｎ2＊総画素数）0.5／Ｎ
　図７は、各画素４１の読み出しノイズσｎを０．５ｅ－ｒｍｓとした場合のＴｃ９９ｍ、Ｃｓ１３７、及びＫ４０の３種類の放射性物質についての、光検出器２３のエネルギー分解能Ｒｐを示している。
　算出された各放射性物質のエネルギー分解能Ｒｐより、個々の画素４１における光子入射量が曖昧でも、それらの画素出力を総合することで、パルス光量の検出精度が統計的に確保されることが分かる。
　図８は、異常信号をエラーとして除去するエラー判定処理に関するブロック図である。
　エラー判定処理は、光検出器２３内の出力制御回路５７で実行することができる。
　出力制御回路５７は、比較器１０１、閾値レジスタ１０２、エラーカウンタ１０３、加算器１０４、合算信号レジスタ１０５、及び信号補正部１０６により構成される。
　単位検出期間中に、画素アレイ部５１の所定の画素４１に入射された光パルスが、アナログの画素信号に光電変換され、その画素４１に対応した検出回路５２へ供給される。検出回路５２のＡＤ変換器９１は、供給されたアナログの画素信号を、１ビットより大きな階調のデジタル値に変換し、出力制御回路５７の比較器１０１に供給する。
　比較器１０１は、検出回路５２から供給された所定の画素４１の画素出力値であるデジタル値を、閾値レジスタ１０２から読み出した閾値と比較することにより、画素出力値がエラーか否かを判定する。比較器１０１は、画素出力値と閾値との比較の結果、画素出力値が閾値より大きく、エラーであると判定した場合、その画素出力値を破棄するとともに、エラーカウンタ１０３のカウント値をインクリメントする。一方、比較器１０１は、画素出力値がエラーではないと判定した場合、その画素出力値を加算器１０４に供給する。
　閾値レジスタ１０２は、用途ごとに異なる複数の閾値を記憶しており、必要に応じて比較器１０１に供給する。エラーカウンタ１０３は、比較器１０１から供給される指令に基づき、内部のカウンタをインクリメントしたり、リセットする。
　加算器１０４は、比較器１０１から供給される画素出力値と、合算信号レジスタ１０５から供給される合算値を加算し、加算結果を合算信号レジスタ１０５に供給する。合算信号レジスタ１０５は、そこに記憶されている合算値を加算器１０４に供給するとともに、加算器１０４から新たに供給される合算値を、それまで記憶しておいた値に上書き記憶する。また、合算信号レジスタ１０５は、１フレームに相当する合算が終了した場合、格納されている合算値を、信号補正部１０６に供給する。
　エラーカウンタ１０３は、画素出力値がエラーと判定された回数（カウント値）を記憶し、信号補正部１０６に供給する。
　信号補正部１０６は、エラーカウンタ１０３から供給されるエラーのカウント値に基づいて、合算信号レジスタ１０５から供給される合算値を、１フレーム相当の合算値に補正する補正処理を実行する。具体的には、画素アレイ部５１の画素４１の総数がＭ、エラー数がＥである場合、合算信号レジスタ１０５に格納された合算値は（Ｍ－Ｅ）個の画素の出力合計値である。信号補正部１０６は、合算信号レジスタ１０５に格納された合算値に、Ｍ／（Ｍ－Ｅ）を乗ずることで、Ｍ個の画素に相当する合算値に補正する。但し、ＥがＭに対して十分に小さい場合は、この補正は省略することができる。
　図９のフローチャートを参照して、出力制御回路５７が実行するエラー判定処理について説明する。
　出力制御回路５７には、１フレーム分に相当する画素アレイ部５１の各画素４１の画素出力値が、例えば、ラスタスキャン順などの所定の順番で順次供給されるとして、図９のエラー判定処理は、例えば、１フレーム分の最初の画素４１の画素出力が供給されたとき、開始される。
　初めに、ステップＳ１において、比較器１０１は、供給された所定の画素４１の画素出力値が、閾値レジスタ１０２から読み出した閾値より大きいか否かを判定することにより、画素出力値がエラーであるかを判定する。
　ステップＳ１で、供給された画素出力値が閾値より大きく、エラーであると判定された場合、処理はステップＳ２に進み、比較器１０１は、その画素出力値を破棄するとともに、エラーカウンタ１０３のカウント値（エラーカウント値）をインクリメントする。
　一方、ステップＳ１で、供給された画素出力値が閾値以下であり、エラーではないと判定された場合、処理はステップＳ３に進み、比較器１０１は、その画素出力値を加算器１０４に供給する。そして、加算器１０４は、比較器１０１から供給された画素出力値と、合算信号レジスタ１０５から取得した合算値を加算し、加算後の合算値を合算信号レジスタ１０５に供給する。
　次のステップＳ４において、合算信号レジスタ１０５は、加算器１０４から供給された合算値を、新たな合算値として上書き記憶する。
　ステップＳ５において、出力制御回路５７は、１フレーム分に相当する全ての画素４１の画素出力値について閾値と比較したかを判定する。
　ステップＳ５で、１フレーム分の全ての画素について比較していないと判定された場合、処理はステップＳ１に戻される。そして、次に検出回路５２から供給される画素出力値に対して、上述したステップＳ１乃至Ｓ５の処理が繰り返される。
　一方、ステップＳ５で、１フレーム分の全ての画素について比較したと判定された場合、処理はステップＳ６に進み、信号補正部１０６は、エラーカウンタ１０３から供給されたエラーカウント値に基づいて、合算信号レジスタ１０５から供給される合算値を、１フレーム相当の合算値に補正する。そして、信号補正部１０６は、補正後の合算値を表す合算信号を、光検出器２３の出力信号として、後段のデータ処理部１２に供給して、エラー判定処理を終了する。
　以上のように、エラー判定処理では、出力制御回路５７が、画素出力値を閾値レジスタ１０２から読み出した閾値と比較して、エラーの画素出力値を破棄し、正常信号と判定された画素出力値のみを合算した合算信号を出力する。これにより、微弱なパルス光をより正確に検出し、放射線計数をより正確に行うことができる。
　上述したエラー判定処理では、出力制御回路５７が、エラーとして破棄した画素分の信号を補正してから出力する。ただし、この補正処理はエラー画素の画素数によっては省略することができる。
　上述したエラー判定処理は、異常信号の判定を１画素単位で行う例であるが、２画素単位或いは少数の複数画素グループの単位で異常信号の判定を行っても良い。その場合、光検出器２３は、画素グループごとに画素出力値の合計値を導出し、閾値を超過した画素グループについてはその合計値を破棄して合算値に加えない。画素グループでエラー判定処理が行われる場合、破棄した合算値の中に正常信号の画素出力値が含まれ得るので、グループ単位が大きいとその分だけ、画素情報の欠損につながる。従って、画素グループの単位で異常信号の判定を行う場合には、１つの画素グループを構成する画素数は、全画素の１／１００以下であることが望ましい。
　また、上述したエラー判定処理では、出力制御回路５７は、１フレームに相当する全画素データを加算して後段のデータ処理部１２に出力しているが、加算出力単位は行でも複数行でもよく、或いは複数画素よりなるブロックでも良い。その場合、後段のデータ処理部１２等で、画素アレイ部５１の画素数に相当する画素出力値を、エラー分を除いて全て加算し、それを用いてパルス光量を導出することができる。
　また、上述した例では、光検出器２３内の出力制御回路５７がエラー判定処理を実行する例であるが、光検出器２３の後段のデータ処理部１２がエラー判定処理を実行しても良い。
　上述したエラー判定処理は、半導体基板に形成された画素の初期欠陥である白点や、点滅白点、或いは不規則に発生するバーストノイズの影響を除去する上でも有効である。また、このエラー判定処理は、放射線の計数に限らず、微小光パルスの計測一般にも適用が可能である。その際の閾値は、測定対象となるパルス強度の上限から予想される平均画素信号λｓから、ポワソン累積分布に従って導出することができる。
　ところで、画素の読み出しノイズが十分小さい場合には、上述した上限の閾値だけでなく、下限についても閾値を設定し、画素ごとに同様のエラー判定を行うことで、パルス光量の検出精度を一層向上させることが可能である。
　１光子が入射した画素は、図４に示した出力分布において、１光子信号に相当する１０LSBを中心に読み出しノイズに相当するゆらぎをもつ。例えば０．４ｅ－ｒｍｓの読み出しノイズは４LSBに相当するが、この時２σである８LSBより大きなゆらぎが発生し、２LSBより小さな信号が出力される確率は９８％以下である。即ち、エラー判定処理によって、２LSBより小さな信号を無信号とみなし、カウントから除去しても、光子信号の９８％は取得されるので、感度の低下は僅かである。
　一方、光子入射の無い無信号画素は、０LSBを中心に同様のゆらぎをもつが、２LSB以下の画素を無信号画素として扱えば、その揺らぎ成分の９８％がフィルタリングされることになる。
　本技術の如く複数画素よりなる画素アレイの出力総計を用いて入射光量を導出する場合、このような無信号画素の揺らぎ成分のフィルタリングは、光量判定の精度向上に直結する。
　図１０は、上限の閾値だけでなく、下限についても閾値を設けた場合のエラー判定処理に関するブロック図である。
　図１０と図８の相違点は、出力制御回路５７において、図８の閾値レジスタ１０２が、図１０では、上限閾値レジスタ１０２Aと下限閾値レジスタ１０２Bに置き換えられている点である。
　上限閾値レジスタ１０２Aは、図８の閾値レジスタ１０２と同様の閾値である、上限の閾値（上限閾値）を記憶し、必要に応じて比較器１０１に供給する。これに対して、下限閾値レジスタ１０２Bは、図８の閾値レジスタ１０２と異なる閾値である、下限の閾値（下限閾値）を記憶し、必要に応じて比較器１０１に供給する。上限閾値レジスタ１０２A及び下限閾値レジスタ１０２Bも、閾値レジスタ１０２と同様、用途ごとに異なる複数の上限閾値または下限閾値を記憶している。
　図１１は、図１０に示した出力制御回路５７が実行するエラー判定処理のフローチャートである。
　図１１のエラー判定処理は、図９のエラー判定処理のステップＳ１を、ステップＳ１Ａに置き換えたものとなっている。
　ステップＳ１Ａでは、比較器１０１は、供給された所定の画素４１の画素出力値が、上限閾値レジスタ１０２Aから読み出した上限閾値と下限閾値レジスタ１０２Bから読み出した下限閾値の範囲外であるか否かを判定することにより、画素出力値がエラーであるかを判定する。
　ステップＳ１Ａで、供給された画素出力値が、上限閾値と下限閾値の範囲外であり、エラーであると判定された場合、処理はステップＳ２に進む。一方、供給された画素出力値が、上限閾値と下限閾値の範囲内であると判定された場合、処理はステップＳ３に進む。
　ステップＳ２乃至Ｓ６の処理は、図９を参照して説明したエラー判定処理と同様であるので、詳細な説明は省略するが、上限閾値と下限閾値の範囲外の画素出力値はエラーとされ、エラーカウント値がインクリメントされる。そして、上限閾値と下限閾値の範囲内の画素出力値が合算され、１フレーム相当の合算値に補正されて、光検出器２３の出力信号として、後段のデータ処理部１２に供給される。
　このように、画素出力値に対して、上限側だけでなく下限側の閾値も設定し、エラーデータとして除外することで、パルス光量の検出精度をさらに向上させることができる。
＜画素４１の動作シーケンス＞
　図１２を参照して、画素４１の動作について説明する。図１２は、画素４１の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。
　行駆動回路５４は、露光期間直前のタイミングＴ１において、転送トランジスタ７３およびリセットトランジスタ７５をともにオン状態に制御する。この制御により、フォトダイオード７１および転送トランジスタ７３の間の蓄積ノード７２に蓄積された電荷が全て電源VDDへ排出される。この制御を以下、「ＰＤリセット」と称する。
　その後、行駆動回路５４は、転送トランジスタ７３をオフ状態に制御する。この制御により、蓄積ノード７２は浮遊状態となって、新たな電荷蓄積が開始される。また、行駆動回路５４は、ＰＤリセット後において、リセットトランジスタ７５をオフ状態に制御する。なお、電荷蓄積中、リセットトランジスタ７５はオン状態のままであってもよい。
　一方、選択トランジスタ７７は、垂直信号線５８に接続された他の画素４１へのアクセスを可能にするために、オフ状態に制御されている。
　そして、露光期間終了前のタイミングＴ２において、行駆動回路５４は、リセットトランジスタ７５および選択トランジスタ７７をオン状態に制御する。選択トランジスタ７７がオン状態とされることにより、選択された画素４１が垂直信号線５８に接続される。また、リセットトランジスタ７５がオン状態とされることにより、増幅トランジスタ７４の入力である検出ノード７６と電源VDDとが短絡される。これにより、選択された画素４１に基準電位が生成される。
　タイミングＴ２から所定のハイパルス期間が経過したとき、行駆動回路５４は、リセットトランジスタ７５をオフ状態に制御する。この制御により、検出ノード７６の電位は、リセットトランジスタ７５のゲートとのカップリングを受けて基準電位から幾分低下し、浮遊状態となる。さらに、この際に検出ノード７６には、有意なｋＴＣノイズが発生する。検出ノード７６として、一般に、浮遊拡散層（Floating Diffusion）が用いられるため、このリセットトランジスタ７５をオン状態とすることにより、検出ノード７６の電位をリセットする制御を以下、「ＦＤリセット」と称する。
　ＦＤリセットから、後述する露光期間の終了までの間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）のサンプリングを行う。これらのサンプリングにおいて、垂直信号線５８の電位の信号が、検出回路５２のＡＤ変換器９１により、リセット信号としてのデジタル信号Ｄｓ１に変換される。リセット信号の多重サンプリングは、相関二重サンプリングにおいて１回目の読出しとして扱われる。
　そして、露光期間が終了する直前のタイミングＴ４において、行駆動回路５４は、転送トランジスタ７３をオン状態に制御する。この制御により、蓄積ノード７２に蓄積された電荷が検出ノード７６へ転送される。この際に、検出ノード７６のポテンシャルが十分に深ければ、蓄積ノード７２に蓄積されていた電子は、検出ノード７６に全て転送され、蓄積ノード７２は完全空乏状態になる。タイミングＴ４から所定のハイパルス期間が経過したとき、行駆動回路５４は、転送トランジスタ７３をオフ状態に制御する。この制御により、検出ノード７６の電位は、転送トランジスタ７３の駆動前に比較して、蓄積電荷量の分だけ下降する（すなわち、ポテンシャルが浅くなる）。この下降分の電圧が、増幅トランジスタ７４により増幅されて垂直信号線５８へ出力される。
　転送トランジスタ７３がオフ状態に制御されたときから、次のタイミングＴ６までの間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）のサンプリングを行う。これらのサンプリングにおいて、垂直信号線５８の電位の信号が、検出回路５２のＡＤ変換器９１により、蓄積信号としてのデジタル信号Ｄｓ２に変換される。この蓄積信号の多重サンプリングは、相関二重サンプリングにおいて２回目の読出しとして扱われる。
　検出回路５２は、サンプリングした蓄積信号であるデジタル信号Ｄｓ２と、リセット信号であるデジタル信号Ｄｓ１を比較して、その比較結果に基づいて、入射光子量に対応する画素出力値を算出する。
　より具体的には、検出回路５２は、複数サンプリングしたデジタル信号Ｄｓ１を全て加算して、それらの平均値を算出する。同様に、複数サンプリングしたデジタル信号Ｄｓ２も全て加算され、それらの平均値が算出される。検出回路５２は、デジタル信号Ｄｓ１の平均値と、デジタル信号Ｄｓ２の平均値との差分を正味の蓄積信号として求める。この正味の蓄積信号が入射光子量に対応する画素出力値となる。ＦＤリセットの際に生じるｋＴＣノイズは、デジタル信号Ｄｓ１およびＤｓ２の差分を正味の蓄積信号とすることにより相殺される。
　このように、デジタル信号Ｄｓ１とＤｓ２をN回（複数回）サンプリングすることにより、ノイズを低減することができるが、サンプリング回数は１回でもよい。また、複数回サンプリングした場合、それらの平均を算出せず、合計値のまま、N倍の信号として処理してもよい。
　各画素４１の露光期間は、上述のリセット動作と読み出し動作との間の期間であり、正確には、転送トランジスタ７３がタイミングＴ１でオン後にオフしてから、タイミングＴ４でオン後オフするまでの期間である。この露光期間にフォトダイオード７１に光子が入射し電荷が発生すると、その発生した電荷がリセット信号および蓄積信号の間の差分で表される正味の蓄積信号となり、上述の手順に従って検出回路５２により導出される。
　なお、露光が終了して、次のタイミングＴ１が到来して露光が開始されるまでの時間は不感期間となる。不感期間の発生が装置の感度上不都合である場合は、読み出した行は即座にＰＤリセットを行ってもよい。或いは、ＰＤリセットを省略し、タイミングＴ４における電荷転送が、タイミングＴ１におけるＰＤリセットを兼用しても良い。ＰＤリセットを省略すると、露光完了となる電荷転送直後に、フォトダイオード７１への次の電荷蓄積が開始される。これにより、不感期間がゼロとなる。この場合、露光時間はフレームレートによって決定される。
　ところで、例えば、画素アレイ部５１内の検出回路５２A乃至５２Dの各々に接続された各画素４１を画素グループとみなし、データ処理を画素グループ単位で行うと、上記読み出し工程を大幅に単純化することができる。即ち、画素アレイ部５１内の各検出回路５２Aに接続されている画素４１は５０個あり、検出回路５２B乃至５２Dの各々も５０個ある。この５０個の画素４１を画素グループとして、リセット信号及び蓄積信号について画素グループごとの画素出力値加算を行い、その差分を画素グループの正味の蓄積信号の合計出力とする処理を、各検出回路５２A乃至５２D内で容易に実施することができる。従って、４行単位でＡＤ変換されたデータ群を出力制御回路５７に転送する必要はなく、各画素グループが１フレームに一回、正味の蓄積信号の合計出力を転送すれば良い。
　読み出し工程が画素グループ単位で行われる場合、出力制御回路５７も、エラー判定処理を画素グループ単位で実行する。画素グループの単位で異常信号の判定を行う場合、１画素グループを構成する画素数は、上述したように、全画素の１／１００以下とすることが望ましい。本実施の形態では、検出回路５２A乃至５２Dの各々の共有画素数は５０画素であるので、１画素グループを構成する画素数は、２００ｘ２００からなる画素アレイ部５１の全画素の１／８００であり、１／１００以下を満たす。
＜画素アレイ部５１全体の読み出しシーケンス＞
　次に、図１３を参照して、４行単位で同時に画素出力を行う場合の画素アレイ部５１全体の読み出し動作について説明する。
　図１３は、１フレームの画素データを読み出す手順を示すタイミングチャートである。図１３の縦軸は行アドレス、横軸は時間である。
　光検出器２３では、４行単位の画素データの読み出しが同一の時間間隔で全画素分実施される。画素アレイ部５１の画素行は、４行単位で同時選択され、下位アドレスから順次アクセスが実施される。下段には画素出力が４行の合計値で記載されている。
　最も単純なアクセス手法では、各画素４１は読み出しの直後にＰＤリセットされ、微小パルス光検出が開始される。そして一定の単位検出期間ＴACCが経過した後に、順次読み出しが実施される。読み出しＴRD１の終了時刻から次の読み出しＴRD２の開始時刻までの単位検出期間ＴACC内に入射された発光パルスは、読み出しＴRD２の読み出しにおいてフレームデータとして出力される。
　放射線の入射頻度すなわち発光パルスの発生頻度が低く、読み出し期間に対して単位検出期間ＴACCを十分長く設定できる場合や、発光パルスの発生タイミングを外部機器等が制御することができる場合には、図１３に示すような読み出し動作で問題はない。
　しかしながら、発光パルスの発生頻度が比較的高く、かつタイミングが未知である場合、次の二つの問題が存在する。一つは、単位検出期間ＴACC中に複数のパルス発光が有り得るという問題、もう一つは読み出し期間中にパルス発光が有り得るという問題である。以下に二つの各問題の具体的発生例と対処方法を説明する。
＜単位検出期間ＴACC中に複数のパルス発光がある場合の対処方法＞
　初めに、単位検出期間ＴACC中に複数のパルス発光がある場合の対処方法について説明する。
　図１４のAは、単位検出期間ＴACC中に複数のパルス発光がある場合の例を示した図である。
　図１４のAには、読み出しＴRD２の終了時刻から次の読み出しＴRD３の開始時刻までの単位検出期間ＴACC内に、シンチレータ２１に二個の放射線が入射されてパルス発光した状態が示されている。この場合、読み出しＴRD３において読み出された画素データからは正しい放射線エネルギーを得ることができない。
　このような問題に対して、光検出器２３は、図１４のBに示されるように、画素４１の蓄積時間、すなわち単位検出期間ＴACCを短縮することで対処する。即ち、まず光検出器２３において許容できるエラーの発生率が予め決定される。そして、測定データから、予め決定されたエラー発生率よりも高いエラー発生率が予測される場合、光検出器２３は、単位検出期間ＴACCを短縮して、読み出しの頻度を高くする。
　放射線計数等のように、発光パルスがランダムに発生する場合、エラー発生率は、やはりポワソン分布に従うものとして、発光パルスの計数率から予測することが可能である。
　図１５のAは、単位検出期間ＴACCにおける発光パルスの平均発光回数λｐに対する、発光パルスの計数率Ｐｓを示すグラフである。
　発光パルスの計数率Ｐｓは発光パルスが検出される割合であり、単位検出期間ＴACC中に１回以上の発光が生ずる確率である。
　ここで、ｋ回の発光が生ずる確率は、
Ｐ（ｋ）＝（λｐ）k＊ｅ-λp／ｋ！
で表すことができ、発光パルスの計数率Ｐｓは、確率Ｐ（ｋ）のｋ＝１からｋ＝∞までの累積となる。その中で正しくエネルギー検出されているのはｋ＝１の時のみであり、図１５のAのグラフの破線に相当する。
　図１５のAにおける実線と破線との差分が誤検出であり、例えば、発光パルスの計数率Ｐｓ＝０．０８の時、実際の平均発光回数λｐは０．０８３４と予想され、その中で正しくエネルギー検出された割合は破線の０．０７６７となる。このときの差分０．００３３が誤検出の発生確率であり、発光パルスの計数率Ｐｓの４．１％に相当する。
　即ち、発光パルスの計数率Ｐｓが８％であった場合、エラー発生率が４．１％であり、計数された画素データの４．１％で２回以上の発光があり、エネルギー検出にエラーが発生していると判定することができる。
　図１５のBは、発光パルスの計数率Ｐｓと、そのときのエラー発生率との関係を示すグラフである。
　図１５のBに示される発光パルスの計数率Ｐｓとエラー発生率との関係から、例えば、エラー発生率を１％以下に留めたい場合には、発光パルスの計数率Ｐｓが２％以下となるように、画素４１の蓄積時間、即ち、単位検出期間ＴACCを短縮し、検出周期を短縮すればよい。
＜検出周期制御処理のフローチャート＞
　図１６は、許容できるエラー発生率に基づいて単位検出期間ＴACCを制御する検出周期制御処理のフローチャートを示している。この処理は、例えば、放射線計数装置１が放射線の計数を実行するとき開始される。
　初めに、ステップＳ２１において、放射線計数装置１は、所定のサンプルレートで、予め決定された所定回数のサンプリング（即ち、発光パルスの検出）を実行する。例えば、光検出器２３は、１００回／秒のサンプルレートで、計５００回のサンプリングを実行する。データ処理部１２は、光検出器２３からの画素出力値に基づいて放射線の計数を行う。なお、検出周期制御処理の最初のステップＳ２１では、光検出器２３は、予め決定された初期サンプルレートで、所定回数のサンプリングを実行する。２回目以降のステップＳ２１では、後述するステップＳ２４、Ｓ２６、またはＳ２７の処理結果に応じたサンプルレートで、所定回数のサンプリングが実行される。
　ステップＳ２２において、データ処理部１２は、ステップＳ２１で実行された所定回数のサンプリングにおいて発光パルスが検出された回数から、発光パルスの計数率Ｐｓを算出する。例えば、計５００回のサンプリングのうち、発光パルスが検出された回数が１５回である場合、発光パルスの計数率Ｐｓは、０．０３＝３％となる。
　ステップＳ２３において、データ処理部１２は、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲内であるかを判定する。例えば、許容されるエラー発生率が３％と決定されている場合、図１５のBに示したグラフから、対応する発光パルスの計数率Ｐｓは６％程度となるので、出力制御回路５７には、発光パルスの計数率Ｐｓの規定範囲として、例えば３％から６％の範囲が設定されている。この場合、データ処理部１２は、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが、３％から６％の範囲内であるか否かを判定する。
　ステップＳ２３で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲内であると判定された場合、処理はステップＳ２４に進み、データ処理部１２は、放射線の計数結果を保存する。保存された放射線の計数結果は、エネルギープロファイルの導出に使用される。
　一方、ステップＳ２３で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲より小さいと判定された場合、例えば、許容されるエラー発生率が３％と決定されている上述の例で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが２％である場合、処理はステップＳ２５に進み、データ処理部１２は、放射線の計数結果を保存する。さらに、ステップＳ２６において、データ処理部１２は、サンプルレートを、蓄積時間が現在よりも長くなるサンプルレートに変更し、変更後のサンプルレートを光検出器２３に供給する。蓄積時間を延長することにより、データ処理量及び消費電力を減らすことができる。
　一方、ステップＳ２３で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲より大きいと判定された場合、例えば、許容されるエラー発生率が３％と決定されている上述の例で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが７％である場合、処理はステップＳ２７に進み、データ処理部１２は、サンプルレートを、蓄積時間が現在よりも短くなるサンプルレートに変更し、変更後のサンプルレートを光検出器２３に供給する。したがって、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲より大きいと判定された場合には、放射線の計数結果は保存されず、破棄される。
　ステップＳ２４、Ｓ２６、またはＳ２７の後、処理はステップＳ２１に戻り、上述したステップＳ２１乃至Ｓ２７の処理が繰り返される。
　以上の検出周期制御処理は、放射線計数装置１が放射線の計数を終了するまで継続して実行され、例えば、ユーザの指示操作等により、放射線の計数を終了するとき、終了される。
　以上のように、検出周期制御処理によれば、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが、規定範囲よりも小さければ蓄積時間を延長してサンプルレートを下げ、規定範囲よりも大きければ蓄積時間を短縮してサンプルレートを上げる制御が実行される。
　なお、単位検出期間ＴACCの最小値は０であり、そのときのタイミングチャートは、図１７に示されるようになる。１フレームの読み出しＴRDの期間が０．８ミリ秒である場合、検出周期は０．８ミリ秒となって、サンプルレートは１，２５０回／秒となる。
　さらに、図１８に示されるように、画素アレイ部５１の全画素行を使用せず、一部の画素行のみを使用するようにして、サンプルレートをさらに上昇させることができる。例えば、１フレーム２００行の画素アレイ部５１に対して４行一括アクセスで５０回の読み出し処理が実行されていたとする。これに対して、例えば開口面中央付近の２０行のみを使用するように駆動制御が変更された場合、読み出し処理回数は５回で終了する。このような検出では、入射されたパルス光の１０％しか検出しない為、エネルギー分解能は悪化するが、サンプルレートは、１０倍の１２，５００回／秒になる。
　画素アレイ部５１の一部の画素行のみを使用するなどしてサンプルレートを上げていき、サンプルレートが放射線計数装置１の上限値に達した状態でも、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲より大きいと判定される場合も考えられる。この場合、エネルギーの検出は難しくなる。
　しかしながら、サンプルレートが放射線計数装置１の上限値に達した状態でも、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが規定範囲より大きいと判定された場合には、次のような処理で、放射線量を計測することはできる。
　上述した図１６の検出周期制御処理で、サンプルレートの上限値に対応する発光パルスの計数率Ｐｓを、例えば、第１の計数率Ｐｓ＿Ａ１とすると、放射線計数装置１には、その計数率Ｐｓ＿Ａ１に加えて、それよりも大きい第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２が設定される。発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２となるまでは、放射線計数装置１のデータ処理部１２は、図１５のAに示した発光パルスの計数率Ｐｓと平均発光回数λｐの関係式にしたがって、算出された発光パルスの計数率Ｐｓから、平均発光回数λｐを算出する。例えば、サンプルレートと同頻度で放射線が入射した場合、発光パルスの計数率Ｐｓは０．６３程度となり、データ処理部１２は、発光パルスの計数率Ｐｓと平均発光回数λｐの関係式に基づいて平均発光回数λｐを導出する。
　一方、発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２を超えた場合には、データ処理部１２は、サンプルレートを落とし、積分的な放射線量の導出を行う。
　即ち、サンプルレートを下げてサンプリングが実行されたとき、各フレームに入射される放射線個数をＭとし、発光パルスの光量積算値の平均をＡｐ、ばらつきをσｐとすると、
　Ａｐ＝ηＭ
　σｐ＝η√Ｍ
であり、各フレームに入射される放射線個数Ｍは、
　Ｍ＝（Ａｐ／σｐ）2
で表される。
　従って、データ処理部１２は、フレームごとの光量積算値の平均Ａｐとそのばらつきσｐを用いて、放射線個数Ｍを求める。
　図１９のフローチャートを参照して、高い放射線量の検出も含めた線量検出処理について説明する。
　初めに、ステップＳ４１において、放射線計数装置１は、所定のサンプルレートで、予め決定された所定回数のサンプリングを実行し、発光パルスの計数率Ｐｓを算出する。
　ステップＳ４２において、放射線計数装置１は、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第１の計数率Ｐｓ＿Ａ１以下であるかを判定する。
　ステップＳ４２で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第１の計数率Ｐｓ＿Ａ１以下であると判定された場合、処理はステップＳ４３に進み、放射線計数装置１は、検出された発光パルス（単パルス）の光量を導出する。ステップＳ４３の後、処理はステップＳ４１に戻される。
　一方、ステップＳ４２で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第１の計数率Ｐｓ＿Ａ１より大きいと判定された場合、処理はステップＳ４４に進み、放射線計数装置１は、現在のサンプルレートが放射線計数装置１の上限値であるかを判定する。
　ステップＳ４４で、現在のサンプルレートが上限値ではないと判定された場合、放射線計数装置１は、サンプルレートを上げて、処理をステップＳ４１に戻す。
　一方、ステップＳ４４で、サンプルレートが上限値であると判定された場合、処理はステップＳ４６に進み、放射線計数装置１は、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２以下であるかを判定する。
　ステップＳ４６で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２以下であると判定された場合、処理はステップＳ４７に進み、放射線計数装置１は、発光パルスの計数率Ｐｓと平均発光回数λｐの関係式にしたがって、算出された発光パルスの計数率Ｐｓから平均発光回数λｐを算出することにより、放射線量を導出する。ステップＳ４７の後、処理はステップＳ４１に戻される。
　一方、ステップＳ４６で、算出された発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２より大きい判定された場合、処理はステップＳ４８に進み、放射線計数装置１は、サンプルレートを下げて、積分的な放射線量の導出を行う。即ち、放射線計数装置１は、Ｍ＝（Ａｐ／σｐ）2により、放射線個数Ｍを導出する。導出される放射線量が所定値以上である場合は、ステップＳ４８による積分的な放射線量の導出が繰り返され、導出される放射線量が所定値未満となった場合、ステップＳ４１の処理に戻ることができる。
　図１９において、破線で囲まれたステップＳ４１乃至４５の処理は、図１６の検出周期制御処理に対応する部分である。
　以上のように、高い放射線量への対応としては、
(1)サンプルレートが上限値に到達するまで、発光パルスの計数率Ｐｓが第１の計数率Ｐｓ＿Ａ１以下となるように蓄積時間を短縮してサンプリングレートを上げていく第１段階、
(2)サンプルレートが上限値に到達してから、発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２となるまで、算出された発光パルスの計数率Ｐｓから平均発光回数λｐを算出し、放射線量を導出する第２段階、
(3)発光パルスの計数率Ｐｓが第２の計数率Ｐｓ＿Ａ２を超えてから、Ｍ＝（Ａｐ／σｐ）2により、積分的に放射線量を導出する第３段階
の３段階の工程に分けて、放射線量を検出することができる。
　なお、このような蓄積時間の制御方法は、図３を参照して説明した画素４１の回路構成や、光検出器２３の構成に限られるものではない。画素が、光電変換素子と、光電変換した電荷を画素内に蓄積する蓄積部と、蓄積部の電荷を所望のタイミングで信号出力する出力部と、蓄積部の電荷をリセットするリセット部を有し、該画素のリセット、電荷蓄積、及び、読み出しを単位としたサンプリングによって放射線計数が実施される場合には、上述した蓄積時間の制御方法を適用することが可能である。
＜読み出し期間中にパルス発光がある場合の対処方法＞
　次に、読み出し期間中にパルス発光がある場合の対処方法について説明する。
　図２０は、読み出し期間中にパルス発光がある場合の画素出力例を示している。
　図２０では、読み出しＴRD２の期間中に微小光パルスが入射されている。このような状態では、１フレームの一部の画素の出力にのみ、入射された微小光パルスが蓄積信号として反映され、残りの画素では、次の読み出しＴRD３の期間の蓄積信号として出力される。このような状態は、放射線量が上がり、図１６の検出周期制御処理等において、単位検出期間ＴACCが短くなると高い頻度で発生し得る。
　このようなケースへの対応としては、以下の２通りが考えられる。
(1)読み出したデータ群から、単一のパルス光入射に対応するデータを判定して抽出する判定処理の導入
(2)露光期間と読み出し期間を独立して制御し、露光の開始と終了を全画素一斉に実施する、所謂グローバルシャッタの導入
　以下、(1)と(2)の２通りの対応について順に説明する。
＜単一のパルス光入射に対応するデータを判定して抽出する判定処理＞
　初めに、(1)の対処方法、即ち、読み出したデータ群から、単一のパルス光入射に対応するデータを判定して抽出する判定処理について説明する。
　データ処理部１２は、光検出器２３から供給されるデジタル信号を、連続した複数フレームを使って、発光パルスの有無とその強度を判定する。
　図２１は、画素アレイ部５１の隣接する４行を読み出し単位（ブロック）として４行一括読み出しを実施した際の２フレーム分の読み出しデータを示している。
　図２１のAは、第１フレームである読み出しＴRD１の読み出しデータと第２フレームである読み出しＴRD２の読み出しデータを示している。図２１のBは、第２フレームである読み出しＴRD２の読み出しデータと第３フレームである読み出しＴRD３の読み出しデータを示している。
　４行を読み出し単位（ブロック）としているので、１フレームは５０ブロックに分割されて読み出されており、２フレームは１００ブロック分のデータとなっている。
　１画素に入射される微小光パルスの平均信号量が０．１［ｅ－］であるとすると、読み出し単位である１ブロックの画素数は２００＊４＝８００画素であるから、微小光パルスが入射されたときの１ブロックの平均信号量は８０［ｅ－］である。一方、読み出しノイズは、画素あたり０．５［ｅ－］なので、１ブロックのフロアノイズは０．５＊√８００＝１４．１４［ｅ－］である。微小光パルスが入射されたときの１ブロックの出力は、平均信号量と読み出しノイズ合計で表されるので、８０±１４．１４［ｅ－］、即ち６５乃至９５程度の出力が得られる場合には、微小光パルスが入射されたことを表している。
　そこで例えば、データ処理部１２は、ブロック単位の出力を観測し、１個または連続した複数個のブロックが全て規定の判定閾値を超えた場合、有意なデータであるとみなして光パルス出力の開始であると判断する。
　ここで、判定閾値は、例えば、フロアノイズのほぼ２σにあたる３０［ｅ－］とし、データ処理部１２は、４ブロック連続で規定の判定閾値を超えた場合を光パルスの出力であると判定する。この場合、光パルス入射の無いブロックがこれを超える確率は２．５％程度である。また、光パルス入射が無い状態で３０［ｅ－］を超える状態が４ブロック連続発生する確率は、０．０２５4＝３．９Ｅ－７となるから、無視して良いレベルになる。
　データ処理部１２は、第２フレームの読み出しＴRD２が終了したとき、読み出しＴRD１の読み出しデータと読み出しＴRD２の読み出しデータを使用して、判定処理を実行する。
　読み出しＴRD２の読み出し終了時点の判定処理では、６４ブロック目で信号量が判定閾値を超えており、パルス出力が開始されている。しかし、１００ブロック目においても判定閾値を超えたままであることから、パルス出力が終了しておらず、次のフレーム（第３フレーム）に跨っていることが検出される。したがって、この時点では、判定が保留される。
　次に、読み出しＴRD３の読み出しが終了したとき、データ処理部１２は、読み出しＴRD２の読み出しデータと読み出しＴRD３の読み出しデータを使用して、判定処理を実行する。
　読み出しＴRD３の読み出し終了時点の判定処理では、１４ブロック目で信号量が判定閾値を超えており、パルス出力が開始されている。そして、パルス出力が、第３フレームと第４フレームに跨って、第４フレームの途中で収まっている。データ処理部１２は、パルス開始位置から５０ブロック分（１フレーム相当のブロック数）の信号量を加算して光量検出を行う。
　次の読み出しＴRD４の読み出し終了時点の判定処理では、第３フレームと第４フレームの読み出しデータを用いて判定処理を行うが、前フレームである第３フレームの最初（１ブロック目）からパルス検出を行うのではなく、パルス出力の終了が検出されたブロックである１４ブロック目から、パルス出力の検出が開始される。
　上述した判定処理では、パルス出力の開始位置が検出され、検出された開始位置から所定のブロック数分の信号量を加算して光量検出を行ったが、判定処理は、この例に限られず、様々なバリエーションが存在し得る。例えば、パルス出力の開始が検出された後、連続して複数ブロックの信号量が判定閾値を下回ることを検出して、パルス出力の終了を検出したり、２フレームの最後の４ブロック（９７乃至１００ブロック目）について信号量を検出してパルス出力が終了していることを確認する処理などを追加してもよい。
　以上のように、データ処理部１２は、画素アレイ部５１から読み出されるブロック単位の信号量を確認することで、発光パルスに該当するデータの発生タイミングを特定する。上述の例では、１ブロックまたは複数ブロックに渡って信号量を判定閾値と比較することで、発生タイミングが特定されている。判定閾値との比較を、連続または近接した複数ブロックに対して行うことで、誤検出が大幅に低減されて、検出精度が向上する。
　なお、ブロック単位のデータに対して、上述したエラー判定処理を実行し、エラーデータを破棄した上で、信号量を加算してもよい。エラーデータとして破棄された分は、エラー判定処理で補正されて、出力される。
＜グローバルシャッタを可能としたアクセスシーケンス＞
　次に、(2)の対処方法、即ち、グローバルシャッタにより、読み出し期間中に非選択画素が露光されないようにする方法について説明する。
　図２２は、グローバルシャッタを可能にした画素４１の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。
　初めに、行駆動回路５４は、タイミングＴ１１においてＰＤリセットを行うことで、露光を開始する。そして、露光を開始した直後のタイミングＴ１２において、行駆動回路５４は、選択トランジスタ７７をオン状態に制御する。そして、選択トランジスタ７７をオフ状態に制御するタイミングＴ１３までの期間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）のリセット信号のサンプリングを行う。リセット信号のサンプリングの結果を画素ごとに保存することで、図１２のタイミングＴ２におけるＦＤリセットとそれに続くリセット信号のサンプリングを代替している。
　露光期間が終了する直前のタイミングＴ１４において、行駆動回路５４は、転送トランジスタ７３をオン状態に制御する。この制御により、蓄積ノード７２に蓄積された電荷が検出ノード７６へ転送される。
　その後のタイミングＴ１５において、行駆動回路５４は、選択トランジスタ７７をオン状態に制御する。そして、選択トランジスタ７７をオフ状態に制御するタイミングＴ１６までの期間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）の蓄積信号のサンプリングを行う。
　以上の読み出しシーケンスにおいては、露光タイミングＴ１１及びＴ１４と、信号サンプリングのタイミングＴ１２及びＴ１５が独立している。従って、例えば複数の画素４１が検出回路５２を共有している場合でも、露光の開始と終了を全画素同時に行い、読み出しは画素ごとに順次実施する、所謂グローバルシャッタの動作を行うことができる。画素ごと、または画素グループごとにリセット信号と蓄積信号の差分をとることで、各々の画素４１においてＦＤリセット時（ここではタイミングＴ１１のＰＤリセット時にそれが同時に実施される）に発生するｋＴＣノイズをキャンセルし、正味の蓄積信号を取得することができる。
　なお、この動作シーケンスにおいても、１回のＰＤリセットを省略し、不感期間をゼロとすることができる。
　図２３は、図２２の動作シーケンスを不感期間ゼロに変形した場合のタイミングチャートである。
　この場合、タイミングＴ１１では、転送トランジスタ７３は駆動されず、リセットトランジスタ７５のみがオンして、フォトダイオード７１の電荷を保持したままＦＤ（検出ノード７６）のみがリセットされる。そして、タイミングＴ１４の電荷転送によってフォトダイオード７１の電荷が検出ノード７６に転送されると露光期間が終了し、同時にこれがＰＤリセットとなって、フォトダイオード７１への次の電荷蓄積が開始される。これにより、パルス光検出の不感期間はゼロとなり、蓄積時間はフレームレートに等しくなる。
　図２２及び図２３に示した動作シーケンスは、以下のような特徴を持っている。
（第１の工程）各画素４１のフォトダイオード７１から電荷が排出され、全画素一斉に露光が開始される。
（第２の工程）次に、各画素４１の検出ノード７６がリセットされる。
（第３の工程）次に、リセット信号が、画素４１ごとに検出回路５２に読み出される。
（第４の工程）次に、フォトダイオード７１の蓄積信号が検出ノード７６に転送され、全画素一斉に露光が完了する。
（第５の工程）最後に、蓄積信号が、画素４１ごとに検出回路５２に読み出される。
　ここで、第１の工程を第４の工程が兼ねて、露光完了後に即座に次の露光を開始した場合、不感期間がゼロの動作シーケンスとなる。
＜２．第２の実施の形態＞
　図２４は、本技術を適用した放射線計数装置の第２の実施の形態の構成例を示している。
　図２４は、図１のBに対応する第２の実施の形態の放射線計数装置１の斜視図である。
　図２４では、第１の実施の形態と対応する部分については同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
　第２の実施の形態の放射線計数装置１も、第１の実施の形態と同様に、受光部１１とデータ処理部１２とで構成される。
　上述した第１の実施の形態では、光検出器２３に対して１個のシンチレータ２１を対応させ、シンチレーション光が、光検出器２３の開口部全面に拡散されていた。
　これに対し、第２の実施の形態の放射線計数装置１は、光検出器２３に対して、４個のシンチレータ２１－C1乃至２１－C4からなるシンチレータアレイ１２１を有している。４個のシンチレータ２１－C1乃至２１－C4は、互いに光学的に分離されている。
　光検出器２３の受光領域は、シンチレータアレイ１２１の４個のシンチレータ２１－C1乃至２１－C4に対応して、４つの領域１２２－C1乃至１２２－C4に分かれている。光検出器２３の受光領域において、隣り合う他の領域１２２との間には、遮光部１２３が設けられている。遮光部１２３は、４つの領域１２２－C1乃至１２２－C4それぞれが、対応するシンチレータ２１以外のシンチレータ２１からの光の漏れ込みを防止する。なお、遮光部１２３は省略することもできる。
　このような構成をとることで、例えばシンチレータ２１－C1に入射されたガンマ線により生じたパルス発光光子は、対応する領域１２２－C1にしか到達しない。４つの領域１２２－C1乃至１２２－C4それぞれには、第１の実施の形態と同様に、複数の画素４１が二次元格子状に配置されており、シンチレーション光の受光は、４つの領域１２２－C1乃至１２２－C4ごとに独立して実施される。
　データ処理部１２は、光検出器２３から供給されるデジタル信号に基づく、放射線計数、光量測定、エネルギー判定などを、領域１２２ごとに行う。
　以上のように、光検出器２３に対してシンチレータアレイ１２１を対応させることで、光検出器２３に空間分解能を生じさせることが可能となる。この光検出器２３とシンチレータアレイ１２１のセットを、さらに、Ｘ－Ｙ方向にタイリングする（アレイ状に複数配列する）ことで、空間分解能を向上させた放射線計数装置の構成とすることも可能である。
　なお、図２４の例では、シンチレータアレイ１２１は、２×２の４個のシンチレータ２１－C1乃至２１－C4で構成されていたが、シンチレータ２１のX方向（水平方向）及びY方向（垂直方向）の配列数は、これに限定されない。即ち、シンチレータアレイ１２１は複数個のシンチレータ２１が配列されたものであればよい。
＜３．光検出器の半導体基板構造例＞
　図２５は、光検出器２３の半導体基板構造例を示している。
　光検出器２３は、１枚の半導体基板（例えば、シリコン基板）に形成することもできるが、例えば、図２５に示されるように２枚の半導体基板に形成することも可能である。
　図２５では、上側基板１４１と下側基板１４２の２枚の半導体基板の積層構造により、光検出器２３が構成されている。
　上側基板１４１には、画素アレイ部５１が形成されている。一方、下側基板１４２には、複数の検出回路５２、行駆動回路５４、参照電圧生成回路５６、タイミング制御回路５５、および出力制御回路５７などが形成されている。上側基板１４１と下側基板１４２は、シリコンウエハの張り合わせ等の基板接合技術を用いて積層される。また、上側基板１４１と下側基板１４２は、Ｃｕ－Ｃｕ接合等の金属結合や貫通ビア等により、電気的に接続されている。
　下側基板１４２には、例えば、画素アレイ部５１内の互いに近接した４画素からなる画素グループ１６１に対して、１つの検出回路５２が対応するように、複数の検出回路５２が形成されている。即ち、下側基板１４２の１つの検出回路５２は、画素アレイ部５１内の近接した複数の画素４１で共有される。ここで、画素グループ１６１を、近接した複数の画素４１で構成したのは、放射線が直接入射された際の異常値が近接した複数画素に発生することに対応させたためである。
　各検出回路５２は、対応する画素グループ１６１内の各画素４１の出力信号を、順次ＡＤ変換し、さらに、それらを合算して、出力制御回路５７に供給する。即ち、１つの検出回路５２が、画素アレイ部５１内の互いに近接した複数画素からなる画素グループ１６１に対して設けられている場合、検出回路５２は、画素グループ１６１内の各画素４１の出力信号をＡＤ変換するだけでなく、画素グループ１６１内の各画素４１の出力信号を合算する処理も行うことができる。
　出力制御回路５７では、図８を参照して説明した処理と同様に、比較器１０１が、検出回路５２から供給される画素グループ１６１単位の出力信号を、閾値レジスタ１０２から読み出した閾値と比較することにより、画素グループ１６１単位の出力信号がエラーか否かを判定する。画素グループ１６１単位の出力信号が閾値より大きく、エラーであると判定された場合、その出力信号は破棄される。
　出力制御回路５７では、さらに、各画素グループ１６１の出力信号がさらに合算され、合算信号レジスタ１０５に格納される。そして、１フレームに相当する合算が終了した場合、合算信号レジスタ１０５に格納されている出力信号が信号補正部１０６に供給される。信号補正部１０６は、エラーカウンタ１０３から供給されるエラーのカウント値に基づいて、合算信号レジスタ１０５から供給される出力信号を、１フレーム相当の出力信号に補正して、後段に出力する。
　以上のように、２枚の半導体基板の積層構造により光検出器２３を構成することにより、光検出器２３における画素アレイ部５１の割合（開口率）を高くして、エネルギー分解能を向上させることができる。これにより、光検出器２３の受光面の前面に大型のシンチレータ２１を配置した場合であっても、シンチレーション光の多くを受光することができ、放射線感度を上げることができる。特にタイリングを行った場合には光の収率を上げることができる。
　図２４のような使用においても、開口部以外のフリンジ部を最小化することは、遮光部１２３の幅を狭めつつ均一な開口でのタイリングを可能にする。このような大型の半導体画素の量子効率は１００％に近いので、多くの用途においてエネルギー分解能は高電子増倍管に匹敵するものになる。
　光検出器２３は、CMOSイメージセンサと同じ製造ラインで、同様の製造プロセスをもって量産することができる。このようにして製造した放射線計数装置１は小型軽量となり、環境変動にも強く、特性も安定しており、メンテナンスも容易である。また、放射線計数装置１の出力はデジタル信号であるため、後段の回路もデジタル信号の処理のみで良く、周囲からの雑音の影響も受けにくく、多数の受光部から出力されたデータを容易に処理することができる。
　なお、上述した例では、下側基板１４２において、画素アレイ部５１内の互いに近接した４画素からなる画素グループ１６１に対して、１つの検出回路５２を設けたが、検出回路５２は画素単位に設けてもよい。この場合、例えば１フレームは１６μ秒で、全画素は１フレームに一回、一括で読み出される。そして、各画素４１の出力信号が、１画素単位で閾値と比較され、エラーか否かが判定される。
＜４．画素回路のその他の構成例＞
　ところで、図３に示した画素４１の回路構成は、カメラ用のCMOSイメージセンサにしばしば採用されている構成ではある。
　シンチレーション等の微弱光パルスの検出には、上述したようにフォトダイオード７１の面積を出来る限り大型化する方が有利である。一方で、フォトダイオード７１の大型化は、光電変換によってフォトダイオード７１内に発生した電荷をドリフトさせて、１電子レベルで収集することを困難化させる。仮に、フォトダイオード７１内に未収集の電荷が残存した場合、それは光量検出の精度を落とすと同時に、次の検出においてノイズの発生源になる。このような未収集電荷は、フォトダイオード７１内の不純物濃度のばらつきに起因するポテンシャルのディップに、ある確率で電荷が捕獲されることによって発生する。フォトダイオード７１が巨大化して内部電界が弱まると、捕獲確率が上昇する。
　例えば、画素アレイ部５１の画素全体で平均５％の電荷がフォトダイオード７１に残存したとする。光検出器２３が画素アレイ部５１で単一のパルス光検出を行った場合、画素出力を総合したその時点での検出光量は、実効入射光子数Ｎが５％低下した場合とほぼ等価である。これは有意ではあるが、この状態が常に安定していれば補正が可能であり、ばらつきの悪化もほぼ実効入射光子数Ｎの低下分のみであって殆ど問題にならない。
　その一方で、次の検出時にもこの電荷が残ると、ポテンシャルのディップが捕獲電荷で埋められて、その分捕獲確率が低下する。さらに、その一方で、捕獲された電荷が拡散で放出され始める。即ち、量子効率が時系列的に変動し、かつフロアノイズが悪化する。
　このような状況を鑑みると、信号として収集できない残存電荷がフォトダイオード７１内に若干存在しても、ＰＤリセット時にそれを完全に消滅させる手段が設けられれば、パルス光検出は有効に機能すると考えられる。
　図２６は、画素４１のその他の回路構成であり、ＰＤリセット時にフォトダイオード７１内に若干存在する電荷を完全に消滅させる手段を備えた回路を示している。
　図２６において、図３と対応する部分については同一の符号を付してあり、その説明は適宜省略する。
　図２６の画素回路を、図３の画素回路と比較すると、図２６の画素４１では、リセットトランジスタ７５を第１のリセットトランジスタとすると、それとは別に、フォトダイオード７１の残存電荷を排出する第２のリセットトランジスタ１８１が追加されている。
　即ち、図２６の画素４１は、フォトダイオード７１、転送トランジスタ７３、検出ノード７６及び検出ノード７６の信号を増幅して出力する増幅トランジスタ７４を持ち、さらに検出ノード７６を電源VDDに接続する第１のリセットトランジスタ７５と、フォトダイオード７１に直結されて、電源VDDに接続する第２のリセットトランジスタ１８１を有する。
　図２７は、図２６に示した画素回路の平面レイアウトを示している。
　第２のリセットトランジスタ１８１は１個でも良いが、図２７に示されるように、大面積のフォトダイオード７１の残存電荷を完全に排出できるように複数設けても良い。このような第２のリセットトランジスタ１８１は、検出ノード７６の寄生容量に全く影響を及ぼさないので、柔軟な複数配置が可能である。
　図２８は、図２６に示した画素回路の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。
　図１２に示した動作シーケンスと異なる点は、ＰＤリセットを行うタイミングＴ１において、新たに追加した第２のリセットトランジスタ１８１も同時にオン状態に制御される点である。これにより、フォトダイオード７１内の残存電荷が完全に排出される。その他の動作は、図１２を参照して説明した動作と同様である。
　なお、第２のリセットトランジスタ１８１をオンするタイミングは、露光期間以外であればどこでもよい。
　図２６に示した画素回路においても、第４の工程における転送トランジスタ７３のオンが、第１の工程のＰＤリセットを兼ねるようにして、不感期間ゼロの動作シーケンスとすることが可能である。
　図２９は、不感期間ゼロの場合の図２６の画素回路の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。
　不感期間ゼロの場合、第２のリセットトランジスタ１８１をオンするタイミングは、転送トランジスタ７３をオンさせるタイミングＴ２４と同時でもよいが、その前または後ろで、転送トランジスタ７３のオンに連続して行ってもよい。図２９は、転送トランジスタ７３のオンの後に、第２のリセットトランジスタ１８１をオンする制御例を示している。
　まず、タイミングＴ２１において第１のリセットトランジスタ７５のみがオンして、ＦＤリセットが行われる。
　その後、タイミングＴ２２において、行駆動回路５４は、選択トランジスタ７７をオン状態に制御して、次にオフ状態に制御するタイミングＴ２３までの間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）のリセット信号のサンプリングを行う。検出回路５２は、リセット信号のサンプリングの結果を画素ごとに保存する。
　次に、タイミングＴ２４において、行駆動回路５４は、転送トランジスタ７３をオン状態に制御する。この制御により、蓄積ノード７２に蓄積された電荷が検出ノード７６へ転送される。
　転送トランジスタ７３をオフ状態に変更後、タイミングＴ２５において、行駆動回路５４は、第２のリセットトランジスタ１８１をオン状態に制御する。この制御によりフォトダイオード７１の電荷が完全に排出される。露光期間はタイミングＴ２４にオンした転送トランジスタ７３がオフ状態に制御された時点で終了となり、タイミングＴ２５でオンした第２のリセットトランジスタ１８１がオフ状態に変更された時から、次の露光期間の開始となる。
　その後、タイミングＴ２６において、行駆動回路５４は、選択トランジスタ７７をオン状態に制御する。そして、選択トランジスタ７７がオフ状態に制御されるタイミングＴ２７までの間に、検出回路５２は、N回（例えば、４回）の蓄積信号のサンプリングを行う。検出回路５２は、蓄積信号のサンプリングの結果を画素ごとに保存する。そして、検出回路５２により、リセット信号と蓄積信号の差分で表される正味の蓄積信号が画素毎に導出される。
　以上のように、ＰＤリセットを省略し、読み出し時の電荷転送をフォトダイオード７１内の電荷の排出と兼ねる場合、第２のリセットトランジスタ１８１による排出は、転送トランジスタ７３のオンによる電荷転送が完了した直後でも良い。
　図２９に示した動作シーケンスは、読み出しシーケンスと露光タイミングを独立させ、柔軟なタイミング設定を可能にしている。これにより検出回路５２を複数画素で共有した場合でも、全画素の露光開始及び終了を同時一斉に行う、いわゆるグローバルシャッタの導入が可能である。
　即ち、画素４１は、転送トランジスタ７３と第２のリセットトランジスタ１８１が連動してオンすることで、その双方を用いてフォトダイオード７１内の蓄積電荷を排出する。より一般的には、画素４１は、フォトダイオード７１に直結した複数のトランジスタを用い、それらを連動させてフォトダイオード７１の蓄積電荷を排出する。
　なお、このような第２のリセットトランジスタ１８１の搭載を必要とするフォトダイオード７１のサイズは、一般に１００μｍ2以上である。
＜５．光検出器のその他の適用例＞
　微弱光パルスを検出する光検出器２３は、上述した放射線計数装置以外にも適用することができる。そこで、放射線計数装置以外の装置に光検出器２３を適用した例として、生体検査装置について説明する。
　図３０は、本技術を適用した生体検査装置としてのフローサイトメータの構成例を示している。
　フローサイトメータ２００は、前方散乱光２０５を検出するフォトダイオード２０１と、側方散乱光、または、検体２０３に付着した蛍光マーカが発する蛍光２０６を検出する光検出器２３とを少なくとも備える。
　サンプルチューブ２０２から流される細胞等の検体２０３は、サンプル流２０４の中で一列に並び、そこにレーザ光源２０９からレーザ光２０７が照射される。検体２０３がレーザ光２０７の照射スポット２０８内を通過すると、蛍光マーカ等から励起された蛍光２０６と散乱光が発生する。光量の大きい前方散乱光２０５はフォトダイオード２０１によって受光され、検体２０３の大きさが検出されるとともに、検体通過のタイミングが取得されて、そのイベント信号が生成される。一方、検体２０３に付着した蛍光マーカが発する蛍光２０６または側方散乱光は、微弱なパルス光となって、光検出器２３により検出される。
　図３１は、フローサイトメータ２００の光検出器２３による微弱パルス検出の様子を示している。
　レーザ光２０７の照射スポット２０８を検体２０３が通過すると、側方散乱光または検体２０３に付着した蛍光マーカが発する蛍光２０６の強度は、パルス形状２２１を描き、各パルス形状２２１が、１個の検体２０３の通過に該当する。この時、フォトダイオード２０１によって検出される前方散乱光２０５も、タイミングが類似したパルス形状２２２を描く。
　フォトダイオード２０１は、前方散乱光２０５の強度を所定の閾値２３１と比較し、前方散乱光２０５の強度が閾値２３１以上となったタイミングＴ３１において、検体２０３の通過を検出して、イベント信号２３２を発生する。
　光検出器２３における露光の完了とデータ読み出しは、上記の検体通過のイベント信号２３２に同期して実行される。データ読み出しのアクセスシーケンスは、図２３または図２９に準じ、不感期間の殆ど無いグローバルシャッタとされる。この時、検体通過のイベント信号２３２に同期して画素内転送が行われ、露光期間が終了して読み出しが開始される。さらに次の露光期間が全画素一斉にスタートする。
　即ち、光検出器２３は、イベント信号２３２の取得から、検体２０３の流速と大きさを考慮した一定のディレイを経たタイミングＴ３２において、各画素４１における露光（蓄積）を完了し、蓄積信号の読み出しを開始する。さらに、タイミングＴ３２において、光検出器２３は、次の露光（蓄積）をスタートする。各読み出しシーケンスにおける画素出力の合計値は、パルスごとに、光検出器２３が受光した光子の総量に相当する。これによって、検体２０３ごとの側光散乱光や蛍光の強度が導出される。
　このような光検出器２３は、所望のタイミングで全ての有効画素の蓄積を完了し、蓄積信号を出力する機能を有している。光検出器２３は、さらに蓄積完了の直後に次の蓄積を開始する。
　なお、この例では検体通過のイベント信号２３２は、閾値２３１を通過して大きくなるタイミングＴ３１で発生させているが、閾値２３１を通過して小さくなるタイミングＴ３３で発生させても良い。タイミングＴ３３で発生させた方が、検体２０３の大きさや流量の変動に対応しやすいメリットがある。
　また、イベント信号２３２は、側方散乱光及び蛍光２０６を用いて発生させてもよい。その場合、それらを分光させて他のイベント発生用素子に当てるか、光検出器２３内にイベント発生用素子を別途搭載しても良い。
　本技術の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本技術の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
　光検出器２３は、例えば、光パルス検出装置として、独立した装置とすることができるほか、放射線計数装置１やフローサイトメータ２００以外の装置の一部として組み込まれていてもよい。
　上述した複数の実施の形態の全てまたは一部を組み合わせた形態を採用することができる。
　例えば、本技術は、１つの機能をネットワークを介して複数の装置で分担、共同して処理するクラウドコンピューティングの構成をとることができる。
　また例えば、上述のフローチャートで説明した各ステップは、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
　さらに、１つのステップに複数の処理が含まれる場合には、その１つのステップに含まれる複数の処理は、１つの装置で実行する他、複数の装置で分担して実行することができる。
　本明細書において、フローチャートに記述されたステップは、記載された順序に沿って時系列的に行われる場合はもちろん、必ずしも時系列的に処理されなくとも、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで実行されてもよい。
　なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって限定されるものではなく、本明細書に記載されたもの以外の効果があってもよい。
　なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
　複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、
　前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、
　前記デジタル値を第１の閾値と比較し、前記第１の閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路と
　を備える光パルス検出装置。
（２）
　前記制御回路は、さらに、前記デジタル値を前記第１の閾値と異なる第２の閾値と比較し、前記第２の閾値より小さい前記デジタル値を無信号として破棄するエラー判定処理を行う
　前記（１）に記載の光パルス検出装置。
（３）
　前記制御回路は、前記第１の閾値以下の前記デジタル値を合算し、その結果得られる合算値を出力する
　前記（１）に記載の光パルス検出装置。
（４）
　前記制御回路は、前記第１の閾値以下の前記デジタル値を合算した合算値に対して、エラーとして破棄した画素分を補正して出力する
　前記（１）または（３）に記載の光パルス検出装置。
（５）
　前記制御回路は、前記エラー判定処理を、複数画素からなる画素グループ単位の前記デジタル値で行う
　前記（１）乃至（４）のいずれかに記載の光パルス検出装置。
（６）
　前記画素は、
　　光電変換素子により光電変換された電荷を蓄積する電荷蓄積部と、
　　前記電荷蓄積部の電荷をリセットするリセットトランジスタと、
　　前記電荷蓄積部の電荷を前記出力信号として出力する出力トランジスタと
　を備える
　前記（１）乃至（５）のいずれかに記載の光パルス検出装置。
（７）
　前記画素は、
　　前記光電変換素子に直結され、前記光電変換素子の電荷をリセットする第２のリセットトランジスタをさらに備える
　前記（６）に記載の光パルス検出装置。
（８）
　前記画素は、前記第２のリセットトランジスタを複数備える
　前記（７）に記載の光パルス検出装置。
（９A）
　前記画素アレイ部は、露光の開始と終了を全画素同時に行う
　前記（１）乃至（８）のいずれかに記載の光パルス検出装置。
（９B）
　複数枚の半導体基板の積層構造で構成されている
　前記（１）乃至（８）のいずれかに記載の光パルス検出装置。
（１０）
　複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路とを備える光パルス検出装置が、
　前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換し、
　前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う
　光パルス検出方法。
（１１）
　前記（１）に記載の光パルス検出装置と、
　シンチレータと
　を備え、
　前記光パルス検出装置は、放射線が前記シンチレータに入射されて発光した発光パルスを検出する
　放射線計数装置。
（１２）
　前記光パルス検出装置で検出された前記発光パルスの回数から、前記発光パルスの計数率を算出し、算出された前記発光パルスの計数率に基づいて、前記画素の蓄積時間を制御するデータ処理部をさらに備える
　前記（１１）に記載の放射線計数装置。
（１３）
　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が規定範囲よりも大きいと判定された場合、前記画素の蓄積時間が現在よりも短くなるサンプルレートに変更する
　前記（１２）に記載の放射線計数装置。
（１４）
　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が規定範囲よりも大きいと判定された場合、前記画素アレイ部の一部の画素行のみを使用するように制御して、前記画素の蓄積時間が現在よりも短くなるサンプルレートに変更する
　前記（１３）に記載の放射線計数装置。
（１５）
　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が第１の計数率よりも大きく、第２の計数率以下であると判定された場合、算出された前記発光パルスの計数率から平均発光回数を算出し、放射線量を導出する
　前記（１２）に記載の放射線計数装置。
（１６）
　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が前記第２の計数率よりも大きいと判定された場合、積分的な放射線量の導出を行う
　前記（１５）に記載の放射線計数装置。
（１７）
　前記データ処理部は、読み出し単位の出力信号が規定の判定閾値を超えた場合、発光パルス出力の開始であると判定し、前記発光パルスの光量を導出する
　前記（１２）に記載の放射線計数装置。
（１８）
　前記シンチレータは、光学的に分離された複数のシンチレータが配列されたシンチレータアレイで構成されており、
　前記画素アレイ部は、前記複数のシンチレータに対応する受光領域を有する
　前記（１１）乃至（１７）のいずれかに記載の放射線計数装置。
（１９）
　前記画素アレイ部は、前記複数のシンチレータに対応する受光領域の間に遮光部を有する
　前記（１８）に記載の放射線計数装置。
（２０）
　前記（１）に記載の光パルス検出装置を備え、
　前記光パルス検出装置は、流体内の検体にレーザ光が照射されることにより励起された蛍光または散乱光を検出する
　生体検査装置。
　１　放射線計数装置，　１１　受光部，　１２　データ処理部，　２１　シンチレータ，　２３　光検出器，　４１　画素，　５１　画素アレイ部，　５２　検出回路，　５４　行駆動回路，　５７　出力制御回路，　７１　フォトダイオード，　７２　蓄積ノード，　７３　転送トランジスタ，　７４　増幅トランジスタ，　７５　リセットトランジスタ，　７６　検出ノード，　７７　選択トランジスタ，　９１　ＡＤ変換器，　１０１　比較器，　１０４　加算器，　１０５　合算信号レジスタ，　１０６　信号補正部，　１２１　シンチレータアレイ，　１２２　領域，　１２３　遮光部，　１４１　上側基板，　１４２　下側基板，　１８１　第２のリセットトランジスタ，　２００　フローサイトメータ，　２０１　フォトダイオード，　２０２　サンプルチューブ，　２０３　検体，　２０６　蛍光，　２０９　レーザ光源

Claims (20)

  1. 　複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、
    　前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、
    　前記デジタル値を第１の閾値と比較し、前記第１の閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路と
    　を備える光パルス検出装置。
  2. 　前記制御回路は、さらに、前記デジタル値を前記第１の閾値と異なる第２の閾値と比較し、前記第２の閾値より小さい前記デジタル値を無信号として破棄するエラー判定処理を行う
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  3. 　前記制御回路は、前記第１の閾値以下の前記デジタル値を合算し、その結果得られる合算値を出力する
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  4. 　前記制御回路は、前記第１の閾値以下の前記デジタル値を合算した合算値に対して、エラーとして破棄した画素分を補正して出力する
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  5. 　前記制御回路は、前記エラー判定処理を、複数画素からなる画素グループ単位の前記デジタル値で行う
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  6. 　前記画素は、
    　　光電変換素子により光電変換された電荷を蓄積する電荷蓄積部と、
    　　前記電荷蓄積部の電荷をリセットするリセットトランジスタと、
    　　前記電荷蓄積部の電荷を前記出力信号として出力する出力トランジスタと
    　を備える
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  7. 　前記画素は、
    　　前記光電変換素子に直結され、前記光電変換素子の電荷をリセットする第２のリセットトランジスタをさらに備える
    　請求項６に記載の光パルス検出装置。
  8. 　前記画素は、前記第２のリセットトランジスタを複数備える
    　請求項７に記載の光パルス検出装置。
  9. 　前記画素アレイ部は、露光の開始と終了を全画素同時に行う
    　請求項１に記載の光パルス検出装置。
  10. 　複数の画素が二次元格子状に配列された画素アレイ部と、前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換するＡＤ変換器と、前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う制御回路とを備える光パルス検出装置が、
    　前記画素アレイ部の各画素の出力信号を１ビットより大きな階調のデジタル値に変換し、
    　前記デジタル値を所定の閾値と比較し、前記閾値より大きい前記デジタル値をエラーとして破棄するエラー判定処理を行う
    　光パルス検出方法。
  11. 　請求項１に記載の光パルス検出装置と、
    　シンチレータと
    　を備え、
    　前記光パルス検出装置は、放射線が前記シンチレータに入射されて発光した発光パルスを検出する
    　放射線計数装置。
  12. 　前記光パルス検出装置で検出された前記発光パルスの回数から、前記発光パルスの計数率を算出し、算出された前記発光パルスの計数率に基づいて、前記画素の蓄積時間を制御するデータ処理部をさらに備える
    　請求項１１に記載の放射線計数装置。
  13. 　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が規定範囲よりも大きいと判定された場合、前記画素の蓄積時間が現在よりも短くなるサンプルレートに変更する
    　請求項１２に記載の放射線計数装置。
  14. 　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が規定範囲よりも大きいと判定された場合、前記画素アレイ部の一部の画素行のみを使用するように制御して、前記画素の蓄積時間が現在よりも短くなるサンプルレートに変更する
    　請求項１３に記載の放射線計数装置。
  15. 　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が第１の計数率よりも大きく、第２の計数率以下であると判定された場合、算出された前記発光パルスの計数率から平均発光回数を算出し、放射線量を導出する
    　請求項１２に記載の放射線計数装置。
  16. 　前記データ処理部は、算出された前記発光パルスの計数率が前記第２の計数率よりも大きいと判定された場合、積分的な放射線量の導出を行う
    　請求項１５に記載の放射線計数装置。
  17. 　前記データ処理部は、読み出し単位の出力信号が規定の判定閾値を超えた場合、発光パルス出力の開始であると判定し、前記発光パルスの光量を導出する
    　請求項１２に記載の放射線計数装置。
  18. 　前記シンチレータは、光学的に分離された複数のシンチレータが配列されたシンチレータアレイで構成されており、
    　前記画素アレイ部は、前記複数のシンチレータに対応する受光領域を有する
    　請求項１１に記載の放射線計数装置。
  19. 　前記画素アレイ部は、前記複数のシンチレータに対応する受光領域の間に遮光部を有する
    　請求項１８に記載の放射線計数装置。
  20. 　請求項１に記載の光パルス検出装置を備え、
    　前記光パルス検出装置は、流体内の検体にレーザ光が照射されることにより励起された蛍光または散乱光を検出する
    　生体検査装置。
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