CN104061924B - 检测装置、传感器、电子设备以及移动体 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种检测装置、传感器、电子设备以及移动体，其能够在抑制电路的大规模化的同时实现低噪音的检测处理。检测装置（20）包括驱动电路（30）和检测电路（60）。检测电路（60）包括：第一、第二电荷‑电压转换电路（62、64），其被输入有第一、第二的检测信号；第一、第二增益调节放大器（72、74），其对上述电路的输出信号进行放大；开关混频器（80）；第一、第二滤波器（92、94），其被输入有来自开关混频器（80）的第一、第二输出节点的第一、第二输出信号；A/D转换电路（100），其接受来自第一、第二滤波器（92、94）的输出信号并实施差动的A/D转换。

Description

检测装置、传感器、电子设备以及移动体

技术领域

本发明涉及一种检测装置、传感器、电子设备以及移动体等。

背景技术

在数码照相机、摄像机、移动电话、汽车导航系统等的电子设备中，安装有用于对因外部的因素而发生变化的物理量进行检测的陀螺传感器。这种陀螺传感器对角速度等的物理量进行检测，并被用于所谓的手抖补正、姿态控制、GPS自主导航等中。

作为这种陀螺传感器的一种，已知水晶压电振动陀螺传感器等的振动陀螺传感器。在振动陀螺传感器中，对与因旋转而产生的科里奥利力相对应的物理量进行检测。作为这种振动陀螺传感器的检测装置，例如已知一种在专利文献1中所公开的模拟同步检波方式的检测装置、及直接采样方式的检测装置等。

在模拟同步检波方式的检测装置中，存在电路大规模化或消耗电力较大的课题。此外，在专利文献1的检测装置中，不是对差分信号实施偏移调节或同步检波而是对单端信号实施偏移调节或同步检波，因此存在噪音的去除不充分的课题。

此外，在直接采样方式的检测装置中，在A/D转换电路的前段设置有离散型的Q/V转换电路等的电压输出电路，来自离散型的Q/V转换电路的信号被直接输入至A/D转换电路，并实施A/D转换。因此，由于在A/D转换电路的前段不存在抗混叠用的滤波器，因此存在像无法避免由折叠噪声引起的性能劣化这样的课题。

专利文献1：日本特开2007-327944号公报

发明内容

根据本发明的几个方式，能够提供一种在抑制电路的大规模化等的同时能够实现在低噪音环境下的检测处理的检测装置、传感器、电子设备以及移动体等。

本发明的一个方式涉及一种检测装置，包括：驱动电路，其对物理量转换器进行驱动；检测电路，其接受来自所述物理量转换器的差动的第一检测信号和第二检测信号，并实施对与物理量相对应的信号进行检测的检测处理，所述检测电路包括：第一电压输出电路，其输出与所述第一检测信号相对应的电压；第二电压输出电路，其输出与所述第二检测信号相对应的电压；第一增益调节放大器，其对所述第一电压输出电路的输出信号进行放大；第二增益调节放大器，其对所述第二电压输出电路的输出信号进行放大；开关混频器，所述第一增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第一输入节点，所述第二增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第二输入节点，所述开关混频器通过来自所述驱动电路的同步信号，而实施对于所述第一增益调节放大器的所述输出信号和所述第二增益调节放大器的所述输出信号的同步检波，并且向第一输出节点输出第一输出信号和第二输出信号中的所述第一输出信号，并向第二输出节点输出所述第二输出信号；第一滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第一输出节点的所述第一输出信号；第二滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第二输出节点的所述第二输出信号；A/D转换电路，其接受来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号，并实施差动的A/D转换。

在本发明的一个方式中，来自物理量转换器的第一、第二检测信号被输入至第一、第二电压输出电路，第一、第二电压输出电路的输出信号被输入至第一、第二增益调节放大器,从而被实施了增益调节。并且，第一、第二增益调节放大器的输出信号被输入至开关混频器，并实施差动的同步检波。然后，开关混频器的第一、第二输出信号通过第一、第二滤波器而被实施了滤波处理，并被输入至A/D转换电路，实施差动的A/D转换。根据这种结构的检测装置，与模拟同步检波方式的检测装置等相比，能够减少电路模块数量，并且能够通过开关混频器的频率转换和第一、第二滤波器的滤波特性而降低或去除在第一、第二电荷-电压转换电路及第一、第二增益调节放大器中所产生的噪音等。因此，能够在抑制电路的大规模化等的同时，实现低噪音下的检测处理。此外，来自物理量转换器的差动的信号以差动信号的状态而被实施增益调节、同步检波处理、滤波处理，并且被输入至A/D转换电路而实施 A/D转换。因此，与在单端信号的状态下实施滤波处理、同步检波处理、增益调节处理等的电路结构相比，在降低噪音这一点上成为有利的结构。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一电压输出电路为，将所述第一检测信号的电荷转换为电压的第一电荷-电压转换电路，所述第二电压输出电路为，将所述第二检测信号的电荷转换为电压的第二电荷-电压转换电路。

如果采用这种方式，则能够通过开关混频器的频率转换和第一、第二滤波器的滤波特性而降低或去除在第一、第二电荷-电压转换电路中所产生的噪音等。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一增益调节放大器和所述第二增益调节放大器具有高通滤波器的频率特性。

如果采用这种方式，则通过有效地利用第一、第二增益调节放大器的高通滤波器的频率特性，从而能够降低或去除在第一、第二电荷-电压转换电路中所产生的偏移及噪音。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一增益调节放大器具有降低所述第一电荷-电压转换电路的1/f噪音的高通滤波器的频率特性，所述第二增益调节放大器具有降低所述第二电荷-电压转换电路的1/f噪音的高通滤波器的频率特性。

如果采用这种方式，则通过第一、第二增益调节放大器的高通滤波器的频率特性，从而能够去除或降低第一、第二电荷-电压转换电路的1/f噪音。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一增益调节放大器和所述第二增益调节放大器的各个增益调节放大器包括：运算放大器，其第一输入端子的电位被固定；第一电容器，其被设置在输入节点和所述运算放大器的第二输入端子的节点之间；第二电容器，其被设置在输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间；电阻元件，其被设置在所述输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间。

如果采用这种方式，则通过有效地利用第一、第二增益调节放大器的电容器和电阻元件，从而能够使第一、第二增益调节放大器具有高通滤波器的频率特性。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一滤波器及所述第二滤波器为，由无源元件构成的无源滤波器。

如果采用这种方式，则由于能够经由无源的第一、第二滤波器而向A/D 转换电路输入来自开关混频器的第一、第二输出信号，因此能够提高S/N比等的性能。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号直接或者仅经由无源元件而被输入至所述A/D转换电路。

如果采用这种方式，则由于能够采用在开关混频器和A/D转换电路之间未设置有源元件的结构，因此能够提高S/N比等的性能。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一滤波器包括：电阻元件，其被设置在所述开关混频器的所述第一输出节点和第一连接节点之间；电容器，其被设置在所述第一连接节点和电位被固定的节点之间，所述第二滤波器包括：电阻元件，其被设置在所述开关混频器的所述第二输出节点和第二连接节点之间；电容器，其被设置在所述第二连接节点和电位被固定的节点之间。

如果采用这种方式，则能够通过作为无源元件的电容器和电阻元件而实现第一、第二滤波器。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述开关混频器包括：第一开关元件，其被设置在所述第一输入节点和所述第一输出节点之间；第二开关元件，其被设置在所述第一输入节点和所述第二输出节点之间；第三开关元件，其被设置在所述第二输入节点和所述第一输出节点之间；第四开关元件，其被设置在所述第二输入节点和所述第二输出节点之间。

如果采用这种方式，则对于来自第一、第二增益调节放大器的输出信号，能够通过由第一～第四开关元件构成的开关混频器在差动信号的状态下实施同步检波。

此外，在本发明的一个方式中，可以采用如下方式，即，所述第一电荷- 电压转换电路及所述第二电荷-电压转换电路的各个电路包括：运算放大器，其第一输入端子的电位被固定；电容器，其被设置在输出节点和所述运算放大器的第二输入端子的节点之间；电阻元件，其被设置在所述输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间。

如果采用这种方式，则通过具有反馈用的电阻元件的连续型的第一、第二电荷-电压转换电路，从而能够将来自物理量转换器的检测电荷转换为电压。

此外，本发明的另一方式涉及一种传感器，包括：上述的任一方式所记载的检测装置；所述物理量转换器。

此外，本发明的另一方式涉及一种电子设备，包括上述的任一方式所记载的检测装置。

此外，本发明的另一方式涉及一种移动体，包括上述的任一方式所记载的检测装置。

附图说明

图1为电子设备、陀螺传感器的结构例。

图2为检测装置的结构例。

图3为作为模拟同步检波方式的第一比较例的结构例。

图4为作为直接采样方式的第二比较例的结构例。

图5为本实施方式的检测电路的详细的第一结构例。

图6为本实施方式的采样电路的结构例。

图7为本实施方式的采样电路的开关元件的时序图。

图8为比较例的采样电路。

图9为比较例的采样电路的开关元件的时序图。

图10为检测电路的各个信号的信号波形例。

图11为本实施方式的检测电路的详细的第二结构例。

图12为本实施方式的检测电路的详细的第三结构例。

图13（A）、图13（B）为噪声电压的频率特性图。

图14为驱动电路的详细的结构例。

图15为简要地表示作为移动体的一个具体例的汽车的结构的示意图。

具体实施方式

以下，对本发明的优选的实施方式进行详细说明。另外，以下所说明的本实施方式并非对权利要求书中所记载的本发明的内容进行不当限定的方式，并且在本实施方式中所说明的全部结构未必都是作为本发明的解决方案所必需的。例如，以下，虽然以物理量转换器为压电型的振子（振动陀螺仪），传感器为陀螺传感器的情况为例来进行说明，但是本发明并不限定于此。例如，本发明也可以应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振子（振动陀螺仪）、用于对与角速度信息相对应的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量转换器、传感器等。

1.电子设备、陀螺传感器

在图1中，图示了本实施方式的包括检测装置20的陀螺传感器510（广义而言为传感器）、和包括陀螺传感器510的电子设备500的结构例。另外，电子设备500、陀螺传感器510并不限定于图1的结构，可以进行如下的各种改变来实施，即，省略电子设备500、陀螺传感器510的构成要素的一部分、或者追加其他的构成要素等。此外，作为本实施方式的电子设备500，可以假定为数码照相机、摄像机、移动电话、汽车导航系统、机器人、游戏机、时钟、健身器材、或者便携式信息终端等各种设备。

电子设备500包括陀螺传感器510和处理部520。此外，还可以包括存储器530、操作部540、显示部550。处理部520（CPU（Central Processing Unit：中央处理器）、MPU（MicroProcessing Unit：微处理器）等）实施陀螺传感器510等的控制以及电子设备500的整体控制。此外，处理部520根据由陀螺传感器510检测出的角速度信息（广义而言为物理量）来进行处理。例如，根据角速度信息来实施用于手抖补正、姿态控制、GPS自主导航等的处理。存储器530（ROM（Read Only Memory：只读存储器）、RAM（Random Access Memory：随机存取存储器））对控制程序和各种信息进行存储，或者作为工作区域和数据存储区域而发挥功能。操作部540为用于供用户对电子设备500 进行操作的构件，显示部550向用户显示各种信息。

陀螺传感器510包括振子10和检测装置20。图1的振子10（广义而言为物理量转换器）为，由水晶等的压电材料的薄板形成的音叉型的压电振子，并具有驱动用振子11、12和检测用振子16、17。在驱动用振子11、12上设置有驱动端子2、4，在检测用振子16、17上设置有检测端子6、8。

检测装置20所包含的驱动电路30输出驱动信号（驱动电压）来驱动振子10。并且，该驱动电路30从振子10接收反馈信号，由此激励振子10。检测电路60从通过驱动信号而被驱动的振子10接受检测信号（检测电流、电荷），并且从检测信号中检测（提取）出与被施加在振子10上的物理量相对应的预期信号（科里奥利力信号）。

具体而言，来自驱动电路30的交流的驱动信号（驱动电压）被施加给驱动用振子11的驱动端子2。于是，驱动用振子11因逆电压效应而开始振动，并且驱动用振子12也由于音叉振动而开始振动。此时，因驱动用振子12的压电效应而产生的电流（电荷）作为反馈信号从驱动端子4被反馈至驱动电路30。由此，形成了包括振子10在内的振荡回路。

当驱动用振子11、12进行振动时，检测用振子16、17在图1所示方向上以振动速度v进行振动。于是，因检测用振子16、17的压电效应而产生的电流（电荷）作为检测信号（第一、第二检测信号）而从检测端子6、8被输出。于是，检测电路60接收来自该振子10的检测信号，并且对与科里奥利力相对应的信号、即预期信号（预期波）进行检测。即，当振子10（陀螺传感器）以检测轴线19为中心而进行旋转时，将在与振动速度v的振动方向正交的方向上产生有科里奥利力Fc。例如在将以检测轴线19为中心而进行旋转时的角速度设定为ω，将振子的质量设定为m，将振子的振动速度设定为v 时，科里奥利力被表示为，Fc＝2m·v·ω。因此，检测电路60通过对与科里奥利力相对应的信号、即预期信号进行检测，从而能够求出陀螺传感器的旋转角速度ω。并且，通过利用所求出的角速度ω，从而处理部520能够实施用于手抖补正、姿态控制或GPS自主导航等的各种处理。

另外，虽然在图1中，图示了振子10为音叉型的情况的示例，但是本实施方式的振子10并不限定于这种结构。例如，也可以为T字型或双T字型等。此外，振子10的压电材料可以为晶体以外的材料。

2.检测装置

在图2中，图示了本实施方式的检测装置20的结构例。检测装置20包括：驱动电路30，其对振子10（物理量转换器）进行驱动；检测电路60，其接收来自振子10的第一、第二的检测信号IQ1、IQ2，并实施对预期信号进行检测的检测处理。

驱动电路30包括：放大电路32，其被输入来自振子10的信号DI；增益控制电路40（AGC：Automatic Gain Control），其实施自动增益控制；驱动信号输出电路50，其向振子10输出驱动信号DQ；同步信号输出电路52，其向检测电路60输出同步信号SYC。另外，驱动电路30的结构并不限定于图2，可以进行如下等各种改变来实施，即，省略这些构成要素的一部分、或者追加其他的构成要素。

放大电路32（I/V转换电路）将来自振子10的电流的信号DI转换为电压的信号DV而进行输出。该放大电路32能够通过电容器、电阻元件、运算放大器等而实现。

增益控制电路40（AGC）对信号DV进行监视，并对振荡回路的增益进行控制。具体而言，向驱动信号输出电路50输出用于对振荡回路的增益进行控制的控制电压DS。例如，在驱动电路30中，为了将陀螺传感器的灵敏度保持固定，需要将向振子10（驱动用振子）供给的驱动电压的振幅保持固定。因此，在驱动振动系统的振荡回路内，设置用于对增益进行自动调节的增益控制电路40。增益控制电路40以可变的方式对增益进行自动调节，以使从振子10反馈回来的信号DI的振幅（振子的振动速度v）固定。此外，在振荡启动时，为了能够实现高速的振荡启动，振荡回路的增益被设定为大于1 的增益。该增益控制电路40可以包括全波整流电路和积分器等，其中，所述全波整流电路用于将来自放大电路32的交流的信号DV转换成直流信号，所述积分器输出与来自全波整流电路的直流信号的电压和基准电压之间的差分相对应的控制电压DS。

驱动信号输出电路50从放大电路32接受信号DV，并向振子10输出驱动信号DQ。具体而言，输出与来自增益控制电路40的控制电压DS相对应的振幅的驱动信号DQ。例如，输出矩形波的驱动信号。该驱动信号输出电路50 能够通过比较仪等而实现。

同步信号输出电路52从放大电路32接收信号DV，并向检测电路60输出同步信号SYC（参考信号）。该同步信号输出电路52能够通过比较仪或相位调节电路（移相器）等来实现，其中，所述比较仪实施正弦波（交流）的信号DV的二值化处理并生成矩形波的同步信号SYC，所述相位调节电路实施同步信号SYC的相位调节。

检测电路60包含第一、第二的Q/V转换电路62、64、第一、第二的增益调节放大器72、74、开关混频器80、第一、第二的滤波器92、94、A/D 转换电路100、DSP部110（数字信号处理部）。另外，检测电路60的结构并不限定于图2，而能够进行如下的各种改变来实施，即，省略这些构成要素的一部分（例如DSP部）、或追加其他的构成要素等。

来自振子10的差动的第一、第二的检测信号IQ1、IQ2被输入至作为电压输出电路的Q/V转换电路62、64（电荷-电压转换电路）。并且，Q/V转换电路62、64将在振子10中所产生的电荷（电流）转换为电压。这些Q/V转换电路62、64为，具有反馈电阻的连续型的电荷-电压转换电路。

增益调节放大器72、74对Q/V转换电路62、64的输出信号QA1、QA2 进行增益调节并进行放大。增益调节放大器72、74为所谓的可编程增益放大器，并以由未图示的控制电路所设定的增益而对信号QA1、QA2进行放大。例如，放大为适合于A/D转换电路100的电压转换范围的振幅的信号。

开关混频器80为，根据来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差动的同步检波的混频器。具体而言，在开关混频器80中，增益调节放大器72的输出信号QB1被输入至第一输入节点NI1，增益调节放大器72的输出信号QB2 被输入至第二输入节点NI2。并且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC来实施差动的同步检波，并向第一、第二的输出节点NQ1、NQ2输出差动的第一、第二的输出信号QC1、QC2。通过该开关混频器80，从而前段的电路（Q/V转换电路、增益调节放大器）所产生的噪声（1/f噪声）等的无用信号被频率转换为高频带。此外，作为与科里奥利力相对应的信号的预期信号适用于直流信号。

来自开关混频器80的第一输出节点NQ1的第一输出信号QC1被输入至滤波器92。来自开关混频器80的第二输出节点NQ2的第二输出信号QC2被输入至滤波器94。这些滤波器92、94为，例如具有去除（衰减）无用信号而使预期信号通过的频率特性的低通滤波器。例如，通过开关混频器80而被频率转换为高频带的1/f噪声等的无用信号被滤波器92、94去除。此外，滤波器92、94为，例如由无源元件构成的无源滤波器。即，作为滤波器92、94，可以不使用运算放大器，而采用由电阻元件或电容器等无源元件构成的无源滤波器。

A/D转换电路100接收来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94 的输出信号QD2，并实施差动的A/D转换。具体而言，A/D转换电路100将滤波器92、94作为抗混叠用的滤波器（前置滤波器），实施输出信号QD1、QD2 的采样并实施A/D转换。并且，在本实施方式中，来自滤波器92的输出信号 QD1和来自滤波器94的输出信号QD2未经由有源元件而被输入至A/D转换电路100。

作为A/D转换电路100，例如可以采用ΔΣ型或逐次比较型等各种方式的A/D转换电路。在采用ΔΣ型的A/D转换电路的情况下，具有例如用于降低1/f噪声的CDS（Correlated double sampling：相关双采样）或断路器的功能等，可以使用例如由二次ΔΣ调制器等构成的A/D转换电路。此外，在采用逐次比较型的A/D转换电路的情况下，具有例如能够抑制因DAC的元件误差而产生的S/N比的劣化的DEM（Dynamic Element Matching：动态元件匹配）的功能等，可以使用由电容DAC和逐次比较控制逻辑构成的A/D转换电路。

DSP（Digital Signal Processing：数字式信号处理）部110实施各种数字信号处理。例如DSP部110实施与预期信号的应用相对应的频带限制的数字滤波处理、以及去除由A/D转换电路100等产生的噪声的数字滤波处理。此外，还实施增益补正（灵敏度调节）、偏移补正等数字补正处理。

在以上的本实施方式的检测装置中，采用了全差动开关混频器方式。即，来自振子10的差动的检测信号IQ1、IQ2通过Q/V转换电路62、64、增益调节放大器72、74而被实施了信号放大及增益调节，并且作为差动的信号QB1、 QB2而被输入至开关混频器80。并且，对于这些差动信号QB1、QB2，通过开关混频器80而实施将无用信号被频率转换为高频带的同步检波处理。并且，通过滤波器92、94而去除被频率转换为高频带的无用信号，并作为差动信号QD1、QD2而被输入至A/D转换电路100，并且实施差动的A/D转换。

根据这种全差动开关混频器方式的本实施方式，在Q/V转换电路62、64 和增益调节放大器72、74中所产生的1/f噪音等通过开关混频器80中的频率转换和由滤波器92、94所产生的低通滤波器特性而被去除。并且，采用如下的结构，即，在增益调节放大器72、74与AD转换电路100之间，设置有虽然增益不发挥作用但不产生1/f噪音的开关混频器80、和由低噪音的无源元件构成的滤波器92、94。因此，由于去除了在Q/V转换电路62、64和增益调节放大器72、74中所产生的噪音，并且开关混频器80和滤波器92、94 所产生的噪音也被抑制为最小值，因此能够向A/D转换电路100输入低噪音状态的信号QD1、QD2并进行A/D转换。并且，由于能够将信号QD1、QD2作为差动信号而进行A/D转换，所以与通过单端信号来进行A/D转换的情况相比，能够进一步提高S/N比。

例如，在图3中，作为本实施方式的第一比较例而图示了模拟同步检波方式的检测装置的结构例。该第一比较例的检测装置具有Q/V转换电路362、 364、差动放大电路366、高通滤波器367、AC放大器368、偏移调节电路370、同步检波电路380、低通滤波器382、增益调节放大器384、DC放大器386、SCF388（开关电容滤波器）。此外，例如作为检测装置的外置电路，设置有 A/D转换电路390和DSP部392（数字滤波器）。

在图3的模拟同步检波方式的第一比较例中，与图2的本实施方式的检测装置相比，电路模块数量较多，从而使电路大规模化。此外，由于较多地消耗电流的模拟的电路模块较多，因此电力被无谓地消耗，从而导致消耗电力过大。尤其是在欲将A/D转换电路390和DSP部392的功能内置于检测装置中时，电路的大规模化及消耗电力的增大更将成为较大的问题。

此外，在该模拟同步检波方式的第一比较例中，由于采用输出模拟的电压的方式，因此成为为了易于实施信号的处理而尽可能地采取较大的信号的增益的设计思想的电路。并且，如上所述为了获得较大的增益，将需要较高的电源电压，从而导致进一步增大消耗电力的问题。

而且，在第一比较例中，来自Q/V转换电路362、364的差动的信号通过差动输入/单端输出的差动放大电路366而成为单端的信号。并且，由于之后的滤波处理、同步检波处理、增益调节处理等均是针对单端的信号而实施的，因此在降低噪音这方面上将成为不利的结构。

与之相对，在图2的本实施方式的检测装置中，与图3的第一比较例相比电路模块数量非常少，从而能够容易地实现电路的小规模化以及消耗电力的降低化。此外，在Q/V转换电路62、64及增益调节放大器72、74中所产生的噪音能够通过开关混频器80的频率转换和滤波器92、94的低通滤波特性而去除。此外，开关混频器80及滤波器92、94所产生的噪音也较少。因此，由于能够在低噪音的信号状态下实施A/D转换，因此具有能够在实现电路的小规模化和低耗电化的同时，实现低噪音下的检测处理的优点。

此外，在本实施方式中，由增益调节放大器72、74实施的增益调节通过放大为适合于A/D转换电路100的电压转换范围的振幅的信号的增益调节而完成。即，由增益调节放大器72、74实施的增益调节并非为用于灵敏度调节等的增益调节，而是用于将对于在A/D转换电路100中所产生的噪音的S/N 比设为最大值的增益调节。因此，根据本实施方式，能够消除像为了获得较大的增益而需要提高电源电压的第一比较例的问题，从而易于实现电源电压的低电压化。其结果为，能够实现进一步的低耗电化。

此外，在本实施方式中，来自振子10的差动的信号IQ1、IQ2在保持差动信号的状态下被实施增益调节、同步检波处理、滤波处理，并被输入至A/D 转换电路100而实施A/D转换。因此，与在单端信号的状态下被实施滤波处理、同步检波处理、增益调节处理等的第一比较例相比，在降低噪音这一点上成为有利的结构。

例如，在图3的第一比较例中，在同步检波电路380的前段，通过反相放大器而将来自AC放大器368的单端的第一信号反相从而生成第二信号，并且利用这些第一、第二信号而实施同步检波。因此，第一信号的噪音和第二信号的噪音并不相等，即使实施了由同步检波电路380进行的频率转换，仍会残留有上述反相放大器的噪音等。因此，与在差动信号的状态下实施同步检波的本实施方式的开关混频器80相比，S/N比劣化。在使用差动的开关混频器80的本实施方式中，由于不会产生这种反相放大器的残留噪音等，因此与图3的第一比较例相比能够提高S/N比。

在图4中，作为本实施方式的第二比较例，而图示了直接采样方式的检测装置的结构例。该第二比较例的检测装置具有离散型Q/V转换电路260、 A/D转换270、以及DSP部280。虽然该直接采样方式在使电路的小规模化的方面上成为优选的结构，但是由于在A/D转换电路270的前段未设置有抗混叠用的滤波器，因此存在无法避免由折叠噪声引起的性能劣化的问题。此外，当为了离散型Q/V转换电路260的低噪音化而增加消耗电流时，会出现频带变长，折叠噪声的结果，从而难以实现低噪音化。此外，在离散型Q/V转换电路260的情况下，还存在由输入端子中所附带的寄生电容产生的噪音特性的劣化将变得显著的问题。而且，由于采用像离散型Q/V转换电路260和A/D 转换270成为一体而进行动作的电路结构，因此例如存在不适于陀螺传感器的多轴化，并且使后段的逻辑电路的处理和结构复杂化的问题。

与之相对，在图2的本实施方式的检测装置中，Q/V转换电路62、64为具有反馈电阻元件的连续型的电荷-电压转换电路。因此，具有能够防止由在直接采样方式中所产生的折叠噪声引起的性能劣化的问题，从而能够以小规模的电路结构来实现低噪音下的检测处理的优点。此外，在易于应对多轴化，并能够使后段的逻辑电路的处理和结构也简单化这一点上成为优选的结构。

3.检测电路的详细的结构

在图5中图示了本实施方式的检测电路60的详细的第一结构例。

Q/V转换电路62具有运算放大器OPA1、电容器CA1、以及电阻元件RA1， Q/V转换电路64具有运算放大器OPA2、电容器CA2、以及电阻元件RA2。

在Q/V转换电路62的运算放大器OPA1中，其非反相输入端子（广义而言为第一输入端子）的电位被固定。具体而言，Q/V转换电路62的运算放大器OPA1的非反相输入端子被设定为预定电位（AGND）。电容器CA1及电阻元件RA1被设置在Q/V转换电路62的输出节点和运算放大器OPA1的反相输入端子（广义而言为第二输入端子）的节点之间。

在Q/V转换电路64的运算放大器OPA2中，其非反相输入端子的电位被固定。具体而言，Q/V转换电路64的运算放大器OPA2的非反相输入端子被设定为预定电位。电容器CA2及电阻元件RA2被设置在Q/V转换电路64的输出节点和运算放大器OPA2的反相输入端子的节点之间。

如此，本实施方式的Q/V转换电路62、64成为具有反馈电阻元件RA1、 RA2的连续型的电荷-电压转换电路，并且与图4的直接采样方式的离散型的Q/V转换电路260相比，在降低噪音降低的方面成为有利的结构。

增益调节放大器72具有运算放大器OPB1、第一、第二电容器CB11、CB12、以及电阻元件RB1。增益调节放大器74具有运算放大器OPB2、第一、第二电容器CB21、CB22、以及电阻元件RB2。

增益调节放大器72的运算放大器OPB1的非反相输入端子（第一输入端子）被设定为预定电位（AGND）。电容器CB11被设置在增益调节放大器72 的输入节点和运算放大器OPB1的反相输入端子（第二输入端子）的节点之间。电容器CB12及电阻元件RB1被设置在增益调节放大器72的输出节点和运算放大器OPB1的反相输入端子的节点之间。

增益调节放大器74的运算放大器OPB2的非反相输入端子被设定为预定电位。电容器CB21被设置在增益调节放大器74的输入节点和运算放大器 OPB2的反相输入端子的节点之间。电容器CB22及电阻元件RB2被设置在增益调节放大器74的输出节点和运算放大器OPB2的反相输入端子的节点之间。

在增益调节放大器72中，电容器CB11、CB12中的至少一方成为电容值可变的电容器。在增益调节放大器74，电容器CB21、CB22中的至少一方也成为电容值可变的电容器。这些电容器的电容值根据未图示的控制电路（寄存器）而被可变地设定。并且，例如当将电容器CB11、CB21的电容值设定为 C1，将电容器CB12、CB22的电容值设定为C2时，增益调节放大器72、74 的增益根据C1和C2的电容比C2/C1而被设定。

此外，图5的增益调节放大器72、74具有高通滤波器的频率特性。即，通过增益调节放大器72的电容器CB11和电阻元件RB1而构成了高通滤波器，并且通过增益调节放大器74的电容器CB21和电阻元件RB2而构成了高通滤波器。由此，增益调节放大器72具有降低（去除）Q/V转换电路62的1/f 噪音的高通滤波器的频率特性。此外，增益调节放大器74具有降低（去除） Q/V转换电路64的1/f噪音的高通滤波器的频率特性。

开关混频器80具有第一、第二、第三、第四的开关元件SW1、SW2、SW3、 SW4。开关元件SW1被设置在开关混频器80的第一输入节点NI1和第一输出节点NQ1之间。开关元件SW2被设置在开关混频器80的第一输入节点NI1 和第二输出节点NQ2之间。开关元件SW3被设置在开关混频器80的第二输入节点NI2和第一输出节点NQ1之间。开关元件SW4被设置在第二输入节点NI2 和第二输出节点NQ2之间。这些开关元件SW1～SW4例如能够通过MOS晶体管（例如NMOS型晶体管或传输门）构成。

并且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC，开关元件SW1和SW2被排他性地导通或断开，并且开关元件SW3和SW4被排他性地进行导通或断开。例如，在同步信号SYC为H电平（第一电平）的情况下，开关元件SW1、SW4 置于导通，开关元件SW2、SW3置于断开。另一方面，在同步信号SYC为L 电平（第二电平）的情况下，开关元件SW2、SW3置于导通，开关元件SW1、SW4置于断开。由此，来自增益调节放大器72、74的差动的信号QB1、QB2 在差动信号的状态下被同步检波，同步检波后的信号作为差动的信号QC1、 QC2而被输出。例如，虽然在图3的第一比较例中，在单端信号的状态下实施同步检波，并输出单端的信号，但是在本实施方式中，在差动信号的状态下实施同步检波，并作为同步检波后的信号而输出差动的信号。

滤波器92具有电阻元件RD1和电容器CD1。滤波器94具有电阻元件RD2 和电容器CD2。

滤波器92的电阻元件RD1被设置在开关混频器80的输出节点NQ1和第一连接节点ND1之间。该第一连接节点ND1为，与A/D转换电路100的第一输入节点相连接的节点。电容器CD1被设置在第一连接节点ND1和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。

滤波器94的电阻元件RD2被设置在开关混频器80的输出节点NQ2和第二连接节点ND2之间。该第二连接节点ND2为，与A/D转换电路100的第二输入节点相连接的节点。电容器CD2被设置在第二连接节点ND2和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。

如此，图5的滤波器92、94成为由电阻元件和电容器等的无源元件构成的无源滤波器。并且，来自滤波器92的输出信号QD1和来自滤波器94的输出信号QD2不经由有源元件而被直接输入至A/D转换电路100。输出信号QD2 也可以仅经由无源元件而被输入至A/D转换电路100。

在图6中，图示了被设置于AD转换电路100的内部的第一、第二采样电路112、114。

第一采样电路112具有电容器CE1、开关元件SW5、SW6、SW7、SW8、SW9。开关元件SW5被设置在图5所示的第一连接节点ND1和电容器CE1的一端的节点NC11之间。开关元件SW6被设置在电容器CE1的一端的节点NC11和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。开关元件SW7被设置在电容器CE1的另一端的节点NC11和电容器CE1的另一端的节点NC12之间。开关元件SW8被设置在电容器CE1的另一端的节点NC12和采样电路112的输出信号QE1的节点NE1之间。开关元件SW9被设置在电容器CE1的另一端的节点 NC12和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。

第二采样电路114具有电容器CE2、开关元件SW10、SW11、SW12、SW13、 SW14。开关元件SW10被设置在图5所示的第二连接节点ND2和电容器CE2 的另一端的节点NC21之间。开关元件SW11被设置在电容器CE2的一端的节点NC21和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。开关元件SW12 被设置在电容器CE2的一端的节点NC21和电容器CE2的另一端的节点NC22 之间。开关元件SW13被设置在电容器CE2的另一端的节点NC22和采样电路 114的输出信号QE2的节点NE2之间。开关元件SW14被设置在电容器CE2的另一端的节点NC22和电位被固定为预定电位（例如AGND）的节点之间。

在图7中，图示了采样电路112的开关元件SW5、SW6、SW7、SW8、SW9、和采样电路114的开关元件SW10、SW11、SW12、SW13、SW14的导通或断开的时序图。首先，对采样电路112的各个开关元件的时序图进行说明。由于在开关元件SW7被导通的期间内，节点NC11和节点NC12被连接在一起，因此积蓄在电容CE1中的电荷被去除。然后，通过将开关元件SW5及SW9置于导通，并将其他的开关元件SW6、SW7以及SW8置于断开，从而与被输入至采样电路112的信号QD1相对应的电荷被积蓄在电容CE1中。然后，将开关元件 SW6、SW8置于导通，并将其他的开关元件SW5、SW9、SW7置于断开，从而使节点NC12与后段的AD转换电路100内部的电路（未图示）连接，由此采样电路112输出输出信号QE1。

接下来，对采样电路114的各个开关元件进行说明。由于在开关元件SW12 被导通的期间内，节点NC21和节点NC22被连接在一起，因此被积蓄在电容 CE2中的电荷被去除。然后，通过将开关元件SW10及SW14置于导通，并将其他的开关元件SW11、SW12以及SW13置于断开，从而与被输入至采样电路 114的信号QD2相对应的电荷被积蓄在电容CE2中。然后，将开关元件SW11、 SW13置于导通，并将其他的开关元件SW10、SW14、SW12置于断开，从而使节点NC22与AD转换电路100内部的后段的电路（未图示）连接，由此采样电路114输出输出信号QE2。

然后，利用采样电路112的输出信号QE1及采样电路114的输出信号QE2，在AD转换电路100内部的后段的电路（未图示）中实施采样处理。

对于采样电路112、114的效果，通过表示比较例来进行说明。在图8 中图示了比较例的采样电路412、414，在图9中图示了采样电路所具有的开关元件SW15～SW21的导通或断开的时序图。在被输入至采样电路412、414 的信号为由运算放大器驱动的电压信号的情况下，被积蓄在电容器CF1、CF2 中的电荷量通过运算放大器而统一确定。但是，在如图5中所说明地那样，被输入至A/D转换电路100（采样电路412、414）的信号为经由无源滤波器（滤波器92、94）而被输入的信号QD1、QD2的情况下，由于该信号不被驱动，因此残留在电容器CF1、CF2中的电荷不确定。由于这种不确定的电荷会对AD转换电路中的采样处理造成影响，因此比较例的采样电路412、414无法提高A/D转换电路的输出结果的精度。

另一方面，根据在图6、图7中所说明的采样电路112、114，在与采样电路112、114相比靠后段的A/D转换电路100的内部电路中实施采样处理之前，将开关元件SW7、SW12连接从而去除电容器CE1、CE2的残留电荷。因此，由于电容器CE1、CE2的残留电荷不会对采样处理造成影响，因此能够提高 A/D转换电路100中的A/D转换处理的输出的精度。

在图10中，图示了图5的检测电路的各个信号QA1及QA2、QB1及QB2、 QC1及QC2、QD1及QD2的信号波形例。

如图10所示，从Q/V转换电路62、64输出的信号QA1、QA2通过增益调节放大器72、74而被反相放大，并且作为信号QB1、QB2而被输出。具体而言，以上述的电容比C2/C1的增益而被放大。

从增益调节放大器72、74输出的信号QB1、QB2通过开关混频器80而被同步检波，并且作为信号QC1、QC2而被输出。通过同步检波，从而1/f噪音等的无用信号被频率转换为高频带。并且，通过滤波器92、94对这些信号 QC1、QC2实施低通滤波处理，从而生成了信号QD1、QD2。在这些信号QD1、 QD2中，通过低通滤波处理而去除了被频率转换为高频带的无用信号，从而成为低噪音的信号。并且，该低噪音的信号QD1、QD2作为差动信号而被输入至A/D转换电路100，并实施差动的A/D转换。

在图11中图示了本实施方式的检测装置的详细的第二结构例。

如前文所述，在图5的第一结构例中，增益调节放大器72由电容器CB11、 CB12电阻元件RB1以及运算放大器OPB1构成。增益调节放大器74也是同样的。并且，增益通过电容比而被设定。此外，增益调节放大器72、74具有高通滤波器的频率特性。

与之相对，在图11的第二结构例中，增益调节放大器72由电阻元件 RB11、RB12和运算放大器OPB1构成。增益调节放大器74也相同。并且，增益通过电阻比而被设定。此外，增益调节放大器72、74不具有高通滤波器的频率特性。

在图12中图示了本实施方式的检测装置的第三结构例。在该第三结构例中，相对于图11的第二的结构例，由电容器CC1、电阻元件RC1构成的高通滤波器76被附加在增益调节放大器72的后段。同样，由电容器CC2、电阻元件RC2构成的高通滤波器78被附加在增益调节放大器74的后段。

图13（A）为，表示图11的第二结构例的噪声电压的频率特性的图。如 A1所示，在Q/V转换电路62、64的输出中，在低频带中产生有较大的1/f 噪音。该A1的1/f噪音通过由增益调节放大器72、74实施的信号放大而如 A2所示增加。并且，虽然通过由开关混频器80实施的频率转换和滤波器92、 94的低通滤波器特性而降低了该1/f噪音，但是如A3所示，该降低的程度并不充分。例如，当开关混频器80的时钟的占空比从50%起发生偏离时，1/f 噪音将会泄漏，从而导致噪音性能的降低。

图13（B）为，表示图5的第一结构例的噪声电压的频率特性的图。如 B1所示，在Q/V转换电路62、64的输出中，在低频带中产生有较大的1/f 噪音。该B1的1/f噪音通过增益调节放大器72、74的高通滤波器特性，从而与图13（A）的A2相比，如B2所示被较大地降低。并且，该1/f噪音通过由开关混频器80实施的频率转换和滤波器92、94的低通滤波器特性，从而与图13（A）的A3相比如B3所示被充分地降低。例如，即使在开关混频器80的时钟的占空比从50%起发生了偏离的情况下，也能够将1/f噪音的泄漏抑制为最小值。因此，A/D转换电路100能够对1/f噪音等被充分地降低了的信号进行A/D转换，从而能够在抑制电路的大规模化以及消耗电力的增加的同时，实现低噪音下的检测处理。

此外，图11的第二结构例为，由Q/V转换电路62、64实施的偏移通过增益调节放大器72、74而被放大了的结构。因此，从后段的电路（A/D转换电路、DSP部）观察时，根据由增益调节放大器72、74设定的增益而使偏移也成为不同的值。例如，虽然当考虑在DSP110等的后段的电路中实施偏移调节的情况时，优选为通过一次的检查来执行偏移调节，但是在图11的第二结构例中，存在需要针对每个由增益调节放大器72、74设定的增益而进行偏移调节，从而处理将变得繁琐的问题。

为了解决这种问题，可以考虑如下的方法，即，如图12的第三结构例所示，在增益调节放大器72、74的后段设置高通滤波器76、78。但是，在该第三结构例中，A/D转换电路100的前段的抗混叠用的滤波器92、94也为无源电路，开关混频器80也为不具有运算放大器等驱动电路的电路，高通滤波器76、78也为无源电路。因此，存在抗干扰较弱且信号的信息传递存在不稳定要素的问题。

关于这一点，在图5的第一结构例中，Q/V转换电路62、64的偏移通过增益调节放大器72、74的高通滤波器特性而被去除。因此，当从DSP部110 等的后段的电路观察时，在不依靠增益调节放大器72、74的增益设定的情况下，便能够而仅观察到增益调节放大器72、74的偏移。此外，不需要针对由增益调节放大器72、74设定的每个增益而实施偏移调节，从而能够实现处理的简化。此外，如前文所述，Q/V转换电路62、64的1/f噪音通过增益调节放大器72、74的高通滤波器特性而被去除，增益调节放大器72、74的1/f 噪音通过开关混频器80的频率转换和滤波器92、94的低通滤波器特性而被去除。因此，成为在A/D转换电路100的输入段不会发现由有源电路产生的 1/f噪音的结构，并且作为重视低频带中的噪音的检测装置的电路结构而成为优选的结构。

4.驱动电路的详细的结构

在图14中图示了本实施方式的驱动电路30的详细的结构例。

放大电路32为，具有低通滤波器特性的积分型的电流-电压转换电路，并且具有运算放大器OPE、电容器CE、以及电阻元件RE。运算放大器OPE的非反相输入端子（第一输入端子）被设定为预定电位（例如AGND），来自振子10的信号DI被输入至反相输入端子（第二输入端子）。电容器CE和电阻元件RE被设置在放大电路32的输出节点和运算放大器OPE的反相输入端子的节点之间。

增益控制电路40（AGC）为，在振荡稳定状态下对增益进行自动调节，以使回路增益成为1的电路，并且具有全波整流器42和积分器44。另外，也可以使增益控制电路40还包含对振荡状态进行检测的振荡检测器。

全波整流器42为，对放大电路32的输出信号DV进行全波整流的电路，并且具有运算放大器OPF、电阻元件RF1、RF2、比较仪CP3、开关元件SF1、 SF2、以及逆变电路INV。

电阻元件RF1被设置在信号DV的节点和运算放大器OPF的反相输入端子的节点之间，电阻元件RF2被设置在运算放大器OPF的输出节点和反相输入端子的节点之间。

开关元件SF1被设置在运算放大器OPF的输出节点和积分器44的输入节点之间，开关元件SF2被设置在信号DV的节点和积分器44的输入节点之间。并且，开关元件SF1、SF2根据对信号DV的电压和预定电位的电压进行比较的比较仪CP3的输出信号而被排他性地被导通或断开控制。由此，信号DR 成为对信号DV进行了全波整流的信号。

积分器44为，实施通过全波整流器42而进行了全波整流的信号DR的积分处理的电路，并且具有运算放大器OPG、电阻元件RG、以及电容器CG。运算放大器OPG的非反相输入端子被设定为预定电压VR3。电阻元件RG被设置在积分器44的输入节点和运算放大器OPG的反相输入端子的节点之间，电容器CG被设置在运算放大器OPG的输出节点和反相输入端子的节点之间。增益控制电路40的输出信号、即积分器44的输出信号，作为控制电压DS而被供给至驱动信号输出电路50的比较仪CP1。

在构成驱动信号输出电路50的比较仪CP1中，非反相输入端子设定为预定电位（例如AGND），并且来自放大电路32的信号DV被输入至反相输入端子。并且，输出对信号DV进行了二值化而形成的矩形波的驱动信号DQ。即使向振子10输出矩形波的驱动信号DQ，通过振子10所具有的频率滤波器作用而减少了无用的谐波，从而能够获得预期的频率（共振频率）的驱动信号。该比较仪CP1具有差动部和与差动部相连接的输出部。并且，来自增益控制电路40（积分器）的控制电压DS作为比较仪CP1的输出部的电源电压（高电位侧电源电压）而被供给。由此，比较仪CP1所输出的驱动信号DQ的振幅根据增益控制电路40的控制电压DS而发生变化，从而实现了在振荡稳定状态下使回路增益成为1的增益控制。另外，驱动信号输出电路50还可以为不输出矩形波而输出正弦波的驱动信号DQ的电路。

同步信号输出电路52具有比较仪CP2和相位调节电路54（移相器）。在比较仪CP2中，非反相输入端子设定为预定电位（例如AGND），并且来自放大电路32的信号DV被输入至反相输入端子。并且，输出对信号DV进行了二值化而形成的信号SDET。相位调节电路54对信号SDET的相位进行调节，并作为同步信号SYC而向检测电路60的开关混频器80输出，以便适当地实施由开关混频器80进行的同步检波。

另外，驱动电路30的结构并不限定于图14的结构，而能够实施各种改变。例如，虽然在图14中，驱动信号输出电路50由输出矩形波的驱动信号 DQ的比较仪CP1构成，但是也可以由输出正弦波的驱动信号DQ的增益放大器等来构成驱动信号输出电路50。在这种情况下，只需通过根据来自增益控制电路40的控制电压DS而对增益放大器的增益进行控制，从而对驱动信号 DQ的振幅进行控制即可。此外，虽然在图14中，驱动信号输出电路50的比较仪CP1和同步信号输出电路52的比较仪CP2作为分体电路而被图示，但是并不限定于此。例如，还可以使用在比较仪CP1和CP2中共用了该差动部的复合型的比较仪。

此外，本实施方式的陀螺传感器510（传感器）例如可以被安装在汽车、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体为，例如具备发动机或电机等的驱动机构、方向盘或舵等的转向机构、各种电子设备，并在陆地、空中或海上进行移动的设备或装置。图15简要地表示作为移动体的一个具体例的汽车206。在汽车206中安装有具有振子10和检测装置20的陀螺传感器510。陀螺传感器510能够对车身207的姿态进行检测。陀螺传感器 510的检测信号能够被供给至车身姿态控制装置208。车身姿态控制装置208 例如能够根据车身207的姿态而对悬架的软硬进行控制、或者对每个车轮209 的制动进行控制。另外，这种姿态控制也可以被利用于双足机器人、飞行器、直升机等各种移动体。在实现姿态控制时，可以安装陀螺传感器510。

另外，如上所述虽然对本实施方式进行了详细说明，但对于本领域技术人员来说能够很容易地理解出未实际地脱离本发明的创新部分和效果的范围的多种改变。因此，这种改变例也全部包含于本发明的范围内。例如，在说明书或附图中，至少一次与更广义或同义的不同用语（传感器，物理量转换器、物理量、第一输入端子、第二输入端子等）一起记载的用语（陀螺传感器、振子、角速度信息、非反相输入端子、反相输入端子等），在说明书或附图的任何位置处均能够被替换成该不同的用语。此外，检测装置、传感器、电子设备的结构、以及振子的结构等也并不限定于本实施方式中所说明的情况，能够进行各种改变来实施。

符号说明

OPA1、OPA2、OPB1、OPB2…运算放大器；CA1、CA2、CB11、CB12、CB21、 CB22…电容器；RA1、RA2、RB1、RB2…电阻元件；SW1～SW22…开关元件； SYC…同步信号；RD1、RD2…电阻元件；CD1、CD2、CE1、CE2、CF1、CF2…电容器；OPE、OPF、OPG…运算放大器；CP1、CP2、CP3…比较仪；CE、 CG…电容器；RE、RF1、RF2、RG…电阻元件；SF1、SF2…开关元件；10…振子；20…检测装置；30…驱动电路；32…放大电路；40…增益控制电路；42…全波整流器；44…积分器；50…驱动信号输出电路；52…同步信号输出电路；54…相位调节电路；60…检测电路；62、64…Q/V 转换电路；72、74…增益调节放大器；80…开关混频器；92、94…滤波器；100…A/D转换电路；110…DSP部；112、114…第一、第二采样电路；412、414…第一、第二采样电路；206…移动体（汽车）；207…车身；208…车身姿态控制装置；209…车轮；260…离散型Q/V转换电路；270…A/D转换电路；280…DSP部；362、364…Q/V转换电路；366…差动放大电路；367…高通滤波器；368…AC放大器；370…增益调节放大器；386…DC放大器；388…SCF；390…A/D转换电路；392…DSP 部；500…电子设备；510…陀螺传感器；520…处理部；530…存储器；540…操作部；550…显示部。

Claims (12)

1.一种检测装置，其特征在于，包括：

驱动电路，其对物理量转换器进行驱动；

检测电路，其接受来自所述物理量转换器的差动的第一检测信号和第二检测信号，并实施对与物理量相对应的信号进行检测的检测处理，

所述检测电路包括：

第一电压输出电路，其输出与所述第一检测信号相对应的电压；

第二电压输出电路，其输出与所述第二检测信号相对应的电压；

第一增益调节放大器，其对所述第一电压输出电路的输出信号进行放大；

第二增益调节放大器，其对所述第二电压输出电路的输出信号进行放大；

开关混频器，所述第一增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第一输入节点，所述第二增益调节放大器的输出信号被输入至所述开关混频器的第二输入节点，所述开关混频器通过来自所述驱动电路的同步信号，而实施对于所述第一增益调节放大器的所述输出信号和所述第二增益调节放大器的所述输出信号的同步检波，并且向第一输出节点输出第一输出信号和第二输出信号中的所述第一输出信号，并向第二输出节点输出所述第二输出信号；

第一滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第一输出节点的所述第一输出信号；

第二滤波器，其被输入有来自所述开关混频器的所述第二输出节点的所述第二输出信号；

A/D转换电路，其接受来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号，并实施差动的A/D转换，

所述开关混频器包括：

第一开关元件，其被设置在所述第一输入节点和所述第一输出节点之间；

第二开关元件，其被设置在所述第一输入节点和所述第二输出节点之间；

第三开关元件，其被设置在所述第二输入节点和所述第一输出节点之间；

第四开关元件，其被设置在所述第二输入节点和所述第二输出节点之间。

2.如权利要求1所述的检测装置，其特征在于，

所述第一电压输出电路为，将所述第一检测信号的电荷转换为电压的第一电荷-电压转换电路，

所述第二电压输出电路为，将所述第二检测信号的电荷转换为电压的第二电荷-电压转换电路。

3.如权利要求2所述的检测装置，其特征在于，

所述第一增益调节放大器和所述第二增益调节放大器具有高通滤波器的频率特性。

4.如权利要求2或3所述的检测装置，其特征在于，

所述第一增益调节放大器具有降低所述第一电荷-电压转换电路的1/f噪音的高通滤波器的频率特性，所述第二增益调节放大器具有降低所述第二电荷-电压转换电路的1/f噪音的高通滤波器的频率特性。

5.如权利要求1至3中的任一项所述的检测装置，其特征在于，

所述第一增益调节放大器和所述第二增益调节放大器的各个增益调节放大器包括：

运算放大器，其第一输入端子的电位被固定；

第一电容器，其被设置在输入节点和所述运算放大器的第二输入端子的节点之间；

第二电容器，其被设置在输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间；

电阻元件，其被设置在所述输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间。

6.如权利要求1至3中的任一项所述的检测装置，其特征在于，

所述第一滤波器及所述第二滤波器为，由无源元件构成的无源滤波器。

7.如权利要求6所述的检测装置，其特征在于，

来自所述第一滤波器的输出信号和来自所述第二滤波器的输出信号直接或仅经由无源元件而被输入至所述A/D转换电路。

8.如权利要求1至3中的任一项所述的检测装置，其特征在于，

所述第一滤波器包括：

电阻元件，其被设置在所述开关混频器的所述第一输出节点和第一连接节点之间；

电容器，其被设置在所述第一连接节点和电位被固定的节点之间，

所述第二滤波器包括：

电阻元件，其被设置在所述开关混频器的所述第二输出节点和第二连接节点之间；

电容器，其被设置在所述第二连接节点和电位被固定的节点之间。

9.如权利要求2或3所述的检测装置，其特征在于，

所述第一电荷-电压转换电路及所述第二电荷-电压转换电路的各个电路包括：

运算放大器，其第一输入端子的电位被固定；

电容器，其被设置在输出节点和所述运算放大器的第二输入端子的节点之间；

电阻元件，其被设置在所述输出节点和所述运算放大器的所述第二输入端子的节点之间。

10.一种传感器，其特征在于，包括：

权利要求1至3中的任一项所述的检测装置；

所述物理量转换器。

11.一种电子设备，其特征在于，

包括权利要求1至3中的任一项所述的检测装置。

12.一种移动体，其特征在于，

包括如权利要求1至3中的任一项所述的检测装置。