JP4671331B2 - 位相調整回路、モータ駆動制御回路、及びモータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、各相の間の位相差が１２０°である第１相、第２相、及び第３相の正弦波信号の位相を調整する位相調整回路、及びそれを備え、光ディスクを回転させるスピンドルモータなどの３相のブラシレスモータを駆動制御するモータ駆動制御回路、及びそれを備えるモータ装置に関するものである。

従来、この種のモータ装置として、例えば特許文献１及び特許文献２に開示されたものが知られており、それを図４に示す。このモータ装置１０１は、モータの回転子の位置を検出して回転位置信号を出力するホール素子である回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷと、回転位置信号とモータ制御指令部（図示せず）の指令に基づいてＰＷＭ信号を出力するモータ駆動制御回路１０２と、ＰＷＭ信号に応じた駆動電流をモータの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流すパワードライバ１０３と、を備える。なお、回転位置信号は、回転位置検出素子ＨＵが出力する差動のＵ相信号ＨＵ^＋及びＨＵ⁻と、回転位置検出素子ＨＶが出力する差動のＶ相信号ＨＶ^＋及びＨＶ⁻と、回転位置検出素子ＨＷが出力する差動のＷ相信号ＨＷ^＋及びＨＷ⁻と、からなる３相の正弦波信号であり、各相の間の位相差は１２０°である。

モータ駆動制御回路１０２は、回転位置信号ＨＵ^＋及びＨＵ⁻、ＨＶ^＋及びＨＶ⁻、ＨＷ^＋及びＨＷ⁻を一定増幅率で増幅して正弦波信号Ｕ^＋、Ｕ⁻、Ｖ^＋、Ｖ⁻、Ｗ^＋、Ｗ⁻を出力する３個のホールアンプである回転位置信号増幅器１１０乃至１１２と、正弦波信号Ｕ^＋、Ｕ⁻、Ｖ^＋、Ｖ⁻、Ｗ^＋、Ｗ⁻をそれぞれについて３０°位相を進めるとともに、トルクコントロール回路１１８が出力する制御電圧に応じた利得で増幅して信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬを出力する自動利得制御（ＡＧＣ）回路１１３と、信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬをそれぞれ非反転入力端子に、三角波発生器１１７からの三角波を共通に反転入力端子に入力してその比較結果のＰＷＭ信号を出力する３個のＰＷＭ出力比較器１１４、１１５、１１６と、を備える。ここで、正弦波信号Ｕ^＋、Ｕ⁻、Ｖ^＋、Ｖ⁻、Ｗ^＋、Ｗ⁻の位相を３０°進めるのは、モータの回転子を最も効率的よく回転させるためのタイミングで磁場を加えるためである。また、トルクコントロール回路１１８は、電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの駆動電流と、モータ制御指令部の指令であるモータの回転数制御用のトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥとにより自動利得制御回路１１３を制御する制御電圧を出力している。

特開２００２−８４７７２号公報 特開２００３−１１１４８１号公報

しかしながら、回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷが回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻を出力してから、それに対応する駆動電流がそれぞれの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流れるまでには、モータ装置を構成する素子や回路の動作による遅延（素子遅延又は回路遅延）や配線による遅延が有る。この遅延により位相がずれ、自動利得制御回路１１３が最適の位相進み角（３０°）にしても、実際には最適のタイミングで回転子に磁場を加えることができなくなる。

ところで、一般に光ディスクを回転させるスピンドルモータの回転数は、光ディスクの読み出し速度や書き込み速度に応じて変わる。例えばＣＤ―Ｒ／ＲＷ用のモータ装置の場合、読み出しは約４０００乃至１００００ｒｐｍ程度の回転数で行い、書き込みは約１０００乃至２０００ｒｐｍ程度の回転数で行う。一方、上記のモータ装置の遅延は回転数に係わらずほぼ一定であり、その遅延に相当する角度は回転数が上がるに従って大きくなる。例えば、１０００ｒｐｍで１．５°であれば、６０００ｒｐｍではほぼ９°になる。このように、回転数が上がると、最適の位相進み角（３０°）から大きくずれてモータの効率は低下するのである。また、最適の位相進み角からのずれが大きいと、回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻の波形がひずみ、それに対応する電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの駆動電流の波形もひずむため、モータから生じる音が大きくなる。

係る問題を解決するために、本発明の望ましい実施形態は、３相の正弦波信号の精密な位相調整を可能とする位相調整回路、この位相調整回路を備え、広い回転数の範囲で効率を上げて静音化を図ることが可能なモータ駆動制御回路、及びそれを備えるモータ装置を提供する。

上記問題を解決するために、本発明の望ましい実施形態に係る位相調整回路は、各相の間の位相差が１２０°である第１相、第２相、及び第３相の正弦波信号を入力し、それらの位相を位相調整電圧より調整して第１相、第２相、及び第３相の正弦波信号を出力する位相調整回路であって、第１相の入力の正弦波信号に、位相調整電圧に応じた比率を掛けた第２相の入力の正弦波信号を演算したものを第２相の正弦波信号として出力し、第２相の入力の正弦波信号に、前記比率を掛けた第３相の入力の正弦波信号を演算したものを第３相の正弦波信号として出力し、第３相の入力の正弦波信号に、前記比率を掛けた第１相の入力の正弦波信号を演算したものを第１相の正弦波信号として出力するものであって、第１相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第１の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第２相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第２の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第１の信号を第２相の正弦波信号として出力し、第２相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第３の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第３相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第４の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第２の信号を第３相の正弦波信号として出力し、第３相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第５の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第１相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第６の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第３の信号を第１相の正弦波信号として出力する。

本発明の望ましい実施形態に係るモータ駆動制御回路は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の回転位置信号を入力して増幅する回転位置信号増幅器と、回転位置信号増幅器が出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号を前記第１相、第２相、第３相の正弦波信号として入力する上述の位相調整回路と、位相調整回路が出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号を入力し、その利得がモータの電機子コイルの駆動電流によりフィードバック制御される自動利得制御回路と、を備える。

このモータ駆動制御回路は、望ましくは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の回転位置信号の少なくともいずれかにより周期的なパルス列を生成するパルス列生成回路と、そのパルス列の周波数を対応する電圧に変換し、その電圧を位相調整電圧として出力する周波数電圧変換回路と、を更に備える。

本発明の望ましい実施形態に係るモータ装置は、上述のモータ駆動制御回路と、このモータ駆動制御回路によって制御されモータの電機子コイルを駆動するパワードライバと、モータの回転子の位置を検出して回転位置信号を出力する回転位置検出素子と、を備える。

本発明の望ましい実施形態に係る位相調整回路は、入力した各相（第１相、第２相又は第３相）の正弦波信号において、一方向に流れる電流（第１の電流、第３の電流、又は第５の電流）に、それと反対方向に流れる電流（第２の電流、第４の電流、又は第６の電流）を、位相調整電圧に応じた比率を用いて合成し、更に、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流を合成することによって各正弦波信号を生成し出力しているので、精密な位相調整に寄与できる。また、本発明の望ましい実施形態に係るモータ駆動制御回路及びモータ装置は、この位相調整回路によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の位相調整を行っているので、素子や回路の動作などによる遅延が補償されてモータを最適のタイミングで駆動することによって広い回転数の範囲でモータ装置の効率を上げ、静音化を図ることが可能になる。

以下、本願発明の望ましい実施形態に係る位相調整回路、モータ駆動制御回路、及びモータ装置を説明する。モータ装置１は、図１に示すように、モータの回転子の位置を検出して回転位置信号を出力するホール素子である回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷと、回転位置信号とモータ制御指令部（図示せず）の指令に基づいてＰＷＭ信号を出力するモータ駆動制御回路２と、ＰＷＭ信号に応じた駆動電流をモータの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流すパワードライバ３と、を備える。なお、回転位置信号は、回転位置検出素子ＨＵが出力する差動のＵ相信号ＨＵ^＋及びＨＵ⁻と、回転位置検出素子ＨＶが出力する差動のＶ相信号ＨＶ^＋及びＨＶ⁻と、回転位置検出素子ＨＷが出力する差動のＷ相信号ＨＷ^＋及びＨＷ⁻と、からなる３相の正弦波信号であり、各相の間の位相差は１２０°である。

モータ駆動制御回路２は、回転位置信号ＨＵ^＋及びＨＵ⁻、ＨＶ^＋及びＨＶ⁻、ＨＷ^＋及びＨＷ⁻を一定増幅率で増幅して正弦波信号Ｕ^＋、Ｕ⁻、Ｖ^＋、Ｖ⁻、Ｗ^＋、Ｗ⁻を出力する３個のホールアンプである回転位置信号増幅器１０乃至１２と、正弦波信号Ｕ^＋、Ｕ⁻、Ｖ^＋、Ｖ⁻、Ｗ^＋、Ｗ⁻に位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻を働かせて位相調整を行い正弦波信号ＡＵ^＋、ＡＵ⁻、ＡＶ^＋、ＡＶ⁻、ＡＷ^＋、ＡＷ⁻を出力する位相調整回路２０と、正弦波信号ＡＵ^＋、ＡＵ⁻、ＡＶ^＋、ＡＶ⁻、ＡＷ^＋、ＡＷ⁻を入力し、トルクコントロール回路１８が出力する制御電圧に応じた利得でこれらの信号を増幅して信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬを出力する自動利得制御（ＡＧＣ）回路１３と、信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬ及び三角波発生器１７からの三角波を入力してＰＷＭ信号を出力する３個のＰＷＭ出力比較器１４、１５、１６と、を備える。このモータ駆動制御回路２は、更に、３相の回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻の少なくともいずれかにより周期的なパルス列を生成するパルス列生成（ＦＧ）回路２１と、パルス列の周波数を対応する電圧に変換して位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻を出力する周波数電圧（Ｆ−Ｖ）変換回路２２と、を備える。

以下、具体的にモータ駆動制御回路２の各部を説明する。回転位置信号増幅器１０は、回転位置検出素子ＨＵの回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻を非反転入力端子、反転入力端子にそれぞれ入力して一定増幅率で増幅するＵ相用の差動増幅器である。回転位置信号増幅器１１は、回転位置検出素子ＨＶの回転位置信号ＨＶ^＋、ＨＶ⁻を非反転入力端子、反転入力端子にそれぞれ入力して一定増幅率で増幅するＶ相用の差動増幅器である。回転位置信号増幅器１２は、回転位置検出素子ＨＷの回転位置信号ＨＷ^＋、ＨＷ⁻を非反転入力端子、反転入力端子にそれぞれ入力して一定増幅率で増幅して出力するＷ相用の差動増幅器である。

位相調整回路２０は、回転位置信号増幅器１０乃至１２が出力する正弦波信号、すなわち差動のＵ相（第１相）信号Ｕ^＋及びＵ⁻と、差動のＶ相（第２相）信号Ｖ^＋及びＶ⁻と、差動のＷ相（第３相）信号Ｗ^＋及びＷ⁻と、を入力し、それぞれの信号について比率α（後述される）を用いて位相を任意に進ませるよう調整し、Ｕ相（第１相）信号ＡＵ^＋及びＡＵ⁻と、Ｖ相（第２相）信号ＡＶ^＋及びＡＶ⁻と、Ｗ相（第３相）信号ＡＷ^＋及びＡＷ⁻と、を出力する。なお、後述のように、位相の進み角はα＝０ならば６０°、α＝１ならば３０°、α＝２ならば約１９．１°となる。また、位相の進み角と共に振幅も拡大され、α＝０ならば１倍、α＝１ならば約１．７３倍、α＝２ならば約２．６５倍となる。ここで、比率αは位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻に応じて変わり、その差がゼロならばα＝１である。この３０°の進み角が基準の角度となる。その差が負ならばα＞１であり、最大のαは２となる。その差が正ならばα＜１であり、最小のαは０となる。

ここで、回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷが回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻を出力してから、それに対応する駆動電流がそれぞれの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流れるまでの全体の遅延を補償して、最適の位相進み角である３０°にするためには、α＜１の範囲で調整する。ただし、回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに対する相対的な設置ずれを補償する場合などには、α＜２の範囲で調整する必要がある。

自動利得制御回路１３は、位相調整回路２０が出力する正弦波信号ＡＵ^＋、ＡＵ⁻、ＡＶ^＋、ＡＶ⁻、ＡＷ^＋、ＡＷ⁻を入力し、トルクコントロール回路１８が出力する制御電圧に応じた利得で増幅して信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬを出力する。その利得は、電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの駆動電流により、トルクコントロール回路１８を介してフィードバック制御される。

この自動利得制御回路１３の作用により、前述の位相調整回路２０において位相の進み角と共に起きる振幅の拡大は補償される。すなわち、自動利得制御回路１３が出力する正弦波信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬの振幅は、上記のフィードバック制御が行われるので、入力する正弦波信号ＡＵ^＋、ＡＵ⁻、ＡＶ^＋、ＡＶ⁻、ＡＷ^＋、ＡＷ⁻の振幅が比率αによって拡大しても、それには影響されないのである。

ＰＷＭ出力比較器１４乃至１６は、自動利得制御回路１３が出力する信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬをそれぞれ非反転入力端子に、三角波発生器１７からの三角波を共通に反転入力端子に入力してその比較結果のＰＷＭ信号を出力することによりパワードライバ３を制御する。信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬのそれぞれについて、三角波よりも電圧が高い期間がハイレベルのオン期間となるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号が出力される。

トルクコントロール回路１８は、電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの駆動電流とモータの回転数制御用のトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥを入力して自動利得制御回路１３を制御する制御電圧を出力する。トルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥはＣＰＵ又はその他適当なコントローラよりなるモータ制御指令部（図示せず）により制御される。電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷの駆動電流は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号のそれぞれのオン期間に流れ、それぞれの実際の位相によって変化する。トルクコントロール回路１８は、この駆動電流を検出抵抗で電圧に変換し、そのピーク電圧あるいは平均電圧をトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥと比較して自動利得制御回路１３に出力するのである。

パルス列生成回路２１は、前述したように、３相の回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻の少なくともいずれかにより周期的なパルス列を生成するものであり、例えば、Ｕ相非反転信号ＨＵ^＋のみを用いれば、その周波数と等しいパルス列が生成される。また、３相の非反転信号ＨＵ^＋、ＨＶ^＋、ＨＵ^＋を用いれば、その３倍の周波数のパルス列が生成される。

周波数電圧変換回路２２は、パルス列生成回路２１が出力するパルス列の周波数を対応する電圧に変換し、その電圧を位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻として出力する。上記のように、回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷが回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻を出力してから、それに対応する駆動電流がそれぞれの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流れるまでの全体の遅延は、回転数に係わらずほぼ一定であり、その遅延に相当する角度は回転数が上がるに従って大きくなる。従って、周波数電圧変換回路２２では、入力するパルス列の周波数が高くなる程、比率αを下げるよう差動電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻の差を正方向に上げて位相調整回路２０の進み角を大きくする。こうして、モータの回転数に自動的に応答してモータを最適のタイミングで駆動することができ、広い回転数の範囲でモータ装置の効率を上げ、静音化を図ることが可能になる。

なお、例えばＣＤ―Ｒ用のモータ装置などで回転数の変化が比較的小さい場合は、パルス列生成回路２１と周波数電圧変換回路２２を省略して位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻を固定電圧にしておくことも可能である。この場合、固定電圧は、回転位置検出素子ＨＵ、ＨＶ、ＨＷが回転位置信号ＨＵ^＋、ＨＵ⁻、ＨＶ^＋、ＨＶ⁻、ＨＷ^＋、ＨＷ⁻を出力してから、それに対応する駆動電流がそれぞれの電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流れるまでの全体の遅延を考慮して決められる。

次に、モータ装置１の回転数の制御動作について説明する。トルクコントロール回路１８におけるピーク電圧あるいは平均電圧がトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥよりも低い場合、トルクコントロール回路１８は、自動利得制御回路１３が出力する正弦波信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬの振幅を大きくするよう制御電圧が出力される。それに従って、ＰＷＭ出力比較器１４乃至１６では、オン期間の長いＰＷＭ信号が生成されてパワードライバ３に出力される。その結果、パワードライバ３が電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流す駆動電流が増加し、モータの回転数は高くなる。この駆動電流はトルクコントロール回路１８内で電圧に変換され、そのピーク電圧あるいは平均電圧が再度トルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥと比較される。この動作のループを繰り返し、ピーク電圧あるいは平均電圧がトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥと一致すると安定する。逆に、トルクコントロール回路１８におけるピーク電圧あるいは平均電圧がトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥよりも高い場合は、自動利得制御回路１３が出力する正弦波信号Ｕ_ＨＬ、Ｖ_ＨＬ、Ｗ_ＨＬの振幅を小さくするよう制御電圧が出力される。それに従って、ＰＷＭ出力比較器１４乃至１６では、オン期間の短いＰＷＭ信号が生成されてパワードライバ３に出力される。その結果、パワードライバ３が電機子コイルＬＵ、ＬＶ、ＬＷに流す駆動電流が減少し、モータの回転数は低くなる。この駆動電流はトルクコントロール回路１８内で電圧に変換され、そのピーク電圧あるいは平均電圧が再度トルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥと比較される。この動作のループを繰り返し、ピーク電圧あるいは平均電圧がトルクコントロール電圧ＴＯＲＱＵＥと一致すると安定する。

次に、位相調整回路２０の動作原理を図２に基づいて説明する。同図において、位相が進む方向は時計回りとする。Ｕ相非反転信号Ｕ^＋に対してＶ相非反転信号Ｖ^＋は１２０°進み、Ｖ相非反転信号Ｖ^＋に対してＷ相非反転信号Ｗ^＋は１２０°進み、そしてＷ相非反転信号Ｗ^＋に対してＵ相非反転信号Ｕ^＋は１２０°進んでいる。また、Ｕ相反転信号Ｕ⁻はその非反転信号Ｕ^＋から１８０°の位置にあり、Ｖ相反転信号Ｖ⁻はその非反転信号Ｖ^＋から１８０°の位置に、Ｗ相反転信号Ｗ⁻はその非反転信号Ｗ^＋から１８０°の位置にある。

例えば、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋を３０°進ませるよう調整するには、Ｗ相反転信号Ｗ⁻からＵ相反転信号Ｕ⁻を増幅又は減衰させずに（比率α＝１を掛けて）減算する。なお、Ｕ相反転信号Ｕ⁻を減算するとは、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋を加算することと同値である。Ｕ相非反転信号Ｕ^＋を３０°よりも多く進ませるには、Ｗ相反転信号Ｗ⁻からＵ相反転信号Ｕ⁻を減衰させた上で（比率α＜１を掛けて）減算する。よって、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋を６０°まで（Ｗ相反転信号Ｗ⁻まで）進ませる場合は、Ｕ相反転信号Ｕ⁻をゼロにまで減衰させた上で減算することになる。逆に、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋を３０°よりも少なく進ませるには、Ｗ相反転信号Ｗ⁻からＵ相反転信号Ｕ⁻を増幅させた上で（比率α＞１を掛けて）減算する。位相調整回路２０では、このＵ相反転信号Ｕ⁻の増幅を最大２倍に設定しているので、進み角の最小は約１９．１°である。従って、位相調整回路２０におけるＵ相非反転信号Ｕ^＋の調整範囲は、約１９．１°から約６０°となる。Ｕ相反転信号Ｕ⁻、Ｖ相及びＷ相の非反転・反転信号の進み角の調整についても同様である（ただし図２ではＵ⁻、Ｖ⁻、Ｗ⁻の調整は示さず）。なお、位相の進み角と共に振幅も拡大される。

次に、この原理を実現している位相調整回路２０の具体的な回路を図３に基づいて説明する。位相調整回路２０は、位相調整電圧入力回路２４と、Ｕ相処理回路２５と、Ｖ相処理回路２６と、Ｗ相処理回路２７と、ＤＣレベル補正回路２８と、電圧変換回路２９と、から構成される。これらの処理回路２５、２６、２７では、それぞれの差動信号Ｕ^＋、Ｕ⁻又はＶ^＋、Ｖ⁻又はＷ^＋、Ｗ⁻の差に応じた電流を生成し、そして、その電流の値に１及び比率αを掛けた電流（１倍の電流及びα倍の電流）を生成する。１倍の電流は供給する方向の電流、すなわちソース電流となり、α倍の電流は引き抜く方向の電流、すなわちシンク電流となる。それらは所定の結線の組み合わせにより合成されることで減算が行われる。例えば、Ｗ相処理回路２７で生成された反転信号Ｗ⁻に対応する１倍の電流はＡＵ^＋端子に結合する配線に供給され、Ｕ相処理回路２５で生成された反転信号Ｕ⁻に対応するα倍の電流はその配線から引き抜かれる。その合成された結果の電流は、ＤＣレベル補正回路２８によりＤＣレベルが補正され、電圧変換回路２９により基準電位Ｖ_ＲＥＦを基準とした電圧に変換される。以下、詳しく回路構成及びその動作を説明する。

位相調整電圧入力回路２４は、位相調整電圧の反転電圧ＶＤＥＧ⁻をベースに入力するＮＰＮ型のトランジスタ３０と、位相調整電圧の非反転電圧ＶＤＥＧ^＋をベースに入力するＮＰＮ型のトランジスタ３１と、トランジスタ３０、３１のエミッタ間に接続された抵抗３４と、トランジスタ３０、３１のそれぞれのエミッタと接地電位との間に設けられた定電流源３２、３３と、トランジスタ３０、３１のそれぞれのコレクタにそれぞれのコレクタとベースが接続されるＰＮＰ型のトランジスタ３５、３６と、トランジスタ３５、３６の互いに接続されたエミッタにエミッタが接続され、ベースとコレクタが電源Ｖ_ＣＣに接続されたＮＰＮ型のトランジスタ３７と、から構成される。トランジスタ３０のコレクタとトランジスタ３５のコレクタとの接続点と、トランジスタ３１のコレクタとトランジスタ３６のコレクタとの接続点と、から、それぞれ反転電圧Ｖｄｅｇ⁻と非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋が出力される。この位相調整電圧入力回路２４により、位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻は次段の回路２５乃至２８が動作する入力レベルの電圧Ｖｄｅｇ^＋、Ｖｄｅｇ⁻に変換される。

Ｕ相処理回路２５は、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋をベースに入力するＮＰＮ型のトランジスタ４０ｕと、Ｕ相反転信号Ｕ⁻をベースに入力するＮＰＮ型のトランジスタ４１ｕと、トランジスタ４０ｕ、４１ｕのエミッタ間に接続された抵抗４４ｕと、トランジスタ４０ｕ、４１ｕのそれぞれのエミッタと接地電位との間に設けられた電流値がＩａの定電流源４２ｕ、４３ｕと、トランジスタ４０ｕ、４１ｕのそれぞれのコレクタにそれぞれのコレクタとベースが接続され、電源Ｖ_ＣＣにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ４５ｕ、５５ｕと、トランジスタ４５ｕとカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタ４６ｕと、トランジスタ４５ｕとカレントミラー回路を構成し、コレクタが互いに接続されたＰＮＰ型のトランジスタ４７ｕ及び４８ｕと、反転電圧Ｖｄｅｇ⁻をベースに入力し、トランジスタ４７ｕ及び４８ｕのコレクタにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ５０ｕと、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋をベースに入力し、トランジスタ４７ｕ及び４８ｕのコレクタにエミッタが接続され、コレクタが接地されたＰＮＰ型のトランジスタ５１ｕと、トランジスタ５０ｕのコレクタにコレクタとベースが接続され、エミッタが接地されたＮＰＮ型のトランジスタ５２ｕと、トランジスタ５２ｕとカレントミラー回路を構成するＮＰＮ型のトランジスタ５３ｕと、トランジスタ５５ｕとカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタ５６ｕと、トランジスタ５５ｕとカレントミラー回路を構成し、コレクタが互いに接続されたＰＮＰ型のトランジスタ５７ｕ及び５８ｕと、反転電圧Ｖｄｅｇ⁻をベースに入力し、トランジスタ５７ｕ及び５８ｕのコレクタにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ６０ｕと、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋をベースに入力し、トランジスタ５７ｕ及び５８ｕのコレクタにエミッタが接続され、コレクタが接地されたＰＮＰ型のトランジスタ６１ｕと、トランジスタ６０ｕのコレクタにコレクタとベースが接続され、エミッタが接地されたＮＰＮ型のトランジスタ６２ｕと、トランジスタ６２ｕとカレントミラー回路を構成するＮＰＮ型のトランジスタ６３ｕと、から構成される。トランジスタ４６ｕのコレクタはＡＶ⁻出力端子に、トランジスタ５６ｕのコレクタはＡＶ^＋出力端子に、それぞれ接続される。また、トランジスタ５３ｕのコレクタはＡＵ⁻出力端子に、トランジスタ６３ｕのコレクタはＡＵ^＋出力端子に、それぞれ接続される。Ｖ相処理回路２６、Ｗ相処理回路２７は、Ｕ相処理回路２５と実質的に同じ回路要素から構成され、その内部構成の記述は省略する。

次に、出力端子ＡＵ^＋の出力電圧について説明する。Ｗ相処理回路２７においては、Ｗ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻に応じてトランジスタ５５ｗに流れる電流は変わる。具体的には、Ｗ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻の差がゼロならばトランジスタ５５ｗには電流Ｉａが流れ、Ｗ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻の差が正ならばトランジスタ５５ｗに流れる電流は減少し、逆にＷ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻の差が負ならばトランジスタ５５ｗに流れる電流は増加する。すなわち、トランジスタ５５ｗには、正弦波であるＷ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻に対応してＤＣレベルをＩａとした正弦波の電流が流れる。この正弦波の電流の振幅は最大Ｉａが可能である。このトランジスタ５５ｗと同じ値の電流がトランジスタ５６ｗに流れ、その電流は出力端子ＡＵ^＋に接続される配線に供給する方向に流れる。

一方、Ｕ相処理回路２５においても、トランジスタ５５ｕには、正弦波であるＵ相信号Ｕ^＋、Ｕ⁻に対応してＤＣレベルをＩａとした正弦波の電流が流れる。このトランジスタ５５ｕと同じ値の電流がトランジスタ５７ｕ、５８ｕに流れる。そして、トランジスタ６２ｕには、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋と反転電圧Ｖｄｅｇ⁻の差がゼロならばトランジスタ５８ｕに流れる電流分がそのまま流れる。非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋と反転電圧Ｖｄｅｇ⁻の差が負ならば、トランジスタ５８ｕに流れる電流分の一部はトランジスタ６１ｕを通って接地電位に流れるためトランジスタ６２ｕに流れる電流は減少する。逆に、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋と反転電圧Ｖｄｅｇ⁻の差が正ならば、トランジスタ５８ｕに流れる電流分にトランジスタ５７ｕに流れる電流分の一部が加わるためトランジスタ６２ｕに流れる電流は増加する。すなわち、トランジスタ６２ｕには、トランジスタ５５ｕに流れる電流に、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋と反転電圧Ｖｄｅｇ⁻の差に応じた比率αを掛けた電流が流れる。このトランジスタ６２ｕと同じ値の電流がトランジスタ６３ｕに流れ、その電流は出力端子ＡＵ^＋に接続される配線から引き抜く方向に流れる。

従って、出力端子ＡＵ^＋に接続される配線に供給される電流が引き抜かれる電流の電流値よりも多ければ、出力端子ＡＵ^＋には電圧変換回路２９により基準電位Ｖ_ＲＥＦを基準として正の電圧が出力される。逆に、出力端子ＡＵ^＋に接続される配線に供給される電流が引き抜かれる電流の電流値よりも少なければ、出力端子ＡＵ^＋には電圧変換回路２９により基準電位Ｖ_ＲＥＦを基準として負の電圧が出力される。こうして、出力端子ＡＵ^＋からは基準電位Ｖ_ＲＥＦを基準としてＷ⁻−αＵ⁻の電圧が出力される。例えば、α＝０の場合はＷ相反転信号Ｗ⁻と位相が同じで１倍の振幅の信号が出力される。α＝１の場合はＷ相反転信号Ｗ⁻とＵ相非反転信号Ｕ^＋（Ｕ相反転信号Ｕ⁻の負方向の信号）の中央の角度、すなわちＵ相非反転信号Ｕ^＋から３０°進んだ角度で約１．７３倍の振幅の信号が出力される。また、α＝２の場合はＵ相非反転信号Ｕ^＋から約１９．１°進んだ角度で約２．６５倍の振幅の信号が出力される。

なお、トランジスタ５６ｗには、正弦波であるＷ相信号Ｗ^＋、Ｗ⁻に対応してＤＣレベルをＩａとした正弦波の電流が流れるのに対して、トランジスタ６３ｕには、正弦波であるＵ相信号Ｕ^＋、Ｕ⁻に対応してＤＣレベルをα×Ｉａとした正弦波の電流が流れる。従って、出力端子ＡＵ^＋に接続される配線の電流は（１−α）×ＩａのＤＣレベルを有することになる。このＤＣレベルを補正するＤＣレベル補正回路２８について以下説明する。

ＤＣレベル補正回路２８は、一端が接地された電流値がＩａの定電流源７０と、定電流源７０の他端にコレクタとベースが接続され、電源Ｖ_ＣＣにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ７１と、トランジスタ７１とカレントミラー回路を構成し、コレクタが互いに接続されたＰＮＰ型のトランジスタ７２及び７３と、トランジスタ７１とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタ７４乃至７９と、反転電圧Ｖｄｅｇ⁻をベースに入力し、トランジスタ７２及び７３のコレクタにエミッタが接続され、コレクタが接地されたＰＮＰ型のトランジスタ８１と、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋をベースに入力し、トランジスタ７２及び７３のコレクタにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタ８２と、トランジスタ８２のコレクタにコレクタとベースが接続され、エミッタが接地されたＮＰＮ型のトランジスタ８３と、トランジスタ８３とカレントミラー回路を構成し、それぞれトランジスタ７４乃至７９のコレクタにコレクタが接続されたＮＰＮ型のトランジスタ８４乃至８９と、から構成される。トランジスタ７４乃至７９とトランジスタ８４乃至８９のそれぞれの接続点は出力端子ＡＵ^＋等の６個の出力端子に接続される。

このＤＣレベル補正回路２８において、トランジスタ７１乃至７９には電流Ｉａが流れる。そして、トランジスタ８３に流れる電流は、非反転電圧Ｖｄｅｇ^＋、反転電圧Ｖｄｅｇ⁻の差に応じて変わり、（２−α）×Ｉａとなる。このトランジスタ８３と同じ値の電流がトランジスタ８４乃至８９に流れる。この電流がトランジスタ７１乃至７９の電流Ｉａと合成されるので、ＤＣレベル補正回路２８は、（α−１）×ＩａのＤＣ電流を出力することになる。このＤＣ電流が前述した（１−α）×ＩａのＤＣレベルを有する電流と合成されることにより、ＤＣレベルがゼロの電流となる。このようにして、ＤＣレベル補正回路２８によりＤＣレベルは補正される。

次に、電圧変換回路２９を説明する。電圧変換回路２９は、それぞれ一端が出力端子ＡＵ^＋等の６個の出力端子に接続され、他端が共通に基準電位Ｖ_ＲＥＦに接続される抵抗９０乃至９５から構成される。電圧変換回路２９に入力された電流に抵抗９０乃至９５の抵抗値を掛けた電圧が出力される。

以上のように、位相調整回路２０は、位相調整電圧入力回路２４と、Ｕ相処理回路２５と、Ｖ相処理回路２６と、Ｗ相処理回路２７と、ＤＣレベル補正回路２８と、電圧変換回路２９と、を備えることにより、位相調整電圧ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻により比率αを調整し、それから、Ｕ相非反転信号ＡＵ^＋として、Ｗ相非反転信号Ｗ^＋の反転信号（すなわちＷ⁻）から比率αを掛けたＵ相非反転信号Ｕ^＋の反転信号（すなわちＵ⁻）を減算したものを出力し、Ｖ相非反転信号ＡＶ^＋として、Ｕ相非反転信号Ｕ^＋の反転信号（すなわちＵ⁻）から比率αを掛けたＶ相非反転信号Ｖ^＋の反転信号（すなわちＶ⁻）を減算したものを出力し、Ｗ相非反転信号ＡＷ^＋として、Ｖ相非反転信号Ｖ^＋の反転信号（すなわちＶ⁻）から比率αを掛けたＷ相非反転信号Ｗ^＋の反転信号（すなわちＷ⁻）を減算したものを出力する。また、Ｕ相反転信号ＡＵ⁻として、Ｗ相反転信号Ｗ⁻の反転信号（すなわちＷ^＋）から比率αを掛けたＵ相反転信号Ｕ⁻の反転信号（すなわちＵ^＋）を減算したものを出力し、Ｖ相反転信号ＡＶ⁻として、Ｕ相反転信号Ｕ⁻の反転信号（すなわちＵ^＋）から比率αを掛けたＶ相反転信号Ｖ⁻の反転信号（すなわちＶ^＋）を減算したものを出力し、Ｗ相反転信号ＡＷ⁻として、Ｖ相反転信号Ｖ⁻の反転信号（すなわちＶ^＋）から比率αを掛けたＷ相反転信号Ｗ⁻の反転信号（すなわちＷ^＋）を減算したものを出力する。

なお、本発明は、上述した実施形態に限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。例えば、実施形態で説明した位相調整回路２０は、３相の差動信号と位相調整用の差動電圧を入力し、それら３相の位相を調整して３相の差動信号ＡＵ^＋、ＡＵ⁻、ＡＶ^＋、ＡＶ⁻、ＡＷ^＋、ＡＷ⁻を出力するものであるが、３相の非反転信号ＡＵ^＋、ＡＶ^＋、ＡＷ^＋のみを出力する回路も可能である。この場合、差動信号出力に比べて、次段の回路、すなわち自動利得制御回路１３の入力オフセット等によりそれが処理する正弦波の精度が落ちることも有り得るが、位相調整回路２０の回路規模を小さくすることができる。また、ＤＣレベル補正回路２８は、自動利得制御回路１３の入力段の構成を簡単にするように設けられたものであるが、自動利得制御回路１３の入力段に同様の回路を設けるか又は容量が大きいカップリングコンデンサを介してＡＣ入力にした回路を設けるなどをすることにより、位相調整回路２０のＤＣレベル補正回路２８を省略することも可能である。また、電圧変換回路２９は、自動利得制御回路１３の入力段に同様の回路を設けるか又は直接に電流を入力する回路を設けるなどをすることにより、省略することも可能である。

また、上記の位相調整回路２０の原理は、前述の通りの比較的簡単な回路により実現できるが、他の複雑な演算、例えばＵ相の非反転信号Ｕ^＋とＶ相の非反転信号Ｖ^＋を演算して出力信号ＡＵ^＋を生成するなどの他の原理を用いることもできる。

本発明の望ましい実施形態に係るモータ装置の全体構成図である。 同上の位相調整回路の動作原理図である。 同上の位相調整回路の回路図である。 従来のモータ装置の全体構成図である。

１ モータ装置
２ モータ駆動制御回路
３ パワードライバ
１０、１１、１２ 回転位置信号増幅器（ホールアンプ）
１３ 自動利得制御（ＡＧＣ）回路
１４、１５、１６ ＰＷＭ出力比較器
１７ 三角波発生器
１８ トルクコントロール回路
２０ 位相調整回路
２１ パルス列生成（ＦＧ）回路
２２ 周波数電圧（Ｆ−Ｖ）変換回路
ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ 回転位置検出素子（ホール素子）
ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ 電機子コイル
ＶＤＥＧ^＋、ＶＤＥＧ⁻ 位相調整電圧
２４ 位相調整電圧入力回路
２５ Ｕ相処理回路
２６ Ｖ相処理回路
２７ Ｗ相処理回路
２８ ＤＣレベル補正回路
２９ 電圧変換回路

Claims (17)

1. 各相の間の位相差が１２０°である第１相、第２相、及び第３相の正弦波信号を入力し、それらの位相を位相調整電圧より調整して第１相、第２相、及び第３相の正弦波信号を出力する位相調整回路であって、
   第１相の入力の正弦波信号に、位相調整電圧に応じた比率を掛けた第２相の入力の正弦波信号を演算したものを第２相の正弦波信号として出力し、
   第２相の入力の正弦波信号に、前記比率を掛けた第３相の入力の正弦波信号を演算したものを第３相の正弦波信号として出力し、
   第３相の入力の正弦波信号に、前記比率を掛けた第１相の入力の正弦波信号を演算したものを第１相の正弦波信号として出力するものであって、
   第１相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第１の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第２相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第２の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第１の信号を第２相の正弦波信号として出力し、
   第２相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第３の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第３相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第４の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第２の信号を第３相の正弦波信号として出力し、
   第３相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第５の電流と、それと反対方向に流れ、前記比率を掛けた第１相の入力の正弦波信号の反転信号に対応する第６の電流と、それらのＤＣレベルの差を補正するＤＣ電流と、を合成した第３の信号を第１相の正弦波信号として出力する、
   ことを特徴とする位相調整回路。
2. 請求項１に記載された位相調整回路において、
   前記位相調整電圧は固定値であることを特徴とする位相調整回路。
3. 請求項１に記載された位相調整回路において、
   前記位相調整電圧は可変であることを特徴とする位相調整回路。
4. 請求項１に記載された位相調整回路において、
   第１相、第２相、及び第３相の入力の正弦波信号の位相は前記比率に基づいて決定する位相の進み角だけ任意に進ませられ、かつ、前記位相の進み角は約１９．１°から約６０°の範囲にあることを特徴とする位相調整回路。
5. 請求項４に記載された位相調整回路において、
   前記位相の進み角は、前記比率が０ならば約６０°、前記比率が１ならば約３０°、前記比率が２ならば約１９．１°であることを特徴とする位相調整回路。
6. 請求項４に記載された位相調整回路において、
   第１相、第２相、及び第３相の入力の正弦波信号の振幅は位相の進み角と共に増加することを特徴とする位相調整回路。
7. 請求項６に記載された位相調整回路において、
   振幅の増加は、前記比率が０ならば１倍、前記比率が１ならば約１．７３倍、前記比率が２ならば約２．６５倍であることを特徴とする位相調整回路。
8. 請求項１に記載された位相調整回路において、
   位相調整電圧入力回路と、Ｕ相処理回路と、Ｖ相処理回路と、Ｗ相処理回路と、を備えることを特徴とする位相調整回路。
9. 請求項８に記載された位相調整回路において、
   ＤＣレベル補正回路と、電圧変換回路と、を更に備えることを特徴とする位相調整回路。
10. 請求項８に記載された位相調整回路において、
    位相調整電圧入力回路は、複数のＮＰＮ型のトランジスタ、複数のＰＮＰ型のトランジスタ、及び少なくとも１個の抵抗を含むことを特徴とする位相調整回路。
11. 請求項８に記載された位相調整回路において、
    Ｕ相処理回路、Ｖ相処理回路、Ｗ相処理回路のそれぞれは、複数のＮＰＮ型のトランジスタ、複数のＰＮＰ型のトランジスタ、及び少なくとも１個の抵抗を含むことを特徴とする位相調整回路。
12. 請求項９に記載された位相調整回路において、
    ＤＣレベル補正回路は、定電流源、複数のＰＮＰ型のトランジスタ、及び複数のＮＰＮ型のトランジスタを含むことを特徴とする位相調整回路。
13. 請求項９に記載された位相調整回路において、
    電圧変換回路は複数の抵抗を含むことを特徴とする位相調整回路。
14. 請求項１に記載された位相調整回路において、
    前記比率は少なくとも２個の位相調整電圧により調整されることを特徴とする位相調整回路。
15. Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の回転位置信号を入力して増幅する回転位置信号増幅器と、
    回転位置信号増幅器が出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号を前記第１相、第２相、第３相の正弦波信号として入力する請求項１に記載された位相調整回路と、
    位相調整回路が出力するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の信号を入力し、その利得がモータの電機子コイルの駆動電流によりフィードバック制御される自動利得制御回路と、
    を備えることを特徴とするモータ駆動制御回路。
16. 請求項１５に記載されたモータ駆動制御回路において、
    Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の回転位置信号の少なくともいずれかにより周期的なパルス列を生成するパルス列生成回路と、
    そのパルス列の周波数を対応する電圧に変換し、その電圧を位相調整電圧として出力する周波数電圧変換回路と、
    を更に備えることを特徴とするモータ駆動制御回路。
17. 請求項１５又は１６に記載されたモータ駆動制御回路と、
    このモータ駆動制御回路によって制御されモータの電機子コイルを駆動するパワードライバと、
    モータの回転子の位置を検出して回転位置信号を出力する回転位置検出素子と、
    を備えることを特徴とするモータ装置。

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