JPWO2013140906A1 - 電力変換装置、電動パワーステアリングシステム、電気自動車、電子制御スロットル、電動ブレーキ - Google Patents

Abstract

インバータを構成するＭＯＳＦＥＴの短絡故障に加えて、相出力線のいずれかが地絡／天絡した場合でも、モータを回生制動させないために、電力変換装置が備える半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、電源とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続され、さらに、ダイオードがモータの出力と電源の間の電流経路およびモータの出力とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続されている。

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力を変換する電力変換装置に関する。

制御の自動化が進み、電子制御装置の安全性および信頼性に対する要求が高まってきている。電子制御装置の安全性を確保するために、異常発生時に直ちにその異常を検出して動作を停止することが求められている。異常時に装置を切り離すため、リレーが用いられることが多い。例えば、異常発生時にメインの電源をリレーで遮断する場合がある。モータ駆動装置（特に電動パワーステアリング）においては、異常発生時にモータに対する駆動電流出力（相出力）をリレーで遮断する場合がある。

一方、上述のリレーを半導体素子に置き換えて、高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化を図ることも進められている。

下記特許文献１では、電動パワーステアリングシステムにおいて、電力変換器の相出力にＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を挿入し、異常発生時にＭＯＳＦＥＴをオフとすることにより、モータとインバータを切り離す技術が開示されている。

下記特許文献２の図４では、電源と電力変換器の間に、ダイオードの向きがお互いに反対方向（具体的には電流の通過方向が互いに外向き）になるようにして２つのＭＯＳＦＥＴを配置する技術が開示されている。ＭＯＳＦＥＴをリレーとして用いる場合、ＭＯＳＦＥＴがオフの状態にあっても、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードによって電流が流れることになる。そこで特許文献２では、寄生ダイオードの向きがお互いに反対方向（具体的には電流の通過方向が互いに外向きまたは内向き）になるようにして、２つのＭＯＳＦＥＴを直列接続している。

下記特許文献３（図２）は、チャージポンプ電源をリレーで遮断することによりＭＯＳＦＥＴを確実にオフにする技術を開示している。

特開２００９−２７４６８６号公報 特開平１０−１６７０８５号公報 特開２０１１−１０９７７９号公報

上記特許文献１に記載されている技術では、電力変換器の相出力を半導体素子で遮断することにより、インバータを構成するＭＯＳＦＥＴの短絡故障などの異常発生時に、モータをインバータから切り離してモータへの駆動を停止し危険な挙動を防止することができる。しかし、相出力線が地絡した場合についてさらに考慮が必要である。

ＭＯＳＦＥＴをリレーとして用いる場合、ＭＯＳＦＥＴがオフの状態にあっても寄生ダイオードによって電流が流れることになるため、特許文献１のＦＥＴ７〜９よりモータ側の相出力線のいずれかが地絡した場合、地絡していない残りの２相において、ＦＥＴ４→ＦＥＴ７、ＦＥＴ５→ＦＥＴ８、ＦＥＴ６→ＦＥＴ９のいずれかからモータの巻線を経由して地絡点（グランド）にいたる電流経路（閉回路）が形成される。すなわち、この電流経路にしたがってモータが回生した電流が流れることによりモータは回生制動を受けるので、人力による操舵が著しく妨げられることになる。なお、相出力に挿入したＦＥＴ７〜９の方向を逆にした場合でも、相出力線のいずれかが天絡すれば同様な現象が生じることに変わりはない。

上記特許文献２に記載されている技術では、上記と同様の地絡故障が発生したときに同様の課題が生じる。特許文献３に記載されているように、電源を機械的リレーで遮断することによりも考えられるが、機械的リレーを設けることによって、高信頼化、長寿命化、小型化、保護動作の高速化などの観点で課題がある。

本発明は、上記のような課題に鑑みてなされたものであり、インバータを構成するＭＯＳＦＥＴの短絡故障に加えて、相出力線のいずれかが地絡／天絡した場合でも、モータを回生制動させないことを目的とする。

本発明に係る、複数の半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力をモータの駆動電流に変換する電力変換装置が備える各半導体スイッチング素子は、各半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、電源とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続され、さらに、ダイオードが、モータの巻き線と電源の間の電流経路および前記モータの相出力とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続されている

本発明に係る電力変換装置によれば、機械的リレーを半導体素子に置き換えて性能を向上させるとともに、短絡故障に対する安全性を高めることができる。

実施形態１に係る電力変換装置１０００の回路図である。 図１の変形例を示す図である。 図２に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。 回路網Ｘの外に配置されたダイオードの向きを図２と反対向きにした変形例を示す図である。 図４に示す回路のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。 図５の第３ＭＯＳＦＥＴ３を昇圧回路２０の構成要素と兼用した回路構成を示す図である。 図６に示す回路の動作を説明するタイムチャートである。 実施形態２に係る電力変換装置１０００の回路図である。 実施形態３に係る電力変換装置１０００の回路図である。 図２に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。 図１０に示す回路のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。 図４に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。 図１２の変形例を示す図である。 図１２の変形例を示す図である。 図８に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。 図９に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５ａと５ｂを付加した回路構成を示す図である。 実施形態４で説明した全電流遮断のために必要となるＭＯＳＦＥＴの個数と実施形態１〜３で説明したＭＯＳＦＥＴの個数を比較する表を示す図である。 実施形態５に係る電動パワーステアリングシステム２０００の構成図である。 実施形態６に係る電気自動車３０００の構成図である。 実施形態７に係る電子制御スロットル４０００の構成図である。 実施形態８に係る電動ブレーキ５０００の構成図である。 実施形態９に係る電力変換装置１０００のうち、ＰＷＭタイマ１０周辺の回路構成を示す図である。 図２２に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。 図２２の変形例を示す図である。 図２４に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。 チャージポンプ付プリドライバ６の回路図である。 マイクロプロセッサ１００により交番信号７を生成する構成例を示す図である。 比較器１１０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。 ＦＳ−ＡＮＤ１２０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。 チャージポンプ付プリドライバ６をＰＷＭタイマ１０により制御する構成例を示す図である。 ＡＮＤ１３０の出力をＯＵＴ＿ＥＮまたはＰＯＷ＿ＥＮとする構成例を示す図である。 交番信号のＦＳ−ＡＮＤ、出力制御信号のＡＮＤ、および全電流制御信号のＡＮＤを組み合わせた構成例を示す図である。 実施形態１０に係る電力変換装置１０００のうち、チャージポンプ付プリドライバ６周辺の回路構成を示す図である。 過電流検出回路６３として、ＰＮＰトランジスタＱでＭＯＳＦＥＴ５のドレインーソース間の電位差を検出する回路構成を備える構成例を示す図である。 ２相モータまたは直流モータ駆動時の、必要となるＭＯＳＦＥＴの個数を比較する表である。 図８の電力変換装置１０００の他の回路図である。 図１５の電力変換装置１０００の他の回路図である。 モータの中性点側に第３のＭＯＳＦＥＴ群を加えた回路図である。 図３８の回路に全電流遮断用の第５のＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路図である。 モータの中性点側に第４のＭＯＳＦＥＴ群を加えた回路図である。 図４０の回路に全電流遮断用の第５のＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路図である。

＜実施の形態１＞
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置１０００の回路図である。電力変換装置１０００は、電源から供給される電力をモータ８の駆動電流に変換する装置であり、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗを備える。

第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗは、三相インバータの上アームを構成する半導体スイッチング素子群である。添字ｕ〜ｗは、それぞれモータのＵ相〜Ｗ層に対応する。以下の説明において同様である。第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは、三相インバータの下アームを構成する半導体スイッチング素子群である。

第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗは、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に接続されている。第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと並列に接続されたダイオードは、モータ８へ電流を供給する向きに接続されている。

第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗは、電力変換装置１０００の各相出力とグランド間に第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗと直列に接続されている。第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗと並列に接続されたダイオードは、グランドへ電流を流す向きに接続されている。

上記各ＭＯＳＦＥＴの配置は、電源とグランドの間の電流経路を形成しないようにするとともに、モータ８の各相出力と電源の間の電流経路およびモータ８の各相出力とグランドの間の電流経路を形成しないようにすることを図ったものである。これについては後述の図４で改めて説明する。

以下の説明において、各ＭＯＳＦＥＴ群内でＭＯＳＦＥＴを相毎に設ける場合は各相を示す添字を付与し、相毎にＭＯＳＦＥＴを設けず１つのみとする場合は添字を省略する。

図２は、図１の変形例を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１０００の各相出力が合流する箇所の手前に第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを配置した場合は、電流経路を完全に遮断するためには相毎にＭＯＳＦＥＴを設ける必要がある。図２に示すように電力変換装置１０００の各相出力が合流した後（合流箇所よりもグランド側）に第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを配置した場合は、第４ＭＯＳＦＥＴ４を１つ設けるのみでグランドに通じる電流経路を完全に遮断することができる。さらには、モータ８から還流する電流が第４ＭＯＳＦＥＴ４を経由しなくとも済むため、電流が通過するＭＯＳＦＥＴの数を図１よりも２つ減らすことができ、その分だけオン抵抗も減らして損失を抑えることができる。

第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは、ＰＷＭタイマ１０によって制御されている。図面の煩雑さを避けるために、ＰＷＭタイマ１０から第１ＭＯＳＦＥＴ１ｕのゲートに対する制御信号ＵＨの配線、第２ＭＯＳＦＥＴ２ｕのゲートに対する制御信号ＵＬの配線、第３ＭＯＳＦＥＴ３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４ｕに対する制御信号ＯＵＴ＿ＥＮの配線のみを記載し、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｖ〜１ｗのゲートに対する制御信号ＶＨ、ＷＨの配線、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｖ〜２ｗのゲートに対する制御信号ＶＬ、ＷＬの配線、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｖ、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｖ〜４ｗのゲートに対する制御信号ＯＵＴ＿ＥＮの配線を省略している。また実際にはＰＷＭタイマ１０の出力によりＭＯＳＦＥＴ群のゲート端子を直接駆動するのではなく、昇圧電源により動作するプリドライバにより十分なゲートソース間電圧をもって駆動することが一般的であるが、同様に図面の煩雑さを避けるために省略している。以降に述べる実施形態についても同様に省略している。

図３は、図２に示す回路図のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。図３に示すように、回路網Ｘに対する第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗの寄生ダイオードの向き、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗの寄生ダイオードの向き、第４ＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオードの向きを同一としている。これにより、以下の効果を発揮することができる。同様の効果が図１においても発揮されることは容易に理解できよう。

（図３の効果その１）回路網Ｘが正常である場合は、正常動作を実施することができる。
（図３の効果その２）第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によって囲まれた回路網Ｘ内で短絡故障が発生した場合でも、回路網Ｘに対する電流流入経路と流出経路のいずれか一方しか存在しない（両方が存在しない）ため、寄生ダイオードによって電源ＶＢとグランドＧＮＤを結ぶ電流経路が構成されることがない。
（図３の効果その３）回路網Ｘ内で短絡故障が発生した場合でも、電源ＶＢと相出力を結ぶ電流経路またはグランドＧＮＤと相出力を結ぶ電流経路が構成されることがない。
（図３の効果その４）相出力が天絡（電源との間で短絡）／地絡（ＧＮＤとの間で短絡）した場合でも、電源ＶＢまたはグランドＧＮＤを経由してモータ８へ接続する閉回路が構成されることがない。

図４は、回路網Ｘの外に配置されたダイオードの向きを図２と反対向きにした変形例を示す図である。図４において、第３ＭＯＳＦＥＴ３は電力変換装置１０００の各相出力と電源ＶＢとの間に配置され、寄生ダイオードは電源ＶＢからモータ８へ電流を流す向き（回路網Ｘへ向かう向き）に接続されている。また第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗは、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に配置され、寄生ダイオードはモータ８から回路網Ｘへ電流を流す向きに接続されている。

電力変換装置１０００の各相出力が合流する箇所の手前（合流箇所よりも回路側）に第３ＭＯＳＦＥＴ３を配置した場合は、図２と同様に３つのＭＯＳＦＥＴ（第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ）が必要となる。図４に示すように第３ＭＯＳＦＥＴを１つのみとしたことによる効果は、図２に示す第４ＭＯＳＦＥＴ４の効果と同様である。

図４に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ３と第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオンにし、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を提供することができる。また異常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ３と第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフにすることにより、図３と同様の効果を発揮することができる。

図５は、図４に示す回路のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。図５に示すように、回路網Ｘに対する第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗの寄生ダイオードの向き、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗの寄生ダイオードの向き、第３ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードの向きを同一としている。これにより、以下の効果を発揮することができる。

（図５の効果その１）図３の効果１、３、４と同様の効果を発揮することができる。
（図５の効果その２）第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ３によって囲まれた回路網Ｘ内で短絡故障が発生した場合でも、回路網Ｘに対する電流流入経路と流出経路のいずれか一方しか存在しない（両方が存在しない）ため、寄生ダイオードによって電源ＶＢとグランドＧＮＤを結ぶ電流経路が構成されることがない。

図４に示す回路構成に、電源ＶＢのインピーダンスを低減するためのキャパシタＣを付加することもできる。この場合は、図４に示すように第３ＭＯＳＦＥＴ３の電源ＶＢ側の端子とＧＮＤの間に挿入することが望ましい。第３ＭＯＳＦＥＴ３の三相インバータ側の端子とＧＮＤの間にキャパシタＣを挿入すると、モータ８から寄生ダイオードを介してキャパシタＣへ充電電流が流れてしまい、これによりモータ８が回生制動して本発明の効果を損ねてしまうからである。

同様に図２の回路構成においても、第４ＭＯＳＦＥＴ４のＧＮＤ側の端子と電源ＶＢの間にキャパシタＣを挿入することができる。図４と同様に第４ＭＯＳＦＥＴ４の三相インバータ側の端子と電源ＶＢの間にキャパシタＣを挿入することは望ましくない。

図６は、図５の第３ＭＯＳＦＥＴ３を昇圧回路２０の構成要素と兼用した回路構成を示す図である。なお、第３ＭＯＳＦＥＴ３の代わりに図６に示すようにダイオードＤを用いることもできる。

まず、昇圧回路２０の動作について述べる。ＭＯＳＦＥＴ２１がオンしたときにコイルＬに電流が流れ、オフしたときにｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔなる電圧がＶＢに加算され、ドレイン端子にＶＢよりも高い電圧が発生する。このときＭＯＳＦＥＴ２１のドレイン端子に発生した電圧は、第３ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードまたはダイオードＤを介してキャパシタＣに充電される。以上のようにしてＭＯＳＦＥＴ２１のオンオフを繰り返すことにより、キャパシタＣにはＶＢよりも高い電圧が充電される。さらにＭＯＳＦＥＴ２１がオフしたとき、第３ＭＯＳＦＥＴ３をオンすることにより、順方向電圧効果を低減させることができ、変換効率を高めることができる。

さらに相出力が天絡／地絡した場合でも、図５と同様に第３ＭＯＳＦＥＴ３がオフになっていれば、電源ＶＢまたはグランドＧＮＤを経由してモータ８へ接続する閉回路が構成されることがない。

図７は、図６に示す回路の動作を説明するタイムチャートである。図７において、時刻Ａで天絡／地絡などの異常が発生し、それ以降はモータ８が回生制動されないように動作することを想定する。

ＭＯＳＦＥＴ２１、ＭＯＳＦＥＴ３は、時刻Ａ以前は交互にオンオフを繰り返して電源ＶＢを昇圧し、キャパシタＣに電荷を蓄える。異常が発生した時刻Ａ以降はＭＯＳＦＥＴ２１の動作を継続し、ＭＯＳＦＥＴ３をオフにすることが望ましい。

ＭＯＳＦＥＴ３をオフにすることが望ましいのは、相出力に天絡故障が発生した場合において、モータ８による回生電圧がＭＯＳＦＥＴ２１とコイルＬにより発生する電圧を上回るとＭＯＳＦＥＴ３を介してＶＢ側に電流が流れ、結果としてモータ８を回生制動することを防止するためである。ＭＯＳＦＥＴ２１の動作を継続することが望ましいのは、キャパシタＣの電圧を昇圧し続けることにより、モータ８からの回生電流がキャパシタＣに流れ込み、結果としてモータ８を回生制動することを防止するためである。なお、この場合にはＭＯＳＦＥＴ３をオフとしていても、ＭＯＳＦＥＴ３に並列接続されているダイオードを介して昇圧電圧をキャパシタＣに印加し続けることができる。

時刻Ａ以降は図７に示すように各相の駆動を停止し、ＯＵＴ＿ＥＮをオフとすることは勿論のことである。

図６のような、第３ＭＯＳＦＥＴ３を昇圧回路２０の構成要素と兼用する回路構成は、図５のように寄生ダイオードがモータ８から三相インバータに電流が流れる向きに接続されている場合において、マイナス接地の回路方式の下で有効な効果を発揮する。図２〜３に示すように寄生ダイオードがモータ８へ向かって電流を流す向きに接続されている場合は、第４ＭＯＳＦＥＴ４を三相インバータのグランド側（マイナス側）に配置しなければならないため、現在ではあまり一般的でないプラス接地の回路方式とする必要がある。

＜実施の形態１：まとめ＞
以上のように、本実施形態１に係る電力変換装置１０００は、半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、ＶＢとＧＮＤの間の電流経路、モータ８の各相出力とＶＢの間の電流経路、およびモータ８の各相出力とＧＮＤの間の電流経路を形成しないように、各半導体スイッチング素子を接続している。これにより、回路網Ｘ内で短絡故障が発生しても、回路の安全性を保つことができる。

＜実施の形態２＞
図８は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置１０００の回路図である。図８において、電力変換装置１０００の各相出力と電源との間に、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと直列かつ寄生ダイオードが逆向きになるように第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗを接続している。また、電力変換装置１０００の各相出力とグランドとの間に、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗと直列かつ寄生ダイオードが逆向きになるように第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを接続している。

正常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオンとし、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。異常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフにすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく、三相インバータ回路をモータ８から切り離すことができる。

＜実施の形態３＞
図９は、本発明の実施形態３に係る電力変換装置１０００の回路図である。図９において、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力との間に、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを直列接続している。第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗの寄生ダイオードの向きと、第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗの寄生ダイオードの向きは、逆向きになるように配置されている。

第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは通常のモータ駆動動作をし、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗは信号線ＯＵＴ＿ＥＮにより制御され、正常時にはオンとなり異常時にはオフとなる。正常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗがオンになっているため、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。異常時には第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフとすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく、三相インバータ回路をモータ８から切り離すことができる。

第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗの代わりに、寄生ダイオードを有しないサイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタなどを逆方向に並列に接続したものを、電力変換装置１０００の各相出力とモータ８の各相出力の間に直列接続してもよい。

動作電源電圧が１２〜３６Ｖ程度の機器については半導体素子による電圧降下が動作電源電圧と比べて無視できないため、半導体素子としては図１のように電圧降下が小さいＭＯＳＦＥＴが用いられることが多い。寄生ダイオードを有しないサイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を用いることもできるが、ＰＮ接合に起因する０．７Ｖ程度の電圧降下が生じてしまう。

もっとも、図９に示すように逆向きのＭＯＳＦＥＴを直列接続した場合は、結局のところ同程度の電圧降下が生じるので、サイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を用いる場合でも、実質的には図９と同等の効果を発揮することができる。

＜実施の形態４＞
図１０は、図２に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。全電流遮断とは、電源ＶＢから電力変換装置１０００に向かって流れる電流を遮断することをいう。図１０において、第４ＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオードの向きを考慮して、第５ＭＯＳＦＥＴ５を配置している。

図１１は、図１０に示す回路のうち三相インバータの一部を回路網Ｘとして簡略化したものである。図１１に示すように、回路網Ｘに対する第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗの寄生ダイオードの向き、第４ＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオードの向き、第５ＭＯＳＦＥＴ５の寄生ダイオードの向きを同一としている。これにより、以下の効果を発揮することができる。

（図１１の効果その１）図３の効果１、３、４と同様の効果を発揮することができる。
（図１１の効果その２）第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５によって囲まれた回路網Ｘ内で短絡故障が発生した場合でも、回路網Ｘに対する電流流入経路と流出経路のいずれか一方しか存在しない（両方が存在しない）ため、寄生ダイオードによって電源ＶＢとグランドＧＮＤを結ぶ電流経路が構成されることがない。

正常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５がオンとなっているため、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。異常時には、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗ、または第４のＭＯＳＦＥＴ４と第５のＭＯＳＦＥＴ５をオフとすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく全電流を遮断することができる。つまり、半導体素子１つ分のオン抵抗の増加のみで異常時の電源（全電流）を遮断することができる。

図１２は、図４に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。図１２に示す回路構成も、図１０と同様の効果を発揮することができる。

電力変換装置１０００または制御装置のケースはグランドに接続されていることが多いため、故障時には回路の天短より地短が発生する可能性の方が高い。そのため、図１０と図１２を比較すると、ＶＢに最も近い個所で第５ＭＯＳＦＥＴ５により電流を遮断できる図１０の方の安全性が高い。一方、電力変換装置１０００または制御装置のケースがＶＢに接続されている場合には、図１２の方の安全性が高い。

図１３と図１４は、図１２の変形例を示す図である。電力変換装置１０００または制御装置のケースがグランドに接続されている場合は、図１２に示す構成に代えて、第５ＭＯＳＦＥＴ５を電源ＶＢ側に接続することが望ましい。これにより、ＶＢに最も近い個所で第５ＭＯＳＦＥＴ５により電流を遮断し、安全性を高めることができる。

図１０の回路構成において、電源ＶＢのインピーダンスを低減するためのキャパシタＣを付加する場合は、図１０に示すように第５ＭＯＳＦＥＴ５の三相インバータ側の端子とＧＮＤの間に挿入することが望ましい。第５ＭＯＳＦＥＴ５の電源ＶＢ側の端子とＧＮＤの間に挿入することもできるが、第５ＭＯＳＦＥＴ５のオン抵抗分だけインピーダンスは増加する。第４ＭＯＳＦＥＴ４の三相インバータ側の端子と第５ＭＯＳＦＥＴ５の三相インバータ側の端子の間、または第４ＭＯＳＦＥＴ４の三相インバータ側の端子と電源ＶＢの間にキャパシタＣを挿入することは、図４で説明したものと同じ理由により望ましくない。

図１２の回路構成においては、図１２に示すように、第５のＭＯＳＦＥＴ５の三相インバータ側の端子と電源ＶＢの間にキャパシタＣを挿入することが望ましい。第５ＭＯＳＦＥＴ５のＧＮＤ側の端子と電源ＶＢの間に挿入することもできるが、第５ＭＯＳＦＥＴ５のオン抵抗分だけインピーダンスは増加する。第３ＭＯＳＦＥＴ３の三相インバータ側の端子と第５ＭＯＳＦＥＴ５の三相インバータ側の端子の間、または第３ＭＯＳＦＥＴ３の三相インバータ側の端子とＧＮＤの間に挿入することは、図４で説明したものと同じ理由により望ましくない。

図１３に示す回路構成においては、第５ＭＯＳＦＥＴ５の三相インバータ側の端子とＧＮＤの間にキャパシタＣを挿入することが望ましい。第５ＭＯＳＦＥＴ５のＧＮＤ側の端子とＧＮＤの間に挿入することもできるが、第５ＭＯＳＦＥＴ５のオン抵抗分だけインピーダンスは増加する。

図１４に示す回路構成においては、ＶＢとＧＮＤの間にキャパシタＣを挿入することが望ましい。図１３、図１４ともに、第３ＭＯＳＦＥＴ３の三相インバータ側の端子とＧＮＤの間にキャパシタＣを挿入することは、図４で説明したものと同じ理由により望ましくない。

図１５は、図８に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５を付加した回路構成を示す図である。図１５において、第５ＭＯＳＦＥＴ５の寄生ダイオードの方向は、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗの寄生ダイオードおよび第４ＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗの寄生ダイオードと逆方向となるように配置する。

図１５において、異常時には第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗと第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗをオフとすることにより、寄生ダイオードの方向によらず全ての方向の電流を遮断することができる。つまり、半導体素子１つ分のオン抵抗の増加のみで異常時の電源（全電流）を遮断することができる。

図１６は、図９に示す回路構成に加えて、全電流遮断のために第５ＭＯＳＦＥＴ５ａと５ｂを付加した回路構成を示す図である。第５ＭＯＳＦＥＴ５ａと５ｂは、それぞれの寄生ダイオードが互いに逆向きになるように接続されている。

図１６に示す回路構成によれば、正常時には第３ＭＯＳＦＥＴ３または第４のＭＯＳＦＥＴ４と第５ＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂがオンとなっているため、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗにより通常のモータ駆動動作を実現することができる。異常時には第３ＭＯＳＦＥＴ３または第４ＭＯＳＦＥＴ４と第５ＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂをオフとすることにより、寄生ダイオードによって実施形態１で説明した短絡閉回路が構成されることなく、全電流を遮断することができる。

図９と同様に、第５ＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの代わりに寄生ダイオードを有しないサイリスタ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ等を互いに逆方向に並列接続したものを、全直列接続するようにしてもよい。

図１７は、本実施形態で説明した全電流遮断のために必要となるＭＯＳＦＥＴの個数と実施形態１〜３で説明したＭＯＳＦＥＴの個数を比較する表を示す図である。同図において、必要となるＭＯＳＦＥＴの個数、ＯＮ抵抗の指標として電流経路上で通過するＭＯＳＦＥＴの直列接続数を比較している。

必要とするＭＯＳＦＥＴ数は「[三相インバータを構成するのに必要な個数]（＝６）＋[各回路構成を実現するために必要な追加の個数]」という形式で記載してある。ＭＯＳＦＥＴ直列接続数は、駆動時には電源→モータ→グランドの電流経路、環流時にはグランド→モータ→グランドの電流経路上で経由するＭＯＳＦＥＴの数とした。

必要とするＭＯＳＦＥＴ数は図２が最小であるが、電流経路上のＭＯＳＦＥＴ直列接続数は、駆動時には図８が最小であり、還流時には図２と図８がともに最小である。したがって、コストを最小にするためには図２、損失を最小にし効率を最大にするためには図８が望ましいことがわかる。また、図２においても第４ＭＯＳＦＥＴ４と第５ＭＯＳＦＥＴ５には電流が集中したり、通電するデューティが高くなったりするため、規格値が大きめのＭＯＳＦＥＴを採用したり、放熱を強化したりする必要がある場合があるので、必ずしも図８や図９よりもコストが小さくなるとは限らない。

以上をまとめると、本発明の目的、すなわちモータ８の巻き線（特に相出力側並びにＹ結線における中性点側）の天絡、地絡による回生制動の防止を実現するための必須要件は、モータ８の巻き線と電源間および、モータ８の巻き線とグランド間にＭＯＳＦＥＴに並列に接続されている寄生ダイオードによる電流経路を持たせないことである。そのためには、モータ８の巻き線と電源間および、モータ８の巻き線とグランド間に、並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向のＭＯＳＦＥＴを少なくとも１つ挿入することである。

なお、並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを挿入する方法としては、三相インバータの各相出力とモータ８の巻き線間と直列に挿入する方法と、本来の三相インバータを構成しているＭＯＳＦＥＴと直列に挿入する方法とが考えられる。三相インバータの各相出力とモータ８の巻き線間に挿入した場合には、三相インバータの相出力―モータ８の巻き線間を往復する電流経路に挿入され、しかも常に一方は順方向となり電流経路生成を防ぐことには寄与しないため、電流経路に直列に入るＭＯＳＦＥＴの数は徒に増えることになる。従って、ＯＮ抵抗を低減させて効率を向上させるためには、可能な限り並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを、本来の三相インバータを構成しているＭＯＳＦＥＴと直列に挿入することが望ましい。これは見方を変えると三相インバータの電源グランド間の電流経路において並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを他と直列に挿入することにもなる。

以上の見地から、並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを２つとも、本来の三相インバータを構成しているＭＯＳＦＥＴと直列に挿入している図８の実施例が最も望ましく、続いて１つを直列に挿入している図２または図４の実施例が望ましい。図９の実施例は並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを、本来の三相インバータを構成しているＭＯＳＦＥＴと直列に全く挿入しておらず、全て三相インバータの各相出力とモータ８の巻き線間に挿入しているためにこの見地では望ましくない実施例である。

また、並列に接続されている寄生ダイオードの向きが他とは逆方向の前記ＭＯＳＦＥＴを本来の三相インバータを構成するＭＯＳＦＥＴと直列に接続する場合には、相ごとに直列に挿入するよりも各相を構成するＭＯＳＦＥＴの端子が一点に接続されている点に挿入したほうが、構成に必要とされるＭＯＳＦＥＴの数を減らすことができる。この見地では図３、図４の実施例が最も望ましく、続いて、図１の実施例が望ましく、図８、図９の実施例はこの見地では望ましくないことがわかる。

＜実施の形態５＞
図１８は、本発明の実施形態５に係る電動パワーステアリングシステム２０００の構成図である。電動パワーステアリングシステム２０００は、実施形態１〜４いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにステアリングホィール１１、ステアリングホィール１１に取り付けられた回転軸１６、回転軸１６に取り付けられたトルクセンサ１２、操舵機構１７、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８を備える。相電流検出信号１４、全電流検出信号１５は、マイクロプロセッサ１００−１に入力される。

操舵機構１７は、回転軸１６により操舵され車輪１８の方向を制御する。操舵機構１７または回転軸１６はモータ８により操舵力を補助される。マイクロプロセッサ１００−１は、トルクセンサ１２の出力１３に基づいて、相電流検出信号１４が目標値となるようにＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５に対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相インバータにより駆動される。

異常時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によりモータ８が確実に電力変換装置（三相インバータ）から切り離される。これにより、ステアリングホィール１１に加えられる人力によるモータ８に対する操作、すなわち回転軸１６、操舵機構１７に対する操作が妨げられることなく、安全を確保することができる。過電流時にも全電流検出信号１５から異常が検出され、第５ＭＯＳＦＥＴ５により確実に電源が遮断されて安全を確保することができる。

図１８では図１０に示す電力変換装置１０００と同様の回路構成を備える例を示したが、その他の実施例に係る回路構成を採用することもできる。全電流遮断のための第５ＭＯＳＦＥＴ５を備えていない回路構成を採用する場合は、リレーなどによって全電流遮断を実現することにより、同様に電動パワーステアリングシステム２０００を構成することができる。以下の実施形態においても同様である。

＜実施の形態６＞
図１９は、本発明の実施形態６に係る電気自動車３０００の構成図である。電気自動車３０００は、実施形態１〜４いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにアクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサ２１、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータによって駆動される車輪１８、必要に応じて減速機構１９を備える。

相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、アクセルポジションセンサ２１の出力に基づき、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５に対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相インバータにより駆動される。

異常時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によりモータ８が確実に電力変換装置（三相インバータ）から切り離される。これにより、モータ８の回生制動、すなわち車輪１８および車輪１８によって駆動される図示しない車体に対する急制動を防ぐことができる。

＜実施の形態７＞
図２０は、本発明の実施形態７に係る電子制御スロットル４０００の構成図である。電子制御スロットル４０００は、実施形態１〜４いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにアクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサ２１、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータ８によって駆動されるスロットルバルブ２３、スロットルバルブ２３の開度を計測するスロットルポジションセンサ２２、モータ８の駆動力がなくなった時にスロットルバルブ２３をブレーキにより速度制御が可能な所定の開度にするデフォルトポジション機構２４、必要に応じて減速機構１９を備える。

相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、アクセルポジションセンサ２１の出力に基づき、スロットルポジションセンサ２２によって計測されたスロットルバルブ２３の開度が所定の開度となるように、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５に対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相インバータにより駆動される。

電力変換装置（三相インバータ）の異常等の時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によりモータ８が確実に電力変換装置（三相インバータ）から切り離されて、デフォルトポジション機構２４によりスロットルバルブ２３を所定の開度に保つ。これにより、ブレーキによる速度制御が可能となり、走行を継続することができる。

＜実施の形態８＞
図２１は、本発明の実施形態８に係る電動ブレーキ５０００の構成図である。電動ブレーキ５０００は、実施形態１〜４いずれかで説明した電力変換装置１０００と同様の回路構成を備え、さらにブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ２８、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２、モータ８、モータ８によって駆動されるブレーキパッド２６、ブレーキパッド２６のローター２７への押しつけ量を開計測する推力センサ２５、モータ８の駆動力がなくなった時にブレーキパッド２６をローター２７に押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構２４、必要に応じて減速機構１９を備える。

相電流検出信号１４、全電流検出信号１５はマイクロプロセッサ１００−１に入力される。マイクロプロセッサ１００−１は、ブレーキペダルポジションセンサ２８の出力に基づき、推力センサ２５によって計測されたブレーキパッド２６のローター２７への押しつけ量が所定の値となるように、ＰＷＭタイマ１０を介して第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４、第５ＭＯＳＦＥＴ５に対する制御信号を出力する。モータ８は、これらスイッチング素子によって構成される三相インバータにより駆動される。

電力変換装置（三相インバータ）の異常等の時には相電流検出信号１４などから異常が検出され、第３ＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、第４ＭＯＳＦＥＴ４によりモータ８が確実に電力変換装置（三相インバータ）から切り離されて、デフォルトポジション機構２４によりブレーキパッド２６をローター２７に押しつけられない位置に保持する。これにより、車輪１８によって駆動される図示しない車体に対する急制動を防ぐことができる。

＜実施の形態９＞
図２２は、本発明の実施形態９に係る電力変換装置１０００のうち、ＰＷＭタイマ１０周辺の回路構成を示す図である。チャージポンプ付プリドライバ６は、入力される交番信号７により動作するチャージポンプ６１、チャージポンプ６１によって昇圧した電源電圧で動作するプリドライバ６２を備える。チャージポンプ付プリドライバ６は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗのゲート端子と第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗのゲート端子を制御する。なお、図２２では簡単のために１相分の第１ＭＯＳＦＥＴ１ｉと第２ＭＯＳＦＥＴ２ｉ（ｉ：ｕ、ｖ、ｗのいずれか）のみを示している。

半導体素子の出力の故障は、出力がＨまたはＬに固着するｓｔｕｃｋ−ａｔ故障が多い。正常時に出力を許可する信号として交番信号７を用いることにより、ｓｔｕｃｋ−ａｔ故障に起因して、出力を許可した状態に固定されることを回避できるだけでなく、周期的にレベルをＨ／Ｌ間で交互に変化させる動作が可能であることを確認することもできる。

図２３は、図２２に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。ＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬはそれぞれＰＷＭタイマ１０が出力するＵ、Ｖ、Ｗ相の上アーム、下アームの駆動信号である。交番信号７が出ている時刻Ａ以前は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは駆動されているが、交番信号７が停止した時刻Ａ以降は、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗは駆動されなくなり、オフとなる。

図２３に示す動作により、異常時には交番信号７が停止して三相インバータの動作を停止させることができるので、安全性を確保することができる。

図２４は、図２２の変形例を示す図である。図２４において、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗのゲート端子と第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗのゲート端子に加えて、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗのゲート端子と第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗのゲート端子を交番信号７により駆動している。第５のＭＯＳＦＥＴ５も同様にチャージポンプ付プリドライバ６で制御することもできる。

図２５は、図２４に示す回路構成の動作を示すタイムチャートである。交番信号７が出ている時刻Ｄ以前はＯＵＴ＿ＥＮによって第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗを制御することができ、ＯＵＴ＿ＥＮがオンとなる時刻Ａ〜Ｂの間は第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗはオンとなり、ＯＵＴ＿ＥＮがオフとなる時刻Ｂ〜Ｃの間はこれらＭＯＳＦＥＴはオフとなる。再びＯＵＴ＿ＥＮがオンかつ交番信号７が出ている時刻Ｃ〜Ｄの間は第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗはオンとなり、交番信号７が停止する時刻Ｄ以降は停止する。

図２５に示す動作により、異常時には交番信号７が停止して三相インバータとモータ８を切り離すことができるので、安全性を確保することができる。

また第５ＭＯＳＦＥＴ５も同様にチャージポンプ付プリドライバ６で制御することもできる。これにより、異常時には交番信号７が停止して全電流を遮断することができるので安全性を確保することができる。

図２６は、チャージポンプ付プリドライバ６の回路図である。チャージポンプ付プリドライバ６は、交番信号７により動作するチャージポンプ６１と、それにより昇圧した電源で動作するプリドライバ６２を備える。

チャージポンプ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４とキャパシタＣ１、Ｃｏから構成され、ＳＷ１、ＳＷ４がオンのときにキャパシタＣ１に蓄えられた電圧Ｖｂａｓｅが、ＳＷ２、ＳＷ３がオンのときにＶＢに加えられてキャパシタＣｏに充電される。以上の動作を繰り返すことで、キャパシタＣｏの電位は、
ＶＣＰ ＝ Ｖｂａｓｅ ＋ ＶＢ
に漸近してゆく。なお、ＳＷ１、ＳＷ２はダイオードでもよい。

以上のようにして昇圧された電圧をもとに、ＳＷ５、ＳＷ６からなるプリドライバ６２が電力変換装置１０００の各ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動する。

図２６ではチャージポンプ付プリドライバ６内に１つのチャージポンプ６１と１つのプリドライバ６２を有する回路構成を示しているが、チャージポンプ付プリドライバ６内に１つのチャージポンプ６１と複数のプリドライバ６２を設けることもできる。

なお、Ｖｂａｓｅを駆動対象のＭＯＳＦＥＴソース端子に接続することにより、ソース端子の電位よりもＶＢだけ高い電圧をプリドライバ６２が出力し、所定の電圧をソース・ゲート間に印加することができる。また、Ｖｂａｓｅ＝ＶＢとすれば、ＶＣＰ＝２ＶＢなる電圧をプリドライバ６２が出力することができる。

図２７は、マイクロプロセッサ１００により交番信号７を生成する構成例を示す図である。マイクロプロセッサ１００において、Ｈ／Ｌを出力するためのデータを出力ポートのレジスターに周期的に書き込むことにより交番信号７を出力することができる。

図２７に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００に異常が発生した場合にはＨ／Ｌを交互に出力するためのデータを出力ポートのレジスターに周期的に書き込むことができなくなり、交番信号７を出力することができなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴがオフとなり、安全性を確保することができる。

図２８は、マイクロプロセッサ１００−１および１００−２それぞれの出力信号１０１−１および１０１−２を比較する比較器１１０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。比較器１１０が交番信号７を出力するためには、比較する出力信号１０１−１と１０１−２に対して、テストパターンとして定期的に誤りを注入するか、特開平０７−２３４８０１号公報により開示されている比較器を用いればよい。

図２８に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかに異常が発生した場合には、比較器１１０が交番信号７を出力しなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴをオフとすることができ、安全性を確保することができる。

図２９は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２により交番信号７−１と７−２を生成し、ＦＦ（ＦｌｉｐＦｌｏｐ）１とＦＦ２からなるＦＳ−ＡＮＤ１２０が交番信号７を生成する構成例を示す図である。図２９に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかに異常が発生した場合には、交番信号７−１と７−２のいずれかが出力しなくなる。これにより、電力変換装置１０００のＭＯＳＦＥＴをオフとすることができ、安全性を確保することができる。

図３０は、マイクロプロセッサ１００−２が生成する交番信号７により動作するチャージポンプ付プリドライバ６をマイクロプロセッサ１００−１に内蔵されているＰＷＭタイマ１０が出力するＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬにより制御し、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗを駆動する構成例を示す図である。図３０に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１の異常によりＰＷＭタイマ１０が不正なＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬ信号を出力した場合でも、マイクロプロセッサ１００−２が交番信号７を停止すれば第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ２の駆動を停止し、オフとすることができるので、安全性を確保することができる。

図３１は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２によりＯＵＴ＿ＥＮ９−１と９−２を生成し、ＡＮＤ１３０の出力をＯＵＴ＿ＥＮまたはＰＯＷ＿ＥＮとする構成例を示す図である。図３１に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１または１００−２のいずれかが相出力または全電流を遮断すべきであると判断した時は、これらを遮断することができるので、安全性を確保することができる。

図３２は、交番信号のＦＳ−ＡＮＤ、出力制御信号のＡＮＤ、および全電流制御信号のＡＮＤを組み合わせた構成例を示す図である。

ＦＳ−ＡＮＤ１２０は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が生成する交番信号７−１と７−２から交番信号７を生成する。交番信号７はチャージポンプ付プリドライバ６−１〜６−３を動作させる。チャージポンプ付プリドライバ６−１は、マイクロプロセッサ１００−１に内蔵されているＰＷＭタイマ１０が出力するＵＨ、ＵＬ，ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬにより制御され、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗを駆動する。チャージポンプ付プリドライバ６−２は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が生成しＰＯＷ＿ＥＮの論理積であるＡＮＤ１３０−１の出力により第５ＭＯＳＦＥＴ５を駆動する。チャージポンプ付プリドライバ６−３は、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が生成したＯＵＴ＿ＥＮ９−１と９−２の論理積であるＡＮＤ１３０−２の出力により第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗを駆動する。

図３２に示す構成例によれば、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２のいずれかが三相インバータの動作、相出力、または全電流を遮断すべきであると判断した時はこれらを遮断することができるので、安全性を確保することができる。また、チャージポンプ付プリドライバ６−１〜６−３のいずれかがが故障により常にＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動する状態となった場合でも、他のチャージポンプ付プリドライバがゲート端子の駆動を停止することができる。これにより、第１ＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗと第２ＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗ、第３ＭＯＳＦＥＴ３群３ｕ〜３ｗと第４ＭＯＳＦＥＴ４群４ｕ〜４ｗ、または第５ＭＯＳＦＥＴ５のいずれかをオフとし、安全性を確保することができる。

＜実施の形態１０＞
図３３は、本発明の実施形態１０に係る電力変換装置１０００のうち、チャージポンプ付プリドライバ６周辺の回路構成を示す図である。図３３において、チャージポンプ付プリドライバ６が備える過電流検出回路６３は、全電流遮断用の第５ＭＯＳＦＥＴ５を制御する。流れる電流が予め定められた閾値を超えたとき、過電流検出回路６３はその旨を検出してプリドライバ６２に出力する。プリドライバ６２は、第５ＭＯＳＦＥＴ５の駆動を停止して、全電流を遮断する。

本実施形態１０によれば、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が過電流を検出してＰＯＷ＿ＥＮをオフとする前に全電流を遮断することができるので、過電流による第５ＭＯＳＦＥＴ５の焼損を防止し、焼損による遮断失敗を防ぐことができる。

過電流検出回路６３は、実施形態５で説明した全電流検出信号１５を出力する回路と同一の回路として構成してもよいし別の回路として構成してもよい。ただし、精度は低くてもよいが、応答は早い必要がある。

通常、マイクロプロセッサ１００−１と１００−２が全電流検出信号１５をアナログ／デジタル変換した後にソフトウェアにより過電流を検出してＰＯＷ＿ＥＮをオフとするまでに数μ秒〜数十ｍ秒かかるのに対して、過電流検出回路６３が過電流を検出してハードウェア上で第５ＭＯＳＦＥＴ５をオフするのには数十ｎ秒程度ですむ。この間に流れる過電流による発熱は１／１００〜１／１００００００とすることができ、過電流による第５ＭＯＳＦＥＴ５の焼損を防止することができる。

図３４は、過電流検出回路６３として、ＰＮＰトランジスタＱでＭＯＳＦＥＴ５のドレインーソース間の電位差を検出する回路構成を備える構成例を示す図である。第５ＭＯＳＦＥＴ５のドレインーソース間には、通過する電流に比例した電位差が生じる。過電流検出回路６３は、この電位差がＰＮＰトランジスタＱのベースエミッタ間のＰＮ接合電位差を超えた時、過電流として検出する。プリドライバ６２は、第５ＭＯＳＦＥＴ５の駆動を停止して、全電流を遮断する。図３４に示す構成例により、簡単な回路で過電流検出回路６３を実現することができる。

以上、モータ８が３相である場合の駆動回路について述べたが、モータ８が２相モータまたは直流モータである場合には、本発明の提供する各実施例の内１相を除けば良い。

２相モータまたは直流モータ駆動時の、必要となるＭＯＳＦＥＴの個数を比較する表を図３５に示す。図３５においては、図１７と同様に、必要となるＭＯＳＦＥＴの個数、ＯＮ抵抗の指標として電流経路上で通過するＭＯＳＦＥＴの直列接続数を比較している。

必要とするＭＯＳＦＥＴ数は「（二相インバータまたはＨブリッジを構成するのに必要な個数）（＝４）＋（各回路構成を実現するために必要な追加の個数）」という形式で記載してある。ＭＯＳＦＥＴ直列接続数は、駆動時には電源→モータ→グランドの電流経路、環流時にはグランド→モータ→グランドの電流経路上で経由するＭＯＳＦＥＴの数とした。

必要とするＭＯＳＦＥＴ数は図２から１相を除いた構成と図３６（図８から１相を除いた構成）が最小であるが、電流経路上のＭＯＳＦＥＴ直列接続数は、駆動時には図３５が最小であり、還流時には図２から１相を除いた構成と図３６がともに最小である。したがって、コスト、損失を最小にし、効率を最大にするためには図３６が望ましいことがわかる。同様にして全電流遮断機能についても図３７（図１５から１相を除いた構成）が、コスト、損失（効率）の面で最も優れている。

図３８〜図４１はモータの中性点側に第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、または第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを挿入した実施例である。

第４のＭＯＳＦＥＴ４’は巻き線〜中性点が地絡した時の電流ループを遮断するためのものである。第３のＭＯＳＦＥＴ３’は巻き線〜中性点が天絡した時の電流ループ遮断用で、天絡の可能性がないなら不要である。

図３８において、第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗは図１、図２の実施例と同様に三相インバータを構成する第１のＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２のＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗの何れかが短絡したときにモータ８からの回生電流を流してモータ８を回生制動させないためのもので、これを中性点側に挿入したものである。

図４０においても、第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗは図４の実施例と同様に三相インバータを構成する第１のＭＯＳＦＥＴ群１ｕ〜１ｗ、第２のＭＯＳＦＥＴ群２ｕ〜２ｗの何れかが短絡したときにモータ８からの回生電流を流してモータ８を回生制動させないためのもので、これを図３８と同様に中性点側に挿入したものである。

図３９、図４１はそれぞれ図３８、図４０の実施例に全電流遮断用の第５のＭＯＳＦＥＴ５を付加した実施例である。つまり、モータ巻き線の一端は電力変換装置の相出力に接続され、そのモータ巻き線の他端はそれぞれ第５のＭＯＳＦＥＴを介して中性点に接続され、第５のＭＯＳＦＥＴは、第５のＭＯＳＦＥＴと並列に接続されたダイオードが、モータから中性点に対して同じ向きに電流を流す向きに接続されている。

第３のＭＯＳＦＥＴ群３ｕ〜３ｗ、または第４のＭＯＳＦＥＴ群４ｕ〜４ｗを三相インバータの相出力側に挿入した実施例と、中性点側に挿入する実施例を比較すると、異常時のモータの回生制動を防止する構成では、後者の方が必要とするＭＯＳＦＥＴの数が１つ多いが、全電流遮断機能を有する構成では両者は同じ数である。

なお、半導体スイッチ３ｕ〜３ｗ、または４ｕ〜４ｗの向きはどちらでも良いが、ソース電位を共通化できて、４ｕ〜４ｗを駆動する回路を共通化することができるので図３８、３９に示す方向が良い。

本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。上記実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることもできる。また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることもできる。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成を追加・削除・置換することもできる。

例えば、以上の説明では本発明の実施形態として、直流ブラシレスモータまたは交流同期モータの駆動に用いられる三相インバータについて述べたが、直流ブラシ付モータの駆動に用いられるＨブリッジについても本発明の提供する技術が適用可能であることは言うまでもない。

上記各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部や全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）等の記録装置、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に格納することができる。

１：第１ＭＯＳＦＥＴ、１ｕ〜１ｗ：第１ＭＯＳＦＥＴ群、２：第２ＭＯＳＦＥＴ、２ｕ〜２ｗ：第２ＭＯＳＦＥＴ群、３：第３ＭＯＳＦＥＴ、３ｕ〜３ｗ：第３ＭＯＳＦＥＴ群、４：第４ＭＯＳＦＥＴ、４ｕ〜４ｗ：第４ＭＯＳＦＥＴ群、５：第５ＭＯＳＦＥＴ、６：チャージポンプ付プリドライバ、７：交番信号、８：モータ、１０：ＰＷＭタイマ、１００：マイクロプロセッサ、１０００：電力変換装置、２０００：電動パワーステアリングシステム、３０００：電気自動車、４０００：電子制御スロットル、５０００：電動ブレーキ。

Claims (17)

1. 複数の半導体スイッチング素子を用いて、電源から供給される電力をモータの駆動電流に変換する電力変換装置であって、
   各前記半導体スイッチング素子は、
   各前記半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記電源とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続され、さらに、
   前記ダイオードが、前記モータの巻き線と前記電源の間の電流経路および前記モータの相出力とグランドの間の電流経路において少なくとも１つは他と逆方向に接続されている
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に前記第１の前記半導体スイッチング素子と直列に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記モータの相出力と前記電力変換装置の相出力との間に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
   前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータからの回生電流を流す向きに接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記第３の半導体スイッチング素子は、前記電力変換装置よりも前記電源側に配置された昇圧回路が備える半導体スイッチング素子として構成されている
   ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第２の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
   前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電源と前記電力変換装置の相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に前記第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記第３の半導体スイッチング素子は、前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記モータに対して電流を流す向きに接続され、
   前記第４の半導体スイッチング素子は、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードがグランドに対して電流を流す向きに接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換装置の相出力と前記電源との間に第１の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力とグランドとの間に第２の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に第３の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記電力変換装置の相出力と前記モータの相出力との間に前記第３の前記半導体スイッチング素子と直列に第４の前記半導体スイッチング素子が配置され、
   前記第３の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、前記第４の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードと逆向きになるように、前記第３の半導体スイッチング素子および前記第４の半導体スイッチング素子が接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
7. 第５の前記半導体スイッチング素子を備え、
   前記第５の前記半導体スイッチング素子は、前記第５の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが前記電源から前記電力変換装置に向かう方向に流れる電流を遮断する向きに接続されている
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換装置に異常が発生した時、前記第３の半導体スイッチング素子と前記第４の半導体スイッチング素子をオフに切り替える制御回路を備えた
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
9. 前記複数の半導体スイッチング素子のうち少なくとも１つは、昇圧回路で昇圧した前記電源の電圧によってゲート端子を制御され、前記昇圧回路は入力される交番信号により動作する
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
10. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御するマイクロプロセッサを備え、
    前記マイクロプロセッサは前記交番信号を出力する
    ことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
11. 前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子を制御する第１および第２マイクロプロセッサと、
    前記第１および第２マイクロプロセッサの出力を比較してその結果を出力する比較回路と、
    を備え、
    前記比較回路は前記比較結果として前記交番信号を出力する
    ことを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
12. 前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
13. ステアリングホイールと、
    前記ステアリングホイールに取り付けられた回転軸と、
    前記回転軸に取り付けられたトルクセンサと、
    操舵機構と、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    を有し、
    前記操舵機構は前記回転軸により操舵され、
    前記操舵機構または前記回転軸は前記モータにより操舵力を補助され、
    前記マイクロプロセッサは、前記トルクセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動する
    ことを特徴とする電動パワーステアリングシステム。
14. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動される車輪と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動する
    ことを特徴とする電気自動車。
15. アクセルペダルの踏み込み量を検出するアクセルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるスロットルバルブと、
    前記スロットルバルブの開度を計測するスロットルポジションセンサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記スロットルバルブをブレーキにより所定の開度にするデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記アクセルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動する
    ことを特徴とする電子制御スロットル。
16. ブレーキペダルの踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサと、
    マイクロプロセッサと、
    請求項１記載の電力変換装置と、
    モータと、
    前記モータによって駆動されるブレーキパッドと、
    前記ブレーキパッドのローターへの押しつけ量を計測する推力センサと、
    前記モータの駆動力がなくなった時に前記ブレーキパッドを前記ローターに押しつけられない位置に保持するデフォルトポジション機構と、
    を有し、
    前記マイクロプロセッサは、前記ブレーキペダルポジションセンサの出力に基づき前記電力変換装置を制御し、
    前記電力変換装置は前記モータを駆動する
    ことを特徴とする電動ブレーキ。
17. モータ巻き線の一端は前記電力変換装置の相出力に接続され、前記モータ巻き線の他端はそれぞれ第５の前記半導体スイッチング素子を介して中性点に接続され、
    前記第５の半導体スイッチング素子は、前記第５の半導体スイッチング素子と並列に接続されたダイオードが、モータから中性点に対して同じ向きに電流を流す向きに接続されている
    ことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。

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