CN104054258A - 电动机驱动电路及永久磁铁同步电动机 - Google Patents
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Abstract
本发明所涉及的电动机控制电路（1），其具备：磁极位置检测部（11），其检测永久磁铁同步电动机（7）的转子（9）的旋转位置；电压输出部（3），其对直流电压进行变换来生成永久磁铁同步电动机（7）的驱动电压；电压控制部（5），其根据旋转位置与控制转子（9）的转速的转速控制信号生成调制波，并根据调制波与载波的比较结果，控制电压输出部（3）；电压相位调整部（12），其根据转速控制信号及补偿信号决定由电压控制部（5）生成的调制波的相位，并使电压控制部（5）基于所决定的相位生成调制波；以及补偿生成部（13），其生成补偿信号，电压相位调整部（12）通过以转速控制信号及补偿信号为输入的差动放大电路来决定相位。
Description
技术领域
本发明涉及驱动永久磁铁同步电动机的电动机驱动电路。
背景技术
作为以往电动机驱动电路，有根据速度指令电压的电压值以3段输出超前角的电动机驱动电路(例如，参见专利文献1)。
此外，还有生成与沿基于电动机速度的最佳相位角控制特性的折线近似的相位角信号的电动机驱动电路(例如，参见专利文献2)。
专利文献1：日本特开2011-114995号公报
专利文献2：日本特开2009-303287号公报
发明内容
在专利文献1所示的技术中，由于根据速度指令电压的电压值不是连续地、而是离散性地以多段切换超前角，因此在切换的时候超前角会急剧变化。其结果是，可能会产生因电流增加所导致的机器损伤、因永久磁铁同步电动机的转速变动所导致的电动机振动，引发不舒适的噪音等。
在专利文献2所示的技术中，以分压电阻对速度指令电压进行分压，并基于分压后的电压生成相位角信号，因此能够针对速度指令电压连续控制超前角。但是，在一般使用的驱动用IC(Integrated Circuit，集成电路)中，速度指令电压在2V左右电动机就开始旋转，因此在以2V的分压生成超前角的情况下，例如分压比如果为0.5，则输入1V左右，基于此来控制超前角。其结果是，在低速旋转时变为原本不需要的超前角量，而存在无法在最佳动作点运转的问题。
本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于获得一种电动机驱动电路，其能够实现根据速度指令电压连续地、且在低速旋转时也能在最佳动作点运作的控制。
为了解决上述问题，达成目的，本发明所涉及的电动机控制电路的特征在于，其具备：旋转位置检测单元，其检测永久磁铁同步电动机的转子的旋转位置；电压变换单元，其对直流电压进行变换来生成上述永久磁铁同步电动机的驱动电压；电压控制单元，其根据上述旋转位置与控制上述转子的转速的转速控制信号生成调制波，并根据该调制波与载波的比较结果，控制上述电压变换单元；电压相位决定单元，其根据上述转速控制信号及补偿信号决定由上述电压控制单元生成的调制波的相位，并使上述电压控制单元基于该决定出的相位生成调制波；以及补偿生成单元，其生成上述补偿信号，其中，上述电压相位决定单元，通过以上述转速控制信号及上述补偿信号为输入的差动放大电路来决定上述相位。
根据本发明所涉及的电动机控制电路，具有如下效果，即使在电动机转速低的状态下，也能够以最佳的超前角控制电动机，抑制不需要的电流增加。此外，因为使超前角连续变化，因此具有能够防止电动机振动、噪音的产生的效果。
附图说明
图1是表示实施方式1的电动机驱动电路的结构示例的图。
图2是表示电压控制部的结构示例的图。
图3是表示电压控制部的输入输出定时的一个示例的图。
图4是表示转速控制信号与电压输出的关系的图。
图5是表示转速控制信号与电压超前角的关系的图。
图6是表示电压超前角信号生成电路的结构概要的图。
图7是表示电压超前角信号生成电路的动作概要的图。
图8是表示实施方式1的电压相位调整部及补偿生成部的电路结构示例的图。
图9是表示IGBT与MOSFET的电流与损耗的关系的图。
图10是表示将电动机驱动电路与永久磁铁同步电动机一体构成的情况下的一个示例的图。
图11是表示实施方式2的电动机驱动电路的结构示例的图。
图12是表示实施方式2的电压相位调整部的电路结构示例的图。
图13是表示实施方式2的磁极位置检测部的配置的图。
图14是表示实施方式2的电压控制部的输入输出定时的一个示例的图。
图15是表示实施方式2的转速控制信号与电压超前角的关系的图。
符号的说明
1、1a 电动机驱动电路
2 直流电源
3 电压输出部
4 分流电阻
5 电压控制部
6a、6b、6c、6d、6e、6f 开关部
7 永久磁铁同步电动机
8 定子
9 转子
10 控制电源
11 磁极位置检测部
12、12a 电压相位调整部
13 补偿生成部
14 位置推断部
15 波形输出生成部
16 三角波生成部
17 比较部
18 反转部
19 空载时间设定部
20 模制树脂
21 轴
具体实施方式
下面基于附图详细说明本发明所涉及的电动机驱动电路的实施方式。另外，本发明并不局限于该实施方式。
实施方式1
图1是表示实施方式1的电动机驱动电路的结构示例的图。本实施方式的电动机驱动电路1是基于由直流电源2供给的直流电压Vdc，生成永久磁铁同步电动机7的驱动电压的电路。电动机驱动电路1作为其主要结构具备：作为电压变换单元来运作的电压输出部3、电压控制部5、作为旋转位置检测单元来运作的磁极位置检测部11、作为电压相位决定单元来运作的电压相位调整部12以及补偿生成部13。
电压输出部3通过分流电阻4与直流电源2电连接，基于从电压控制部5输送的PWM(Pulse Width Modulation，导通脉冲宽度调制)信号，对将回流二极管与开关元件并联连接的开关部6a～6f进行驱动，并生成向构成永久磁铁同步电动机7的定子8施加的电压。即，通过向定子(定子)8的绕组施加电压生成旋转磁场，来驱动转子(转子)9旋转。
电压控制部5由控制电源10驱动，基于磁极位置检测部11的输出Hu、Hv、Hw、电压相位调整部12的输出θf以及由分流电阻4检测出的直流电流Idc，生成并输出用于对电压输出部3的开关部6a～6f进行驱动的PWM信号及转速信号FG。另外，磁极位置检测部11的输出Hu、Hv、Hw是根据永久磁铁同步电动机7的转子9的位置(磁极位置)进行变动的信号。磁极位置检测部11例如由磁传感器构成，根据磁场的测量结果使各输出值(Hu、Hv、Hw)发生变化。另外，不对磁极位置检测部11的具体情况特别规定。可适用公知的任何结构，以及磁极位置检测方法。
电压相位调整部12根据转速控制信号Vsp与补偿生成部13的输出Voffset，生成并输出电压相位(电压超前角)θf。
图2是表示电压控制部5的结构示例的图。电压控制部5具备：位置推断部14，其根据磁极位置检测部11的输出Hu、Hv、Hw推断磁极位置，并生成转速信号FG；波形生成部15，其基于位置推断部14的推断结果即推断位置、转速控制信号Vsp及电压相位θf，生成分别与U相、V相、W相相对应的波形输出Vu*、Vv*、Vw*以作为调制波；三角波生成部16，其生成三角波以作为载波；比较部17，其将由波形生成部15生成的波形输出Vu*、Vv*、Vw*与由三角波生成部16生成的三角波进行比较，输出分别与UVW相对应的高(High)或低(Low)的信号；反转部18，其接收从比较部17输出的信号，并生成将接收的各信号的High与Low反转的信号(反转信号)，与从比较部17接收的各信号(非反转信号)一起输出；以及空载时间设定部19，其以非反转信号及反转信号为输入，针对输入的信号(初始PWM信号)，以电压输出部3内的开关部6a～6f的上下(6a与6d、6b与6e、6c与6f)不同时变为导通(ON)状态的方式设定空载时间。该电压控制部5将在空载时间设定部19设定了空载时间之后的信号作为用于控制电压输出部3(形成电压输出部3的各开关部)的PWM信号(UP、VP、WP、UN、VN、WN)进行输出，使电压输出部3的开关部6a～6f运作，由此驱动永久磁铁同步电动机7。
图3是表示电压控制部5的输入输出定时的一个示例的图。由于永久磁铁同步电动机7的转子9旋转，因此在磁极位置检测部11产生UVW相的位置信号Hu、Hv、Hw。在电压控制部5，例如以Hu的下降沿为基准，在超前电压相位θf量的相位的位置出现近似正弦波状的U相波形输出Vu*的上升零交叉，生成相对于U相具有±120°的相位差的V相及W相的波形输出Vv*及Vw*。将所生成的波形输出Vu*、Vv*、Vw*与三角波(由三角波生成部16生成的三角波)进行比较，例如在Vu*大于三角波的情况下，UP输出High，UN输出Low。对于V相及W相也同样地求取。
另外，如果U、V、W各相的上下开关部(UP与UN、VP与VN、WP与WN)同时处于导通状态而短路，则过大电流会流到驱动电路。因此，为了防止过大电流所导致的驱动电路的损坏，通常会设置防止短路时间亦即空载时间作为非重叠状信号。此外，在本实施方式中，波形输出Vu*、Vv*、Vw*是近似正弦波的，不过当然也可以使用三次谐波叠加的方法、空间矢量调制、两相调制等一般用于电动机控制的方法。
此处，电压控制部5基于转速控制信号Vsp、电压超前角θf及位置信号Hu、Hv、Hw运作，但关于是否驱动永久磁铁同步电动机7仅通过Vsp来进行，其电压输出如图4所示。在图4中，<1>的区间(从0到Vsp0)为停止状态，如果使Vsp增加直到<1>的区间与<2>的区间(从Vsp0到Vsp1)的交界(如果为Vsp＝Vsp0)，则开始从电压输出部3输出电压，永久磁铁同步电动机7成为驱动状态。即，在电动机驱动电路1开始运作、Vsp值开始上升后，到永久磁铁同步电动机7实际开始驱动之前会产生相当于Vsp0的补偿。如果Vsp超过Vsp0则永久磁铁同步电动机7的转子9开始旋转，从位置推断部14输出的转速信号FG的值发生变动。生成Vsp的电路(省略图示)以基于转速信号FG计算转子9的转速，并根据计算出的转速与目标转速的差分使Vsp增减的方式进行控制，由此能够使转速在目标值转速附近稳定地运作。
下面，图5示出了负载根据转速增加的机器中的转速控制信号Vsp与电压超前角θf的最佳关系。如图所示，θf从转子9开始旋转的Vsp＝Vsp0增加，在电压输出为100％的Vsp＝Vsp1时θf为最大(θf_max)，这是最佳关系。因此，在电动机驱动电路1中，电压相位调整部12针对Vsp，生成如图5的关系的电压超前角θf向电压控制部5输出。由此，能够实现最高效且低噪音的电动机驱动。
图6、图7是表示以往及本实施方式的电压相位调整部12(为便于说明，此处称为“电压超前角信号生成电路”)的结构概要及动作概要的图。在图6中，图6(a)示出了以往电压超前角信号生成电路结构概要，图6(b)示出了本实施方式的电压超前角信号生成电路(电压相位调整部12)的结构概要。图7示出了电压超前角信号(θf)的生成动作，图7(a)是以往动作，图7(b)是本实施方式的动作。
在应用了图6(a)所示的以往方法(例如专利文献2的方法)的情况下，转速控制信号Vsp在放大电路被放大，作为θf被输出。因此，例如在Vsp＝0[V]的情况下θf＝0°，但实际上永久磁铁同步电动机7开始驱动是在Vsp超过Vsp0之后。因此，如图7(a)所示在Vsp0时，θf＝0°不成立，且电压超前角变得很大，因此在转速低的情况下会导致效率的恶化及噪音的增加。
与此相对的，在本实施方式的方法中，从Vsp减去开始电压输出的相当于Vsp0的量的补偿Voffset后再在放大电路进行放大，因此在Vsp0时能够成立θf＝0°，而能够抑制转速低的情况下的效率恶化及噪音增加。此外，因为能够使电压超前角θf连续变化，因此，能够降低如专利文献1所示由电压超前角阶段性地发生变化的情况下的电流变化所导致的机器损伤、转速变动而引发的令人不舒适的噪音产生的可能性，能够实现可靠性得到提高的动作。
图8是表示实施方式1的电压相位调整部12及补偿生成部13的电路结构示例的图。电压相位调整部12构成为具备由运算放大器OP1、电阻R1～R4以及电容器C1、C2构成的动作放大电路。此外，将由运算放大器OP2以及由OP3构成的电压跟随器电路分别与该差动放大电路的2个输入端子(V+in、V-in)连接，来降低连接目标阻抗的影响。Vsp通过由OP3构成的电压跟随器电路向V+in端子输出。补偿生成部13通过由OP2构成的电压跟随器电路与V-in端子连接。电压相位调整部12的动作放大电路将V+in端子与V-in端子的差分基于根据电阻R1～R4的电阻值决定的倍率进行放大，作为电压超前角θf输出。有关补偿生成部13，构成为将控制电源10(Vcc)由电阻R5及R6进行分压并输出，能够以所需最小限度的结构廉价地生成补偿。在希望高精度地控制电压超前角θf的情况下，由于要求补偿的精度，因此可以使用分路调节器等设备来生成补偿。
另外，还有由于运算放大器OP1的饱和电压而V+in与V-in的差分例如即使在0附近θf也有可能有输出为大约1V以下的情况。在该情况下，考虑到饱和电压而在补偿生成部13事先选定补偿Voffset，由此能够去除饱和电压的影响。
此外，在图8所示的电压相位调整部12中，为了降低阻抗的影响而使用了由运算放大器OP2以及由OP3构成的电压跟随器，但在阻抗的影响小的情况下也可以省略这些来削减成本。关于电容器C1及C2是基于以下目的而设置的，由于噪声的影响而有可能θf产生脉动、转速不稳定，因此将由并联连接的R3与R4所构成的低通滤波器的截止频率设定在永久磁铁同步电动机的频率以下，由此来实现转速的稳定。
此处，例如在电压相位调整部12陷入动作不良的情况下，电压相位θf的值不确定无法实现最大效率运转。此时，例如如果使电压超前角θf过大，则永久磁铁同步电动机7成为弱磁运行，旋转所需的电压变小，因此即使在转速控制信号Vsp小的情况下永久磁铁同步电动机7的转速也会增大。此外，流动的电流也会增大，因此在最坏的情况下，电动机驱动电路1及永久磁铁同步电动机7可能会受到损坏。因此，可以设置对电压相位调整部12所输出的电压超前角θf的下限和上限中的一方或双方进行限制的机构(未图示)。由此，能够防止电动机驱动电路1及永久磁铁同步电动机7的损坏，提高可靠性。
另外，有关前述电压超前角θf的限制，随着近年IC的高性能化，多半会在构成电压控制部5的IC内内置该功能，在该情况下使用搭载于电压控制部5内的功能，就不必在外部特意准备电路而能够限制电压超前角θf，因此不仅提高可靠性，还能够实现低成本化。
如此，在本实施方式的电动机驱动电路中，生成对作为载波的三角波与作为该三角波的比较对象的波形(Vu*、Vv*、Vw*)的关系进行指定的电压超前角θf的电压相位调整部12，根据转速控制信号(Vsp)及由补偿生成部13生成的补偿值(Voffset)，生成电压超前角θf，补偿生成部13在电压输出部3开始向永久磁铁同步电动机7施加电压之前的期间，即，在转速控制信号(Vsp)的值达到永久磁铁同步电动机7的驱动开始点(Vsp0)之前的期间生成能维持“θf＝0”的补偿值。由此，即使在永久磁铁同步电动机7的转速低的状态下，也能针对转速控制信号Vsp设定最佳电压超前角θf，而能够抑制不需要的电流增加。因此，能够对构成永久磁铁同步电动机7的定子8的绕组的发热加以抑制，即使在使用近年来广泛应用的高效稀土类磁铁的永久磁铁同步电动机7的情况下，也能降低高温引发退磁的可能性，而能够提供可靠性高的永久磁铁同步电动机的驱动电路。
此外，由于运转中的电流降低，因此能够将构成开关部6a～6f的开关元件从IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)更换为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。如图9所示，在低电流区域MOSFET以低损耗动作，因此由MOSFET形成开关部6a～6f，这样能够实现节能化(高效化)。加之，由于发热变小，因此通过使散热片的小型化能够实现机器整体的小型设计。此外，通过使用近年来逐渐被实用化的以SiC(Silicon Carbide，碳化硅)、GaN、金刚石为材料的宽禁带半导体、超结构造的MOSFET，能够进一步改善损耗，更大程度地获得上述效果。还可以使用宽禁带半导体作为构成开关部6a～6f的回流二极管。另外，通过对开关部6a～6f的一部分(至少1个)使用MOSFET、宽禁带半导体，能够获得改善损耗的效果。
此外，因为电压相位调整部12根据转速使电压超前角θf连续增加，所以例如将其应用于负载因转速而增加的鼓风用风扇等，由于以最佳电压超前角运转因此能够在低转速时实现低噪音化。此外在高速旋转时能够减少流到永久磁铁同步电动机7及电压输出部3的电流，因此不仅能获得前述效果，还能防止电压超前角急剧变化。其结果是，能够稳定控制鼓风风扇的转速，提高可靠性。
进而，如图10所示，通过用模制树脂20对电动机驱动电路1与永久磁铁同步电动机7进行模制，这样不易受到沙尘与水的影响，能够提高可靠性，并能够提高永久磁铁同步电动机7的绝缘强度。此外，在轴21连接较大负载的情况下，大电流流到电动机驱动电路1及永久磁铁同步电动机7，因此发热严重，但在进行模制的情况下，不仅可以通过模制树脂20进行散热，还因为热容量大而不易发热，所以能够防止因发热所导致的电动机驱动电路1的热损坏。
实施方式2
图11是表示实施方式2的电动机驱动电路的结构示例的图。本实施方式的电动机驱动电路1a从实施方式1的电动机驱动电路1删除补偿生成部13，并将电压相位调整部12更换为电压相位调整部12a。有关这些构成要素以外的部分，都与实施方式1相同，因此标注相同符号省略说明。
图12是表示实施方式2的电压相位调整部12a的电路结构示例的图。电压相位调整部12a由运算放大器OP4及电阻R7、R8构成，从外部电路发出的转速控制信号Vsp通过由运算放大器OP4构成的电压跟随器电路，输入电压控制部5以及由电阻R7及R8构成的分压电路。分压电路使输入的转速控制信号Vsp变为R8/(R7+R8)倍，并将作为其结果获得的值作为电压超前角θf输出到电压控制部5。
此处，在仅通过分压电路使Vsp成为R8/(R7+R8)倍来生成电压超前角θf的情况下，与使用图7(a)所示的以往方法的控制相同，在低转速下电压超前角θf过大，可能会出现电流增加所引发的发热、噪音增加等。因此，在本实施方式中，如图13所示，将磁极位置检测部11的安装位置设定成以轴21为中心旋转。即，将磁极位置检测部11安装在不同于实施方式1(参照图10)的位置。
在使磁极位置检测部11的安装位置旋转时，由于转子9的基准位置与位置信号Hu、Hv、Hw的产生时机相对变化，因此能够如图14所示的使位置信号位移θf_offset的量。即，在图15所示的以使转速控制信号Vsp＝Vsp0时，为θf_offset的方式安装磁极位置检测部11(使安装位置旋转)，由此在Vsp0时能够使实际超前角为0。在使Vsp增加到Vsp0以上的情况下，能够使实际超前角从0开始连续增加，因此能够抑制转速低的情况下的效率恶化及噪音增加。此外，因为能够使电压超前角θf连续变化，因此能够解决专利文献1所述的技术所存在的问题点。具体而言，能够降低因在电压超前角阶段性发生变化的情况下的电流变化所引发的机器损伤，以及因转速变动所导致的令人不舒适的噪音的可能性，从而实现可靠性得以提高的动作。
如此，根据本实施方式，能够获得与上述实施方式1相同的效果。此外，能够使电压相位调整部12a的元件数少于实施方式1的电压相位调整部12，由于磁极位置检测部11仅变更了安装位置，因此能够以低成本实现电动机驱动电路。而且，还能够通过削减元件数来实现小型化，并且确保可靠性。
如上所示，本发明所涉及的电动机驱动电路在驱动永久磁铁同步电动机的情况下有效，特别是，适用于驱动空调机、热泵热水机的室外机及室内机的风扇电动机、换气鼓风用风扇电动机等的电动机驱动电路。
Claims (10)
1.一种电动机驱动电路，其特征在于，具备：
旋转位置检测单元，其检测永久磁铁同步电动机的转子的旋转位置；
电压变换单元，其对直流电压进行变换来生成所述永久磁铁同步电动机的驱动电压；
电压控制单元，其根据所述旋转位置与控制所述转子的转速的转速控制信号生成调制波，并根据该调制波与载波的比较结果，控制所述电压变换单元；
电压相位决定单元，其根据所述转速控制信号及补偿信号决定由所述电压控制单元生成的调制波的相位，并使所述电压控制单元基于该决定出的相位生成调制波；以及
补偿生成单元，其生成所述补偿信号，其中，
所述电压相位决定单元，通过以所述转速控制信号及所述补偿信号为输入的差动放大电路来决定所述相位。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于：
所述补偿生成单元，生成表示在所述转子不旋转的状态下所述相位为0°的补偿值的补偿信号。
3.根据权利要求1或2所述的电动机驱动电路，其特征在于：
所述补偿信号所表示的补偿值是所述转子开始旋转时的转速控制信号的值。
4.根据权利要求1、2或3所述的电动机驱动电路，其特征在于：
所述补偿生成单元,通过由至少2个以上电阻组成的分压电路来生成所述补偿信号。
5.一种电动机驱动电路，其特征在于，具备：
旋转位置检测单元，其检测永久磁铁同步电动机的转子的旋转位置；
电压变换单元，其对直流电压进行变换来生成所述永久磁铁同步电动机的驱动电压；
电压控制单元，其根据所述旋转位置与控制所述转子的转速的转速控制信号生成调制波，并根据该调制波与载波的比较结果，控制所述电压变换单元；以及
电压相位决定单元，其根据所述转速控制信号决定由所述电压控制单元生成的调制波的相位，并使所述电压控制单元基于该决定出的相位生成调制波，其中，
所述转速控制信号是其数值根据基于所述旋转位置所计算出的所述转子的转速而变化的信号，
所述旋转位置检测单元与所述永久磁铁同步电动机的定子的位置关系是，使在所述转子开始旋转的时点所述电压相位决定单元的决定相位能够为0°的关系。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电动机驱动电路，其特征在于：
电压相位决定单元，对要决定的相位的上限和下限中的至少一方进行设定。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电动机驱动电路，其特征在于：
在构成所述电压变换单元的开关元件中，至少1个由MOSFET形成。
8.根据权利要求1至6中任一项所述的电动机驱动电路，其特征在于：
构成所述电压变换单元的开关元件及回流二极管中，至少1个由宽禁带半导体形成。
9.根据权利要求8所述的电动机驱动电路，其特征在于：
所述宽禁带半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
10.一种永久磁铁同步电动机，其特征在于：
由权利要求1至9中任一项所述的电动机驱动电路来驱动。
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