CN104185950A - 电力变换装置、电动动力转向系统、电动汽车、电子控制节流阀、电动制动器 - Google Patents

电力变换装置、电动动力转向系统、电动汽车、电子控制节流阀、电动制动器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电力变换装置、电动动力转向系统、电动汽车、电子控制节流阀、电动制动器。除了构成逆变器的MOSFET的短路故障外，在相输出线中的任一个被接地短路/接电源短路的情况下，为了不会使电动机进行再生制动，电力变换装置所具备的半导体开关元件中，与半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在电源与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，并且二极管中的至少一个在电动机的输出与电源之间的电流路径以及电动机的输出与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接。

Description

电力变换装置、电动动力转向系统、电动汽车、电子控制节流阀、电动制动器
技术领域
本发明涉及使用半导体开关元件对从电源供给的电力进行变换的电力变换装置。
背景技术
随着控制的自动化的发展，对电子控制装置的安全性及可靠性的要求正在变高。为了确保电子控制装置的安全性，要求在发生异常时立刻检测该异常并停止动作。在发生异常时为了切离装置，大多情况下使用继电器。例如，在发生异常时，有时通过继电器来切断主电源。在电动机驱动装置(尤其是电动动力转向装置)中，发生异常时，有时通过继电器切断对电动机的驱动电流输出(相输出)。
另一方面，正在推进将上述的继电器替换为半导体元件，从而来实现高可靠性、长寿命化、小型化、保护动作的高速化。
下述专利文献1公开了，在电动动力转向系统中，对电力变换器的相输出插入MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，当发生异常时使MOSFET截止，从而切离电动机与逆变器的技术。
下述专利文献2的图4公开了，在电源与电力变换器之间设置成使二极管的朝向相互成为相反方向(具体而言是电流的通过方向互相朝向外侧)来配置2个MOSFET的技术。在将MOSFET用作继电器的情况下，即使在MOSFET截止的状态下，因MOSFET的寄生二极管，会有电流流过。因此，在专利文献2中将2个MOSFET串联连接成了寄生二极管的朝向相互成为相反方向(具体而言是电流的通过方向互相朝向外侧或内侧)。
下述专利文献3(图2)公开了通过继电器切断电荷泵电源来可靠地使MOSFET截止的技术。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：JP特开2009-274686号公报
专利文献2：JP特开平10-167085号公报
专利文献3：JP特开2011-109779号公报
发明内容
发明要解决的问题
在上述专利文献1记载的技术中，通过半导体元件切断电力变换器的相输出，从而在构成逆变器的MOSFET的短路故障等发生了异常时，从逆变器切离电动机来停止对电动机的驱动，由此能够防止危险的举动。但是，还需要考虑相输出线被接地短路(short circuit to GND)的情况。
在作为继电器而使用MOSFET的情况下，即使在MOSFET截止的状态下，因寄生二极管的存在而有电流流过，因此在专利文献1的比FET7～9更靠电动机侧的相输出线的任一个被接地短路的情况下，在未被接地短路的剩下的2相中，形成从FET4→FET7、FET5→FET8、FET6→FET9中的任一个经由电动机的绕组而到达接地短路点(ground)的电流路径(闭合电路)。即，沿着该电流路径而有电动机再生的电流流过，所以电动机受到再生制动，因此会显著妨碍基于人力的操舵。另外，在使插入至相输出的FET7～9的方向相反时，若相输出线的任一个发生接电源短路(shortcircuit to VB)，则产生同样的现象，这种情况没有改变。
在上述专利文献2记载的技术中，在产生了与上述相同的接地短路故障时也会产生同样的问题。如专利文献3所记载的那样，还考虑了以机械方式通过继电器断开电源的情形，但因为设置机械方式的继电器，存在高可靠性、长寿命化、小型化、保护动作的高速化等方面的问题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，目的在于，除了在构成逆变器的MOSFET的短路故障外，在相输出线的任一个被接地/接电源短路的情况下，也能够不会对电动机进行再生制动。
用于解决问题的手段
本发明涉及的使用多个半导体开关元件来将从电源供给的电力变换为电动机的驱动电流的电力变换装置所具备的各半导体开关元件中，与各半导体开关元件并联连接的二极管，在电源与地线之间的电流路径中至少1个二极管以相反方向与其他二极管连接，并且在电动机的绕组与电源之间的电流路径以及所述电动机的相输出与地线之间的电流路径中至少1个二极管以相反方向与其他二极管连接。
发明效果
根据本发明的电力变换装置，将机械方式的继电器替换成半导体元件来提高了性能的同时能够提高相对于短路故障的安全性。
附图说明
图1是实施方式1的电力变换装置1000的电路图。
图2是表示图1的变形例的图。
图3是将图2所示的电路图中的三相逆变器的一部分简化成电路网X的图。
图4是表示将在电路网X之外配置的二极管的朝向设置成与图2相反的朝向的变形例的图。
图5是将图4所示的电路中的三相逆变器的一部分简化成电路网X的图。
图6是表示将图5的第3MOSFET3兼用为升压电路20的构成要素的电路结构的图。
图7是说明图6所示的电路的动作的时序图。
图8是实施方式2的电力变换装置1000的电路图。
图9是实施方式3的电力变换装置1000的电路图。
图10是表示除了图2所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的图。
图11是将图10所示的电路中的三相逆变器的一部分简化为电路网X的图。
图12是表示除了图4所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的图。
图13是表示图12的变形例的图。
图14是表示图12的变形例的图。
图15是表示除了图8所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5a的电路结构的图。
图16是表示除了图9所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5a和5b的电路结构的图。
图17是表示比较实施方式4中说明的用于切断所有电流所需的MOSFET的个数和在实施方式1～3中说明的MOSFET的个数的表的图。
图18是实施方式5的电动动力转向系统2000的结构图。
图19是实施方式6的电动汽车3000的结构图。
图20是实施方式7的电子控制节流阀4000的结构图。
图21是实施方式8的电动制动器5000的结构图。
图22是表示实施方式9的电力变换装置1000中的PWM定时器10周边的电路结构的图。
图23是表示图22所示的电路结构的动作的时序图。
图24是表示图22的变形例的图。
图25是表示图24所示的电路结构的动作的时序图。
图26是带电荷泵的预驱动器6的电路图。
图27是表示由微型处理器100生成交变信号7的结构例的图。
图28是表示比较器110生成交变信号7的结构例的图。
图29是表示FS-AND120生成交变信号7的结构例的图。
图30是表示由PWM定时器10控制带电荷泵的预驱动器6的结构例的图。
图31是表示将AND130的输出设为OUT_EN或POW_EN的结构例的图。
图32是表示组合了交变信号的FS-AND、输出控制信号的AND、及所有电流控制信号的AND的结构例的图。
图33是表示实施方式10的电力变换装置1000中的带电荷泵的预驱动器6周边的电路结构的图。
图34是表示作为过电流检测电路63而具备通过PNP晶体管Q检测MOSFET5的漏极-源极间的电位差的电路结构的结构例的图。
图35是对驱动2相电动机或直流电动机时的所需的MOSFET的个数进行比较的表。
图36是图8的电力变换装置1000的其他电路图。
图37是图15的电力变换装置1000的其他电路图。
图38是在电动机的中性点侧追加了第3MOSFET组的电路图。
图39是在图38的电路中附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路图。
图40是在电动机的中性点侧追加了第4MOSFET组的电路图。
图41是在图40的电路中附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路图。
具体实施方式
<实施方式1>
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置1000的电路图。电力变换装置1000是将从电源供给的电力变换为电动机8的驱动电流的装置，具备第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET组3u～3w、和第4MOSFET4组4u～4w。
第1MOSFET组1u～1w是构成三相逆变器的上臂的半导体开关元件组，附加字母u～w分别对应于电动机的U相～W相。在以下的说明中也是相同的。第2MOSFET组2u～2w是构成三相逆变器的下臂的半导体开关元件组。
第3MOSFET组3u～3w连接在电力变换装置1000的各相输出与电动机8的各相输出之间。与第3MOSFET组3u～3w并联连接的二极管连接在向电动机8供给电流的方向上。
第4MOSFET4组4u～4w在电力变换装置1000的各相输出与地线之间和第2MOSFET组2u～2w串联连接。与第4MOSFET4组4u～4w并联连接的二极管连接在电流流向地线的方向上。
上述各MOSFET的配置不会形成电源与地线之间的电流路径，并且不会形成电动机8的各相输出与电源之间的电流路径、以及电动机8的各相输出与地线之间的电流路径。关于这一点，将在后述的图4中进行说明。
在以下的说明中，在各MOSFET组内按每个相设置MOSFET时附加表示各相的附加字母，在未按每个相设置MOSFET而是仅1个MOSFET时省略附加字母。
图2是表示图1的变形例的图。如图1所示，在电力变换装置1000的各相输出进行汇流的部位的近前配置了第4MOSFET组4u～4w的情况下，为了完全切断电流路径，需要按每个相设置MOSFET。如图2所示，在电力变换装置1000的各相输出进行汇流之后(比起汇流部位更靠地线侧)配置了第4MOSFET组4u～4w的情况下，只要设置一个第4MOSFET4就能够完全切断通向地线的电流路径。另外，从电动机8回流的电流无需经由第4MOSFET4，因此与图1相比能够将电流通过的MOSFET的数量减少2个，相对应地导通电阻也减少，由此能够抑制损耗。
第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w被PWM定时器10控制。为了避免附图的复杂化，仅示出了从PWM定时器10对第1MOSFET1u的栅极的控制信号UH的布线、对第2MOSFET2u的栅极的控制信号UL的布线、对第3MOSFET3w和第4MOSFET4u的控制信号OUT_EN的布线，省略了对第1MOSFET组1v～1w的栅极的控制信号VH、WH的布线、对第2MOSFET组2v～2w的栅极的控制信号VL、WL的布线、对第3MOSFET组3u～3v、第4MOSFET组4v～4w的栅极的控制信号OUT_EN的布线。此外，实际上并不是通过PWM定时器10的输出来直接驱动MOSFET组的栅极端子，而是通常通过基于升压电源工作的预驱动器具备足够的栅极-源极间电压来进行驱动，但是同样为了避免附图的复杂化而进行省略。在以后叙述的实施方式中也同样进行省略。
图3是将图2所示的电路图之中的三相逆变器的一部分简化为电路网X的图。如图3所示，将相对于电路网X的第1MOSFET组1u～1w的寄生二极管的朝向、第3MOSFET组3u～3w的寄生二极管的朝向、第4MOSFET4的寄生二极管的朝向设为相同。由此，能够发挥以下的效果。很容易理解在图1中也能够发挥同样的效果。
(图3的效果之1)在电路网X正常的情况下，能够实施正常动作。
(图3的效果之2)在被第1MOSFET组1u～1w、第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4包围的电路网X内发生了短路故障时，由于只存在相对于电路网X的电流流入路径和流出路径中的任一方(两者不会都存在)，因此也不会因寄生二极管而构成连接电源VB与地线GND的电流路径。
(图3的效果之3)在电路网X内发生了短路故障的情况下，也不会构成连接电源VB与相输出的电流路径、或连接地线GND与相输出的电流路径。
(图3的效果之4)在相输出被接电源短路(在与电源之间被短路)/接地短路(在与GND之间被短路)的情况下，也不会构成经由电源VB或地线GND而与电动机8连接的闭合电路。
图4是表示将在电路网X之外配置的二极管的朝向设置成与图2相反的朝向的变形例的图。在图4中，第3MOSFET3被配置在电力变换装置1000的各相输出与电源VB之间，寄生二极管被连接在电流从电源VB流向电动机8的方向(朝向电路网X的方向)上。此外，第4MOSFET组4u～4w被配置在电力变换装置1000的各相输出与电动机8的各相输出之间，寄生二极管被连接在电流从电动机8流向电路网X的方向上。
在电力变换装置1000的各相输出进行汇流的部位的近前(比起汇流部位更靠电路侧)配置了第3MOSFET3的情况下，与图2相同，需要3个MOSFET(第3MOSFET组3u～3w)。如图4所示，将第3MOSFET设为1个带来的效果与图2所示的第4MOSFET4的效果相同。
根据图4所示的电路结构，正常时，使第3MOSFET3和第4MOSFET组4u～4w导通，能够通过第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w提供通常的电动机驱动动作。此外，异常时，使第3MOSFET3和第4MOSFET组4u～4w截止，从而能够发挥与图3相同的效果。
图5是将图4所示的电路之中的三相逆变器的一部分简化为电路网X的图。如图5所示，将相对于电路网X的第2MOSFET组2u～2w的寄生二极管的朝向、第4MOSFET组4u～4w的寄生二极管的朝向、第3MOSFET3的寄生二极管的朝向设为相同。由此，能够发挥以下的效果。
(图5的效果之1)能够发挥与图3的效果1、3、4相同的效果。
(图5的效果之2)在被第2MOSFET组2u～2w、第4MOSFET组4u～4w、第3MOSFET3包围的电路网X内发生了短路故障的情况下，由于只存在相对于电路网X的电流流入路径和流出路径中的任一方(两者不会都存在)，因此不会因寄生二极管而构成连接电源VB与地线GND的电流路径。
图4所示的电路结构中还可以附加用于降低电源VB的阻抗的电容器C。此时，如图4所示，期望在第3MOSFET3的电源VB侧的端子与GND之间插入电容器C。这是因为，若在第3MOSFET3的三相逆变器侧的端子与GND之间插入电容器C，则充电电流从电动机8经由寄生二极管而流向电容器C，由此电动机8被再生制动，有损本发明的效果。
同样地，在图2的电路结构中也能够在第4MOSFET4的GND侧的端子与电源VB之间插入电容器C。与图4相同，不希望在第4MOSFET4的三相逆变器侧的端子与电源VB之间插入电容器C。
图6是表示将图5的第3MOSFET3兼用作升压电路20的构成要素的电路结构的图。另外，也可以代替第3MOSFET3，如图6所示那样使用二极管D。
首先，说明升压电路20的动作。使MOSFET21导通时，电流流过线圈L，使MOSFET21截止时，在VB上相加v＝L·di/dt的电压，在漏极端子上产生比VB高的电压。此时在MOSFET21的漏极端子上产生的电压经由第3MOSFET3的寄生二极管或经由二极管D而对电容器C进行充电。如以上所述，反复进行MOSFET21的导通和截止，向电容器C充电比VB高的电压。另外，在使MOSFET21截止时，通过使第3MOSFET3导通，能够降低正向电压效果，能够提高变换效率。
另外，在相输出被接电源短路/接地短路的情况下，与图5相同，只要第3MOSFET3截止，就不会形成经由电源VB或地线GND而与电动机8连接的闭合电路。
图7是说明图6所示的电路的动作的时序图。在图7中，假设在时刻A发生接电源短路/接地短路等异常，这以后电动机8按照不会被再生制动的方式工作。
MOSFET21、MOSFET3在时刻A以前反复交替地被导通或截止来使电源VB升压，在电容器C中蓄积电荷。在发生了异常的时刻A以后期望继续MOSFET21的动作，使MOSFET3截止。
期望使MOSFET3截止是因为，在相输出中发生了接电源短路故障的情况下，当电动机8产生的再生电压超过由MOSFET21和线圈L产生的电压时，电流会经由MOSFET3而流向VB侧，其结果，防止对电动机8进行再生制动。期望MOSFET21继续工作是因为，通过使电容器C的电压继续上升，从而来自电动机8的再生电流流向电容器C，其结果，防止对电动机8进行再生制动。另外，此时即使使MOSFET3截止，也能够经由与MOSFET3并联连接的二极管而将升压电压继续施加给电容器C。
时刻A以后如图7所示那样停止各相的驱动，当然使OUT_EN截止。
如图6所示的将第3MOSFET3兼用作升压电路20的构成要素的电路结构在如图5所示那样将寄生二极管连接在电流从电动机8流向三相逆变器的方向上时，在负极接地的电路方式下发挥有效的效果。如图2～3所示那样将寄生二极管连接在电流流向电动机8的方向上时，必须要在三相逆变器的地线侧(负极侧)配置第4MOSFET4，因此需要设置成目前并非通常使用的正极接地的电路方式。
<实施方式1：小结>
如以上所述，本实施方式1的电力变换装置1000将各半导体开关元件连接成了如下方式：与半导体开关元件并联连接的二极管不会形成VB与GND之间的电流路径、电动机8的各相输出与VB之间的电流路径、以及电动机8的各相输出与GND之间的电流路径。由此，即使在电路网X内发生了短路故障，也能够确保电路的安全性。
<实施方式2>
图8是本发明的实施方式2的电力变换装置1000的电路图。在图8中，在电力变换装置1000的各相输出与电源之间将第3MOSFET组3u～3w连接成了与第1MOSFET组1u～1w串联且寄生二极管成为反向。此外，在电力变换装置1000的各相输出与地线之间将第4MOSFET组4u～4w连接成了与第2MOSFET组2u～2w串联且寄生二极管成为反向。
正常时，使第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w导通，通过第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w来实现通常的电动机驱动动作。异常时，使第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w截止，从而不会由寄生二极管构成在实施方式1中说明过的短路闭合电路，能够从电动机8切离三相逆变器电路。
<实施方式3>
图9是本发明的实施方式3的电力变换装置1000的电路图。在图9中，在电力变换装置1000的各相输出与电动机8的各相输出之间，串联连接第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w。第3MOSFET组3u～3w的寄生二极管的朝向和第4MOSFET组4u～4w的寄生二极管的朝向被配置成呈相反方向。
第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w进行通常的电动机驱动动作，第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w被信号线OUT_EN控制，正常时会导通，在异常时会截上。正常时，第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w导通，因此能够通过第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w实现通常的电动机驱动动作。异常时，将第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w设为截止，从而不会由寄生二极管构成在实施方式1中说明过的短路闭合电路，能够从电动机8切离三相逆变器电路。
也可以代替第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w，在电力变换装置1000的各相输出与电动机8的各相输出之间串联连接将不具备寄生二极管的半导体闸流管、IGBT、双极性晶体管等反向并联连接后得到的结构。
在动作电源电压为12～36V程度的设备中，与动作电源电压相比不能忽略因半导体元件引起的电压降，因此作为半导体元件大多使用如图1所示那样电压降较小的MOSFET。虽然也可以使用不具备寄生二极管的半导体闸流管、IGBT、双极性晶体管等，但是会产生因PN结引起的0.7V左右的电压降。
但是，如图9所示那样串联连接了反向的MOSFET时，最终会产生相同程度的电压降，因此即使使用半导体闸流管、IGBT、双极性晶体管等，实质上也能够发挥与图9相同的效果。
<实施方式4>
图10是表示除了图2所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的图。切断所有电流是指，切断从电源VB流向电力变换装置1000的电流。在图10中，考虑第4MOSFET4的寄生二极管的朝向而配置第5MOSFET5。
图11是将图10所示的电路之中的三相逆变器的一部分简化为电路网X的图。如图11所示，将相对于电路网X的第3MOSFET组3u～3w的寄生二极管的朝向、第4MOSFET4的寄生二极管的朝向、第5MOSFET5的寄生二极管的朝向设为相同。由此，能够发挥以下的效果。
(图11的效果之1)能够发挥与图3的效果1、3、4相同的效果。
(图11的效果之2)在被第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5包围的电路网X内发生了短路故障的情况下，由于只存在相对于电路网X的电流流入路径和流出路径中的任一方(两者不会都存在)，因此不会因寄生二极管而构成连接电源VB和地线GND的电流路径。
正常时，由于第3MOSFET3组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5导通，因此能够通过第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w来实现通常的电动机驱动动作。异常时，将第3MOSFET3组3u～3w、或第4MOSFET4和第5MOSFET5设为截止，不会由寄生二极管构成在实施方式1中说明过的短路闭合电路，能够切断所有电流。也就是说，仅增加与1个半导体元件相应量的导通电阻就能够切断异常时的电源(所有电流)。
图12是表示除了图4所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的图。图12所示的电路结构也能发挥与图10相同的效果。
由于大多情况下电力变换装置1000或控制装置的框体与地线连接，因此发生故障时，比起电路的接电源短路，发生接地短路的可能性更高。因此，比较图10和图12时，在最靠近VB的部位通过第5MOSFET5能够切断电流的图10的安全性更高。另一方面，在电力变换装置1000或控制装置的框体与VB连接的情况下，图12的安全性更高。
图13和图14是表示图12的变形例的图。在电力变换装置1000或控制装置的框体与地线连接的情况下，代替图12所示的结构，期望在电源VB侧连接第5MOSFET5。由此，在最靠近VB的部位通过第5MOSFET5切断电流，能够提高安全性。
在图10的电路结构中，在附加用于降低电源VB的阻抗的电容器C的情况下，如图10所示，期望在第5MOSFET5的三相逆变器侧的端子与GND之间插入电容器C。虽然也可以在第5MOSFET5的电源VB侧的端子与GND之间插入，但是，阻抗会增加与第5MOSFET5的导通电阻相应的量。根据与在图4中说明过的相同的理由，不希望在第4MOSFET4的三相逆变器侧的端子与第5MOSFET5的三相逆变器侧的端子之间、或第4MOSFET4的三相逆变器侧的端子与电源VB之间插入电容器C。
在图12的电路结构中，如图12所示，期望在第5MOSFET5的三相逆变器侧的端子与电源VB之间插入电容器C。虽然也可以在第5MOSFET5的GND侧的端子与电源VB之间插入电容器C，但是阻抗会增加与第5MOSFET5的导通电阻相应的量。根据与在图4中说明过的相同的理由，不希望在第3MOSFET3的三相逆变器侧的端子与第5MOSFET5的三相逆变器侧的端子之间、或第3MOSFET3的三相逆变器侧的端子与GND之间插入电容器C。
在图13所示的电路结构中，期望在第5MOSFET5的三相逆变器侧的端子与GND之间插入电容器C。虽然也可以在第5MOSFET5的GND侧的端子与GND之间插入电容器C，但是阻抗会增加与第5MOSFET5的导通电阻相应的量。
在图14所示的电路结构中，期望在VB与GND之间插入电容器C。根据与在图4中说明过的相同的理由，也不希望在图13、图14中的第3MOSFET3的三相逆变器侧的端子与GND之间插入电容器C。
图15表示除了图8所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的图。在图15中，第5MOSFET5的寄生二极管的方向被配置成与第3MOSFET组3u～3w的寄生二极管及第4MOSFET组4u～4w的寄生二极管呈反向。
在图15中，异常时使第3MOSFET组3u～3w和第4MOSFET组4u～4w导通，无论寄生二极管的方向如何，都能够切断所有方向的电流。也就是说，仅通过增加与1个半导体元件相应量的导通电阻就能够切断异常时的电源(所有电流)。
图16是除了图9所示的电路结构外还附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5a和5b的电路结构的图。第5MOSFET5a和5b被连接成各自的寄生二极管互相呈反向。
根据图16所示的电路结构，正常时使第3MOSFET3或第4MOSFET4和第5MOSFET5a、5b导通，因此能够通过第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w实现通常的电动机驱动动作。异常时，使第3MOSFET3或第4MOSFET4和第5MOSFET5a、5b截止，不会由寄生二极管构成在实施方式1中说明过的短路闭合电路，能够切断所有电流。
与图9相同，也可以代替第5MOSFET5a、5b，将相互反向并联连接了不具备寄生二极管的半导体闸流管、IGBT、双极性晶体管等后得到的结构全部串联连接。
图17是表示对本实施方式中说明过的切断所有电流所需的MOSFET的个数和在实施方式1～3中说明过的MOSFET的个数进行比较的表的图。在图17中，作为所需的MOSFET的个数、ON电阻的指标，比较在电流路径上通过的MOSFET的串联连接数。
以“[构成三相逆变器时所需的个数](＝6)+[实现各电路结构时所需的追加个数]”这样的形式记载所需的MOSFET数。MOSFET串联连接数在驱动时是在电源→电动机→地线的电流路径上经由的MOSFET的数量，在回流时是在地线→电动机→地线的电流路径上经由的MOSFET的数量。
所需的MOSFET数在图2中最少，但是电流路径上的MOSFET串联连接数在驱动时是图8中最少，在回流时是图2和图8中都最少。因此，想要使成本最少就优选图2，想要使损耗最小来实现效率最大化就优选图8。此外，在图2中，电流集中于第4MOSFET4和第5MOSFET5中，或者通电的占空比变高，因此有时需要采用规格值大的MOSFET，或者需要强化散热，但是并不一定是成本肯定比图8或图9少。
综上，本发明的目的即用于实现电动机8的绕组(特别是相输出侧以及Y接线中的中性点侧)的接电源短路、接地短路引起的再生制动的防止的必要要素是，在电动机8的绕组与电源之间、以及在电动机8的绕组与地线之间不要包括与MOSFET并联连接的寄生二极管带来的电流路径。为此，在电动机8的绕组与电源之间、以及在电动机8的绕组与地线之间至少插入1个并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的MOSFET。
另外，作为插入并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的所述MOSFET的方法，可以考虑在三相逆变器的各相输出与电动机8的绕组之间串联插入的方法、和与构成原来的三相逆变器的MOSFET串联插入的方法。在三相逆变器的各相输出与电动机8的绕组之间插入的情况下，被插入到在三相逆变器的相输出-电动机8的绕组之间往复的电流路径上，并且始终有一方成正向，不会对防止电流路径生成有帮助，因此在电流路径上串联插入的MOSFET的数量会白白地增加。因此，为了降低ON电阻来提高效率，期望尽可能地与构成原来的三相逆变器的MOSFET串联地插入并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的所述MOSFET。换言之，在三相逆变器的电源地线间的电流路径中，与其它MOSFET串联地插入了并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的所述MOSFET。
根据以上的观点，将并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的2个所述MOSFET与构成原来的三相逆变器的MOSFET串联地插入的图8的实施例是最优选的，其次优选的是将1个所述MOSFET串联地插入的图2或图4的实施例。图9的实施例不是将并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的所述MOSFET完全与构成原来的三相逆变器的MOSFET串联地插入，而是在所有三相逆变器的各相输出与电动机8的绕组之间插入的情况，因此根据以上观点是不优选的实施例。
此外，在将并联连接的寄生二极管的朝向与其它寄生二极管呈反向的所述MOSFET与构成原来的三相逆变器的MOSFET串联连接的情况下，比起按每个相串联插入的情况，插入到将构成各相的MOSFET的端子连接在一点的点上更能够减少结构所需的MOSFET的数量。在该观点下，图3、图4的实施例是最优选的，其次是图1的实施例，图8、图9的实施例在该观点下并不是优选的。
<实施方式5>
图18是本发明的实施方式5的电动动力转向系统2000的结构图。电动动力转向系统2000具备与实施方式1～4的任一个中说明过的电力变换装置1000相同的电路结构，并且还具备方向盘11、安装于方向盘11的旋转轴16、安装于旋转轴16的转矩传感器12、操舵机构17、微型处理器100-1及100-2、电动机8。相电流检测信号14、所有电流检测信号15被输入到微型处理器100-1中。
操舵机构17由旋转轴16操舵来控制车轮18的方向。操舵机构17或旋转轴16通过电动机8来补给操舵力。微型处理器100-1基于转矩传感器12的输出13，经由PWM定时器10输出相对于第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5的控制信号，以使相电流检测信号14成为目标值。通过由这些开关元件构成的三相逆变器来驱动电动机8。
在发生异常时根据相电流检测信号14等检测异常，通过第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4从电力变换装置(三相逆变器)可靠地切离电动机8。由此，不会妨碍施加到方向盘11上的人力对电动机8的操作、即对旋转轴16、操舵机构17的操作，能够确保安全。产生过电流时，也根据所有电流检测信号15检测异常，能够通过第5MOSFET5可靠地切断电源来确保安全。
图18示出了具备与图10所示的电力变换装置1000相同的电路结构的例，但是也可以采用其他实施例的电路结构。在采用不具备用于切断所有电流的第5MOSFET5的电路结构的情况下，通过继电器等实现切断所有电流，从而同样能够构成电动动力转向系统2000。在以下的实施方式中也是相同的。
<实施方式6>
图19是本发明的实施方式6的电动汽车3000的结构图。电动汽车3000具备与在实施方式1～4的任一个中说明过的电力变换装置1000相同的电路结构，并且还具备检测油门踏板的踩入量的加速位置传感器21、微型处理器100-1及100-2、电动机8、由电动机驱动的车轮18，根据需要还具备减速机构19。
相电流检测信号14、所有电流检测信号15被输入到微型处理器100-1。微型处理器100-1基于加速位置传感器21的输出，经由PWM定时器10输出相对于第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5的控制信号。通过由这些开关元件构成的三相逆变器驱动电动机8。
发生异常时，根据相电流检测信号14等检测异常，通过第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4能够可靠地从电力变换装置(三相逆变器)切离电动机8。由此，能够防止电动机8的再生制动、即针对车轮18及由车轮18驱动的未图示的车体的紧急制动。
<实施方式7>
图20是本发明的实施方式7的电子控制节流阀4000的结构图。电子控制节流阀4000具备与在实施方式1～4的任一个中说明过的电力变换装置1000相同的电路结构，还具备检测油门踏板的踩入量的加速位置传感器21、微型处理器100-1及100-2、电动机8、由电动机8驱动的节流阀23、测量节流阀23的开口度的节流位置传感器22、在没有了电动机8的驱动力时通过制动器将节流阀23设置成可进行速度控制的规定开口度的默认位置机构24，还根据需要而具备减速机构。
相电流检测信号14、所有电流检测信号15被输入到微型处理器100-1。微型处理器100-1基于加速位置传感器21的输出，经由PWM定时器10输出相对于第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5的控制信号，以使由节流位置传感器22测量出的节流阀23的开口度成为规定的开口度。通过由这些开关元件构成的三相逆变器来驱动电动机8。
在电力变换装置(三相逆变器)发生异常等时，根据相电流检测信号14等检测异常，通过第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4能够从电力变换装置(三相逆变器)可靠地切离电动机8，通过默认位置机构24能够使节流阀23确保规定的开口度。由此，能够进行基于制动器的速度控制，能够继续行驶。
<实施方式8>
图21是本发明的实施方式8的电动制动器5000的结构图。电动制动器5000具备与在实施方式1～4的任一个中说明过的电力变换装置1000相同的电路结构，还具备检测刹车踏板的踩入量的刹车踏板位置传感器28、微型处理器100-1及100-2、电动机8、由电动机8驱动的制动垫26、开始测量制动垫26对转子27的推压量的推力传感器25、在没有了电动机8的驱动力时使制动垫26保持在不会被推压至转子27的位置上的默认位置机构24，还根据需要而具备减速机构19。
相电流检测信号14、所有电流检测信号15被输入到微型处理器100-1。微型处理器100-1基于刹车踏板位置传感器28的输出，经由PWM定时器10输出相对于第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4、第5MOSFET5的控制信号，以使由推力传感器25测量到的制动垫26对转子27的推压量变成规定的值。通过由这些开关元件构成的三相逆变器来驱动电动机8。
在电力变换装置(三相逆变器)发生了异常等时，根据相电流检测信号14等检测异常，通过第3MOSFET组3u～3w、第4MOSFET4能够从电力变换装置(三相逆变器)可靠地切离电动机8，通过默认位置机构24能够使制动垫26保持在不会被推压至转子27的位置上。由此，能够防止对由车轮18驱动的未图示的车体的紧急制动。
<实施方式9>
图22是表示本发明的实施方式9的电力变换装置1000之中的PWM定时器10周边的电路结构的图。带电荷泵的预驱动器6具备根据所输入的交变信号7进行动作的电荷泵61、根据被电荷泵61升压后的电源电压进行动作的预驱动器62。带电荷泵的预驱动器6控制第1MOSFET组1u～1w的栅极端子和第2MOSFET组2u～2w的栅极端子。另外，图22为了简化而仅示出了1相的第1MOSFET1i和第2MOSFET2i(i：u、v、w中的任一个)。
半导体元件的输出故障中输出固定于H或L的stuck-at故障较多。正常时作为允许输出的信号而使用交变信号7，从而不仅能够避免因stuck-at故障而导致被固定在允许输出的状态上的情况，而且还能够确认周期性地在H/L之间交替地变更电平来进行动作的情形。
图23是表示图22所示的电路结构的动作的时序图。UH、UL、VH、VL、WH、WL分别是PWM定时器10输出的U、V、W相的上臂、下臂的驱动信号。在输出交变信号7的时刻A之前，第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w已被驱动，但是在交变信号7停止的时刻A以后，不会驱动第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w，这些MOSFET组都被截止。
通过图23所示的动作，在异常时，能够停止交变信号7来使三相逆变器的动作停止，从而能够确保安全性。
图24是表示图22的变形例的图。在图24中，除了驱动第1MOSFET组1u～1w的栅极端子和第2MOSFET组2u～2w的栅极端子外，还通过交变信号7驱动第3MOSFET3组3u～3w的栅极端子和第4MOSFET4组4u～4w的栅极端子。第5MOSFET5也同样可被带电荷泵的预驱动器6控制。
图25是表示图24所示的电路结构的动作的时序图。在输出交变信号7的时刻D之前，能够通过OUT_EN控制第3MOSFET3组3u～3w和第4MOSFET4组4u～4w，在OUT_EN变成导通的时刻A～B之间，第3MOSFET3组3u～3w和第4MOSFET4组4u～4w也导通，在OUT_EN变成截止的时刻B～C之间这些MOSFET截止。在OUT_EN再次导通且输出交变信号7的时刻C～D之间，第3MOSFET3组3u～3w和第4MOSFET4组4u～4w导通，交变信号7停止的时刻D以后，第3MOSFET3组3u～3w和第4MOSFET4组4u～4w停止。
通过图25所示的动作，在发生异常时能够停止交变信号7来切离三相逆变器和电动机8，因此能够确保安全性。
此外，第5MOSFET5也可同样地被带电荷泵的预驱动器6控制。由此，在发生异常时能够停止交变信号7来切断所有电流，因此能够确保安全性。
图26是带电荷泵的预驱动器6的电路图。带电荷泵的预驱动器6具备根据交变信号7进行动作的电荷泵61、和根据被电荷泵升压后的电源进行动作的预驱动器62。
电荷泵61由包括MOSFET的SW1、SW2、SW3、SW4和电容器C1、Co构成，SW1、SW4导通时蓄积在电容器C1中的电压Vbase在SW2、SW3导通时施加至VB并被充电到电容器Co中。通过反复进行以上的动作，电容器Co的电位逐渐变成
VCP＝Vbase+VB。
另外，SW1、SW2也可以是二极管。
基于如以上所述那样被升压的电压，由SW5、SW6构成的预驱动器62驱动电力变换装置1000的各MOSFET的栅极端子。
在图26中示出了在带电荷泵的预驱动器6内具备1个电荷泵61和1个预驱动器62的电路结构，但是也可以在带电荷泵的预驱动器6内设置1个电荷泵61和多个预驱动器62。
另外，通过将Vbase连接在作为驱动对象的MOSFET的源极端子上，从而预驱动器62输出比源极端子的电位高VB的电压，能够在源极-栅极之间施加规定的电压。此外，若Vbase＝VB，则预驱动器62输出VCP＝2VB的电压。
图27是表示由微型处理器100生成交变信号7的结构例的图。在微型处理器100中，通过在输出端口的寄存器中周期性地写入用于输出H/L的数据，从而能够输出交变信号7。
根据图27所示的结构例，在微型处理器100中发生了异常的情况下，不能在输出端口的寄存器中周期性地写入用于交替地输出H/L的数据，不能输出交变信号7。由此，电力变换装置1000的MOSFET截止，能够确保安全性。
图28是表示对微型处理器100-1及100-2各自的输出信号101-1及101-2进行比较的比较器110生成交变信号7的结构例的图。比较器110为了输出交变信号7，只要针对要比较的输出信号101-1和101-2作为测试模式定期注入错误或者使用JP特开平07-234801号公报所公开的比较器即可。
根据图28所示的结构例，在微型处理器100-1或100-2中的任一个发生了异常的情况下，比较器110不会输出交变信号7。由此，能够使电力变换装置1000的MOSFET截止，能够确保安全性。
图29是表示由微型处理器100-1和100-2生成交变信号7-1和7-2且由FF(Flip Flop)1和FF2构成的FS-AND120生成交变信号7的结构例的图。根据图29所示的结构例，在微型处理器100-1或100-2中的任一个发生了异常的情况下，不会输出交变信号7-1和7-2中的任一个。由此，能够使电力变换装置1000的MOSFET截止，能够确保安全性。
图30是表示根据内置于微型处理器100-1中的PWM定时器10输出的UH、UL、VH、VL、WH、WL对通过微型处理器100-2生成的交变信号7进行动作的带电荷泵的预驱动器6进行控制，驱动第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w的结构例的图。根据图30所示的结构例，即使在因微型处理器100-1的异常而PWM定时器10输出了不正常的UH、UL、VH、VL、WH、WL信号的情况下，只要微型处理器100-2停止交变信号7，就能够停止第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET2的驱动，能够使它们截止，因此能够确保安全性。
图31是表示由微型处理器100-1和100-2生成OUT_EN9-1和9-2并将AND130的输出作为OUT_EN或POW_EN的结构例的图。根据图31所示的结构例，在微型处理器100-1或100-2中的任一个判断出应当切断相输出或所有电流时，能够切断相输出或所有电流，因此能够确保安全性。
图32是表示组合了交变信号的FS-AND、输出控制信号的AND、及所有电流控制信号的AND的结构例的图。
FS-AND120根据微型处理器100-1和100-2生成的交变信号7-1和7-2生成交变信号7。交变信号7使带电荷泵的预驱动器6-1～6-3工作。根据内置于微型处理器100-1中的PWM定时器10输出的UH、UL、VH、VL、WH、WL控制带电荷泵的预驱动器6-1，驱动第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w。带电荷泵的预驱动器6-2根据微型处理器100-1和100-2生成且作为POW_EN的逻辑与的AND130-1的输出来驱动第5MOSFET5。带电荷泵的预驱动器6-3根据微型处理器100-1和100-2生成的作为OUT_EN9-1与9-2的逻辑与的AND130-2的输出来驱动第3MOSFET3组3u～3w和第4MOSFET4组4u～4w。
根据图32所示的结构例，在微型处理器100-1和100-2中的任一个判断出应当切断三相逆变器的动作、相输出、或所有电流时能够进行切断，因此能够确保安全性。此外，在带电荷泵的预驱动器6-1～6-3中的任一个因故障而处于始终驱动MOSFET的栅极端子的状态的情况下，也能够由其他的带电荷泵的预驱动器停止栅极端子的驱动。由此，使第1MOSFET组1u～1w和第2MOSFET组2u～2w、第3MOSFET3组3u～3w、和第4MOSFET4组4u～4w、或第5MOSFET5中的任一个截止，能够确保安全性。
<实施方式10>
图33是表示本发明的实施方式10的电力变换装置1000之中的带电荷泵的预驱动器6周边的电路结构的图。在图33中，带电荷泵的预驱动器6所具备的过电流检测电路63控制用于切断所有电流的第5MOSFET5。当流动的电流超过了预先设定的阈值时，过电流检测电路63检测出该情况并输出给预驱动器62。预驱动器62停止第5MOSFET5的驱动，切断所有电流。
根据本实施方式10，能够在微型处理器100-1和100-2检测出过电流而使POW_EN截止之前切断所有电流，可防止因过电流引起的第5MOSFET5的烧毁，能够防止因烧毁引起的切断失败。
过电流检测电路63也可以是与实施方式5中说明过的输出所有电流检测信号15的电路相同或不相同的电路结构。其中，精度可以低，但是响应必须要快。
通常，微型处理器100-1和100-2对所有电流检测信号15进行模拟/数字变换之后直到通过软件检测出过电流来使POW_EN截止为止需要数μ秒～数十m秒，而过电流检测电路63检测出过电流后通过硬件使第5MOSFET5截止只需数十n秒左右。在此期间流过的过电流引起的发热只有1/100～1/1000000，能够防止因过电流导致第5MOSFET5被烧毁。
图34是表示作为过电流检测电路63具备由PNP晶体管Q检测MOSFET5的漏极-源极间的电位差的电路结构的结构例的图。在第5MOSFET5的漏极-源极间产生与所通过的电流成正比的电位差。过电流检测电路63在该电位差超过了PNP晶体管Q的基极-发射极间的PN结电位差时，检测为过电流。预驱动器62停止第5MOSFET5的驱动来切断所有电流。根据图34所示的结构例，能够利用简单的电路实现过电流检测电路63。
以上，叙述了电动机8为3相时的驱动电路，在电动机8为2相电动机或直流电动机时只要去除本发明提供的各实施例内的1相即可。
图35表示比较通过2相电动机或直流电动机进行驱动时所需的MOSFET的个数的表。在图35中，与图17相同，比较了所需的MOSFET的个数和作为ON电阻的指标而在电流路径上通过的MOSFET的串联连接数。
所需的MOSFET数量表示为“(构成二相逆变器或H电桥所需的个数)(＝4)+(用于实现各电路结构时所需的追加个数)”。MOSFET串联连接数在驱动时是在电源→电动机→地线的电流路径上经由的MOSFET的数量，在回流时是在地线→电动机→地线的电流路径上经由的MOSFET的数量。
所需的MOSFET数量在从图2中去除了1相的构成和图36(从图8中去除了1相的构成)中是最少的，电流路径上的MOSFET串联连接数在驱动时是图35最少，回流时是在图2中去除了1相的构成和图36都是最少的。因此，想要降低成本、损耗并使效率最大化，图36是优选的。同样，关于切断所有电流功能，图37(从图15中去除了1相的构成)是在成本、损耗(效率)方面最出色的。
图38～图41是在电动机的中性点侧插入了第3MOSFET组3u～3w、或第4MOSFET组4u～4w的实施例。
第4MOSFET4’切断绕组～中性点被接地短路时的电流环。第3MOSFET3’切断绕组～中性点被接电源短路时的电流环，但是由于不存在接电源短路的可能性，因此不需要第3MOSFET3’。
在图38中，第3MOSFET组3u～3w与图1、图2的实施例相同，在构成三相逆变器的第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w中的任一个短路时不会使来自电动机8的再生电流流过而对电动机8进行再生制动，因此在中性点侧插入了第3MOSFET组3u～3w。
在图40中，第4MOSFET组4u～4w与图4实施例相同，在构成三相逆变器的第1MOSFET组1u～1w、第2MOSFET组2u～2w中的任一个短路时不会使来自电动机8的再生电流流过而对电动机8进行再生制动，因此与图38同样地在中性点侧插入了第4MOSFET组4u～4w。
图39、图41分别是在图38、图40的实施例中附加了用于切断所有电流的第5MOSFET5的实施例。也就是说，电动机绕组的一端与电力变换装置的相输出连接，该电动机绕组的其他端分别经由第5MOSFET而与中性点连接，第5MOSFET将与第5MOSFET并联连接的二极管连接在使电流从电动机对中性点沿着相同方向流过的方向上。
比较将第3MOSFET组3u～3w、或第4MOSFET组4u～4w插入到三相逆变器的相输出侧的实施例、和将其插入到中性点侧的实施例的话，发生异常时防止电动机的再生制动的构成方面，后者所需的MOSFET的数量多一个，但是在具有切断所有电流功能的构成方面两者所需的数量相同。
另外，半导体开关3u～3w、或4u～4w的朝向可以是任意的，但是由于能够使源极电位公共化并能够使驱动4u～4w的电路公共化，因此图38、39所示的方向是优选的。
本发明并不限于上述的实施方式，包括各种变形例。上述实施方式为了容易理解本发明而进行了详细说明，但是并不限于必须具备说明过的所有构成。此外，也可以将某一实施方式的构成的一部分替换为其他实施方式的构成。此外，也可以在某一实施方式的构成中追加其他实施方式的构成。此外，针对各实施方式的构成的一部分也可以追加、删除、置换其他构成。
例如，在以上的说明中作为本发明的实施方式叙述了在直流无刷电动机或交流同步电动机的驱动中所使用的三相逆变器，但是关于直流带刷电动机的驱动中所使用的H电桥，当然也能够应用本发明所提供的技术。
上述各构成、功能、处理部、处理手段等的一部分或全部例如可由集成电路设计等而通过硬件来实现。此外，上述的各构成、功能等也可以通过解释并执行处理器实现各个功能的程序来通过软件实现。实现各功能的程序、表格、文件等信息可保存在存储器、硬盘、SSD(Solid State Drive)等记录装置、IC卡、SD卡、DVD等记录介质中。
符号说明：
1：第1MOSFET、1u～1w：第1MOSFET组、2：第2MOSFET、2u～2w：第2MOSFET组、3：第3MOSFET、3u～3w：第3MOSFET组、4：第4MOSFET、4u～4w：第4MOSFET组、5：第5MOSFET、6：带电荷泵的预驱动器、7：交变信号、8：电动机、10：PWM定时器、100：微型处理器、1000：电力变换装置、2000：电动动力转向系统、3000：电动汽车、4000：电子控制节流阀、5000：电动制动器。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.(删除)
2.(补正后)
一种电力变换装置，其使用多个半导体开关元件将从电源供给的电力变换为电动机的驱动电流，该电力变换装置的特征在于，
各所述半导体开关元件中，
与各所述半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在所述电源与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，进一步地，所述二极管中的至少一个在所述电动机的绕组与所述电源之间的电流路径、以及所述电动机的相输出与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电源与所述电力变换装置的相输出之间与所述第1所述半导体开关元件串联地配置第3所述半导体开关元件，
在所述电动机的相输出与所述电力变换装置的相输出之间配置第4所述半导体开关元件，
所述第3半导体开关元件将与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向所述电动机的方向上，
所述第4半导体开关元件将与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管连接在使来自所述电动机的再生电流流过的方向上。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第3半导体开关元件构成为比所述电力变换装置配置在更靠所述电源侧的升压电路所具备的半导体开关元件。
4.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间配置第3所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间与所述第2所述半导体开关元件串联地配置第4所述半导体开关元件，
所述第3半导体开关元件将与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向所述电动机的方向上，
所述第4半导体开关元件将与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向地线的方向上。
5.(删除)
6.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间配置第3所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间与所述第3所述半导体开关元件串联地配置第4所述半导体开关元件，
按照使与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管和与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管成为反向的方式来连接所述第3半导体开关元件以及所述第4半导体开关元件。
7.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备第5所述半导体开关元件，
所述第5所述半导体开关元件将与所述第5半导体开关元件并联连接的二极管连接在切断从所述电源沿着朝向所述电力变换装置的方向流动的电流的方向上。
8.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备控制电路，该控制电路在所述电力变换装置中发生了异常时，将所述第3半导体开关元件和所述第4半导体开关元件切换为截止。
9.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述多个半导体开关元件中的至少1个通过由升压电路升压后的所述电源的电压来控制栅极端子，所述升压电路根据输入的交变信号来工作。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备微型处理器，该微型处理器控制所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件，
所述微型处理器输出所述交变信号。
11.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备：
第1微型处理器以及第2微型处理器，该第1微型处理器以及第2微型处理器控制所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件；和
比较电路，其比较所述第1微型处理器以及第2微型处理器的输出并输出比较的结果，
所述比较电路输出所述交变信号作为所述比较结果。
12.(补正后)根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述半导体开关元件是金属氧化物半导体场效应晶体管。
13.(补正后)一种电动动力转向系统，其特征在于，具备：
方向盘；
安装于所述方向盘的旋转轴；
安装于所述旋转轴的转矩传感器；
操舵机构；
微型处理器；
权利要求2所记载的电力变换装置；和
电动机，
由所述旋转轴来操舵所述操舵机构，
所述操舵机构或所述旋转轴由所述电动机补给操舵力，
所述微型处理器基于所述转矩传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
14.(补正后)一种电动汽车，其特征在于，具备：
加速位置传感器，其检测油门踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求2所记载的电力变换装置；
电动机；和
车轮，其由所述电动机驱动，
所述微型处理器基于所述加速位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
15.(补正后)一种电子控制节流阀，其特征在于，具备：
加速位置传感器，其检测油门踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求2所记载的电力变换装置；
电动机；
节流阀，其由所述电动机驱动；
节流位置传感器，其测量所述节流阀的开口度；和
默认位置机构，其在没有了所述电动机的驱动力时通过制动器将所述节流阀设置为规定的开口度，
所述微型处理器基于所述加速位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
16.(补正后)一种电动制动器，其特征在于，具备：
刹车踏板位置传感器，其检测刹车踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求2所记载的电力变换装置；
电动机；
制动垫，其由所述电动机驱动；
推力传感器，其测量所述制动垫对转子的推压量；和
默认位置机构，其在没有了所述电动机的驱动力时将所述制动垫保持在不会被推压至所述转子的位置上，
所述微型处理器基于所述刹车踏板位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
17.(删除)
18.(追加)一种电力变换装置，其使用多个半导体开关元件将从电源供给的电力变换为电动机的驱动电流，该电力变换装置的特征在于，
各所述半导体开关元件中，与各所述半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在所述电源与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，进一步地，所述二极管中的至少一个在所述电动机的绕组与所述电源之间的电流路径、以及所述电动机的相输出与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，
与半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在所述电源与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接的各所述半导体开关元件连接在连接于一点的连接点上，
与半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在所述电动机的绕组与所述电源之间的电流路径、以及所述电动机的绕组与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接的各所述半导体开关元件串联连接。
19.(追加)根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
电动机绕组的一端与所述电力变换装置的相输出连接，所述电动机绕组的其他端分别经由第5所述半导体开关元件而与中性点连接，
所述第5半导体开关元件将与所述第5半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流从电动机向中性点沿着相同的方向流过的方向上。

Claims (17)

1.一种电力变换装置，其使用多个半导体开关元件将从电源供给的电力变换为电动机的驱动电流，该电力变换装置的特征在于，
各所述半导体开关元件中，
与各所述半导体开关元件并联连接的二极管中的至少一个在所述电源与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接，
进一步地，所述二极管中的至少一个在所述电动机的绕组与所述电源之间的电流路径、以及所述电动机的相输出与地线之间的电流路径中按照与其他二极管相反的方向被连接。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电源与所述电力变换装置的相输出之间与所述第1所述半导体开关元件串联地配置第3所述半导体开关元件，
在所述电动机的相输出与所述电力变换装置的相输出之间配置第4所述半导体开关元件，
所述第3半导体开关元件将与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向所述电动机的方向上，
所述第4半导体开关元件将与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管连接在使来自所述电动机的再生电流流过的方向上。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第3半导体开关元件构成为比所述电力变换装置配置在更靠所述电源侧的升压电路所具备的半导体开关元件。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间配置第3所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间与所述第2所述半导体开关元件串联地配置第4所述半导体开关元件，
所述第3半导体开关元件将与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向所述电动机的方向上，
所述第4半导体开关元件将与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向地线的方向上。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电源与所述电力变换装置的相输出之间配置第3所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置所述第4所述半导体开关元件，
所述第3半导体开关元件将与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向所述电动机的方向上，
所述第4半导体开关元件将与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流流向地线的方向上。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述电力变换装置的相输出与所述电源之间配置第1所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与地线之间配置第2所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间配置第3所述半导体开关元件，
在所述电力变换装置的相输出与所述电动机的相输出之间与所述第3所述半导体开关元件串联地配置第4所述半导体开关元件，
按照使与所述第3半导体开关元件并联连接的二极管和与所述第4半导体开关元件并联连接的二极管成为反向的方式来连接所述第3半导体开关元件以及所述第4半导体开关元件。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备第5所述半导体开关元件，
所述第5所述半导体开关元件将与所述第5半导体开关元件并联连接的二极管连接在切断从所述电源沿着朝向所述电力变换装置的方向流动的电流的方向上。
8.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备控制电路，该控制电路在所述电力变换装置中发生了异常时，将所述第3半导体开关元件和所述第4半导体开关元件切换为截止。
9.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述多个半导体开关元件中的至少1个通过由升压电路升压后的所述电源的电压来控制栅极端子，所述升压电路根据输入的交变信号来工作。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备微型处理器，该微型处理器控制所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件，
所述微型处理器输出所述交变信号。
11.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电力变换装置具备：
第1微型处理器以及第2微型处理器，该第1微型处理器以及第2微型处理器控制所述第1半导体开关元件和所述第2半导体开关元件；和
比较电路，其比较所述第1微型处理器以及第2微型处理器的输出并输出比较的结果，
所述比较电路输出所述交变信号作为所述比较结果。
12.一种电力变换装置，其特征在于，
所述半导体开关元件是金属氧化物半导体场效应晶体管。
13.一种电动动力转向系统，其特征在于，具备：
方向盘；
安装于所述方向盘的旋转轴；
安装于所述旋转轴的转矩传感器；
操舵机构；
微型处理器；
权利要求1所记载的电力变换装置；和
电动机，
由所述旋转轴来操舵所述操舵机构，
所述操舵机构或所述旋转轴由所述电动机补给操舵力，
所述微型处理器基于所述转矩传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
14.一种电动汽车，其特征在于，具备：
加速位置传感器，其检测油门踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求1所记载的电力变换装置；
电动机；和
车轮，其由所述电动机驱动，
所述微型处理器基于所述加速位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
15.一种电子控制节流阀，其特征在于，具备：
加速位置传感器，其检测油门踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求1所记载的电力变换装置；
电动机；
节流阀，其由所述电动机驱动；
节流位置传感器，其测量所述节流阀的开口度；和
默认位置机构，其在没有了所述电动机的驱动力时通过制动器将所述节流阀设置为规定的开口度，
所述微型处理器基于所述加速位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
16.一种电动制动器，其特征在于，具备：
刹车踏板位置传感器，其检测刹车踏板的踩入量；
微型处理器；
权利要求1所记载的电力变换装置；
电动机；
制动垫，其由所述电动机驱动；
推力传感器，其测量所述制动垫对转子的推压量；和
默认位置机构，其在没有了所述电动机的驱动力时将所述制动垫保持在不会被推压至所述转子的位置上，
所述微型处理器基于所述刹车踏板位置传感器的输出来控制所述电力变换装置，
所述电力变换装置驱动所述电动机。
17.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
电动机绕组的一端与所述电力变换装置的相输出连接，所述电动机绕组的其他端分别经由第5所述半导体开关元件而与中性点连接，
所述第5半导体开关元件将与所述第5半导体开关元件并联连接的二极管连接在使电流从电动机向中性点沿着相同的方向流过的方向上。
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