JP3289828B2 - 擬似正弦波の作成方法 - Google Patents
擬似正弦波の作成方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流モータの駆動
装置に適用され、特にモータのステータ巻線駆動に使用
される擬似正弦波を作成する方法に関するものである。
装置に適用され、特にモータのステータ巻線駆動に使用
される擬似正弦波を作成する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】最近のＶＴＲやテープレコーダ等の機器
に使用される直流モータ、特に直流ブラシレスモータは
静粛で円滑な回転を得るため相切替えの電流傾斜を緩や
かにし、トルクリップルを電気的に補正する機能を備え
た駆動装置を使用することが多い。例えば、特開昭61−
142986号公報(以下、文献１と略記)には、前置増幅器の
流入方向の出力の和と流出方向の出力の和を比較し、そ
の差を前置増幅器のオフセット調整端子に帰還すること
によりホール素子のオフセットと３次高調波の影響を除
去する方法と、パワー増幅器の出力の和と出力制御信
号、あるいは出力制御信号と前置増幅器の流入方向の出
力の和を比較し、その差により前置増幅器の増幅度ある
いはホール素子の給電電圧を制御することによりホール
素子の感度ばらつきの影響を抑圧する方法、およびホー
ル素子のオフセット調整ループの比較器の出力を出力制
御信号に加算することによりトルクリップルを減少させ
る方法が示されている。
に使用される直流モータ、特に直流ブラシレスモータは
静粛で円滑な回転を得るため相切替えの電流傾斜を緩や
かにし、トルクリップルを電気的に補正する機能を備え
た駆動装置を使用することが多い。例えば、特開昭61−
142986号公報(以下、文献１と略記)には、前置増幅器の
流入方向の出力の和と流出方向の出力の和を比較し、そ
の差を前置増幅器のオフセット調整端子に帰還すること
によりホール素子のオフセットと３次高調波の影響を除
去する方法と、パワー増幅器の出力の和と出力制御信
号、あるいは出力制御信号と前置増幅器の流入方向の出
力の和を比較し、その差により前置増幅器の増幅度ある
いはホール素子の給電電圧を制御することによりホール
素子の感度ばらつきの影響を抑圧する方法、およびホー
ル素子のオフセット調整ループの比較器の出力を出力制
御信号に加算することによりトルクリップルを減少させ
る方法が示されている。
【０００３】また、モータの出力トルクを制御するため
に、モータと直列にトランジスタと抵抗器を接続し、抵
抗器両端の電圧でモータに流れる電流を検出し、制御入
力電圧と前記抵抗器両端の電圧を差動増幅器で比較し、
その出力によりモータに直列に接続されたトランジスタ
のベース電流を制御することによりモータの電流を制御
し、モータの出力トルクを制御することが一般に行われ
ている。
に、モータと直列にトランジスタと抵抗器を接続し、抵
抗器両端の電圧でモータに流れる電流を検出し、制御入
力電圧と前記抵抗器両端の電圧を差動増幅器で比較し、
その出力によりモータに直列に接続されたトランジスタ
のベース電流を制御することによりモータの電流を制御
し、モータの出力トルクを制御することが一般に行われ
ている。
【０００４】なお、この際に、制御入力電圧と抵抗器両
端の電圧を直接に比較せずに、一旦制御入力電圧Ｖcと
基準電圧Ｖtを比較し、レベルシフトしてから抵抗器両
端の電圧と比較することが一般的である。
端の電圧を直接に比較せずに、一旦制御入力電圧Ｖcと
基準電圧Ｖtを比較し、レベルシフトしてから抵抗器両
端の電圧と比較することが一般的である。
【０００５】このような直流モータ駆動装置の回路構成
のブロック線図を図10に、その各特性の一例を図11に示
す。
のブロック線図を図10に、その各特性の一例を図11に示
す。
【０００６】図10において、制御入力端子701に印加さ
れる制御入力電圧Ｖcは、回路電源電圧Ｖccを抵抗器2
3，24で分圧して作られた基準電圧Ｖtを、反転入力端子
に接続された前置増幅器700(差動増幅器)の非反転入力
端子に接続され、その出力電流Ｉoは抵抗器22に入力さ
れる。そして、制御増幅器800でモータ40のモータ電流
Ｉmにより抵抗器21に発生する電圧と比較されている。
れる制御入力電圧Ｖcは、回路電源電圧Ｖccを抵抗器2
3，24で分圧して作られた基準電圧Ｖtを、反転入力端子
に接続された前置増幅器700(差動増幅器)の非反転入力
端子に接続され、その出力電流Ｉoは抵抗器22に入力さ
れる。そして、制御増幅器800でモータ40のモータ電流
Ｉmにより抵抗器21に発生する電圧と比較されている。
【０００７】制御増幅器800の出力電流回路は、トラン
ジスタ30のベースに接続されており、トランジスタ30の
コレクタに接続されたモータ40のモータ電流Ｉmを制御
入力電圧Ｖcで制御するモータ電流制御ループを構成し
ている。
ジスタ30のベースに接続されており、トランジスタ30の
コレクタに接続されたモータ40のモータ電流Ｉmを制御
入力電圧Ｖcで制御するモータ電流制御ループを構成し
ている。
【０００８】図11(a)は制御入力電圧(Ｖc)対モータ電流
(Ｉm)の特性、図11(b)はモータ電流・回転数(Ｎ)対出力
トルク(Ｔ)の特性を示す。
(Ｉm)の特性、図11(b)はモータ電流・回転数(Ｎ)対出力
トルク(Ｔ)の特性を示す。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記文
献１に示された方法では帰還ループを構成するためルー
プ内に比較器や増幅器を設ける必要があり、回路部分を
ワンチップ集積回路(ＩＣ)化するときにより大きなチッ
プ面積を必要とするだけでなく、帰還ループの動作を安
定化し、かつＩＣ外部に位相補償のための多くの外付部
品を必要とするという問題があった。
献１に示された方法では帰還ループを構成するためルー
プ内に比較器や増幅器を設ける必要があり、回路部分を
ワンチップ集積回路(ＩＣ)化するときにより大きなチッ
プ面積を必要とするだけでなく、帰還ループの動作を安
定化し、かつＩＣ外部に位相補償のための多くの外付部
品を必要とするという問題があった。
【００１０】また、慣性モーメントの小さいモータや回
転速度のサンプリング間隔を十分に小さくできないモー
タを制御するためには、図11(a)に示す伝達特性の傾斜
は特性１より特性２のように傾斜が小さい方が望まし
い。
転速度のサンプリング間隔を十分に小さくできないモー
タを制御するためには、図11(a)に示す伝達特性の傾斜
は特性１より特性２のように傾斜が小さい方が望まし
い。
【００１１】しかしながら、伝達特性を特性２のように
設定すると制御入力電圧Ｖcの最大値Ｖc maxを印加して
も、図11(b)に特性２で示すようにモータの起動トルク
が低下してしまうという問題があった。
設定すると制御入力電圧Ｖcの最大値Ｖc maxを印加して
も、図11(b)に特性２で示すようにモータの起動トルク
が低下してしまうという問題があった。
【００１２】さらに、従来ではモータのステータ巻線駆
動に台形波を使用すると、騒音や振動を低減することが
できるもののトルクリップルが大きくなるという問題が
あった。
動に台形波を使用すると、騒音や振動を低減することが
できるもののトルクリップルが大きくなるという問題が
あった。
【００１３】本発明は、上記従来の問題を解決し、正弦
波によりステータ巻線を駆動する際に、簡易な方法によ
って歪みの少ない擬似正弦波を作成する方法を提供する
ことを目的とする。
波によりステータ巻線を駆動する際に、簡易な方法によ
って歪みの少ない擬似正弦波を作成する方法を提供する
ことを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、電気角６０度の平坦部を持つ３相台形波
と、前記３相台形波の振幅の２／３で振幅一定の波形、
および前記３相台形波の振幅の１／３で振幅一定の波形
から補正波形を作成し、前記補正波形により各相の瞬時
振幅を変調することにより折れ線近似された正弦波を作
成することを特徴とする。
達成するため、電気角６０度の平坦部を持つ３相台形波
と、前記３相台形波の振幅の２／３で振幅一定の波形、
および前記３相台形波の振幅の１／３で振幅一定の波形
から補正波形を作成し、前記補正波形により各相の瞬時
振幅を変調することにより折れ線近似された正弦波を作
成することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。
て図面を参照しながら説明する。
【００１６】図１は本発明の実施形態を説明するための
直流モータ駆動装置の回路構成をブロック線図で示した
ものである。
直流モータ駆動装置の回路構成をブロック線図で示した
ものである。
【００１７】図１において、ホール素子１，２，３は固
定子(図示せず)上にお互いに電気角120°の間隔で配置
されており、ホール素子１，２，３の出力は電流出力型
のホール信号増幅器100，200，300の入力端子にそれぞ
れ接続されている。ホール信号増幅器100，200，300の
出力は、対数圧縮回路400の入力端子401，402，403にそ
れぞれ入力され、対数圧縮された出力電圧がそれぞれ第
１の分配回路(1)500、および第２の分配回路(2)900に接
続されている。第１の分配回路(1)500は、出力電流指令
端子501に入力された電流を対数圧縮回路400の入力端子
401〜403の電圧に比例して、その出力端子505〜507およ
び508〜510からパワー増幅器600の入力端子601〜603お
よび604〜606に分配する。
定子(図示せず)上にお互いに電気角120°の間隔で配置
されており、ホール素子１，２，３の出力は電流出力型
のホール信号増幅器100，200，300の入力端子にそれぞ
れ接続されている。ホール信号増幅器100，200，300の
出力は、対数圧縮回路400の入力端子401，402，403にそ
れぞれ入力され、対数圧縮された出力電圧がそれぞれ第
１の分配回路(1)500、および第２の分配回路(2)900に接
続されている。第１の分配回路(1)500は、出力電流指令
端子501に入力された電流を対数圧縮回路400の入力端子
401〜403の電圧に比例して、その出力端子505〜507およ
び508〜510からパワー増幅器600の入力端子601〜603お
よび604〜606に分配する。
【００１８】図２は図１における対数圧縮回路400およ
び第１の分配回路(1)500の一例を示す回路図であり、こ
の回路は基本的なアナログ乗算回路を３差動構成にし、
さらに正負両方向の信号に対応させたものである。３相
正弦波の性質から３つのダイオードおよびトランジスタ
の１つは常に逆バイアスされるためオフ状態となり、通
常の乗算器として動作することを利用して、入力端子40
1〜403の電圧の比に比例して出力電流指令端子501の電
流を分配し、出力端子505〜507および508〜510に出力す
る。
び第１の分配回路(1)500の一例を示す回路図であり、こ
の回路は基本的なアナログ乗算回路を３差動構成にし、
さらに正負両方向の信号に対応させたものである。３相
正弦波の性質から３つのダイオードおよびトランジスタ
の１つは常に逆バイアスされるためオフ状態となり、通
常の乗算器として動作することを利用して、入力端子40
1〜403の電圧の比に比例して出力電流指令端子501の電
流を分配し、出力端子505〜507および508〜510に出力す
る。
【００１９】次に、図１に示すパワー増幅器600は吸込
方向の出力電流と等しい電流を吐出する電流吐出端子60
7を持ち、電流吐出端子607は抵抗器21の一端に接続さ
れ、モータ電流に比例する電圧を抵抗器21に発生してい
る。パワー増幅器600の出力は固定子巻線４，５，６に
接続され、回転子マグネットの位置に対応した前記固定
子巻線に電流を供給することによってモータに回転トル
クを発生している。
方向の出力電流と等しい電流を吐出する電流吐出端子60
7を持ち、電流吐出端子607は抵抗器21の一端に接続さ
れ、モータ電流に比例する電圧を抵抗器21に発生してい
る。パワー増幅器600の出力は固定子巻線４，５，６に
接続され、回転子マグネットの位置に対応した前記固定
子巻線に電流を供給することによってモータに回転トル
クを発生している。
【００２０】制御入力端子701に印加された電圧は前置
増幅器700でレベルシフト，電流変換されて抵抗器22に
入力され、制御増幅器800により抵抗器21に発生するモ
ータ電流に比例する電圧と比較され、その誤差に比例し
た出力信号が第１の分配回路(1)500の出力電流指令端子
501に印加されることにより出力電流制御ループを構成
している。
増幅器700でレベルシフト，電流変換されて抵抗器22に
入力され、制御増幅器800により抵抗器21に発生するモ
ータ電流に比例する電圧と比較され、その誤差に比例し
た出力信号が第１の分配回路(1)500の出力電流指令端子
501に印加されることにより出力電流制御ループを構成
している。
【００２１】また、電流検出回路1100は抵抗器21ととも
に、モータ電流に比例する電流を発生し、第２の分配回
路(2)900の出力電流指令端子901および波形合成回路100
0の出力電流指令端子1001に前記電流を供給している。
第２の分配回路(2)900の出力は波形合成回路1000に接続
されトルクリップル補正信号を発生し、トルクリップル
補正信号は抵抗器22に導かれ、前置増幅器700の出力と
加算された後に制御増幅器800の入力となり、トルクリ
ップル補正ループを構成している。
に、モータ電流に比例する電流を発生し、第２の分配回
路(2)900の出力電流指令端子901および波形合成回路100
0の出力電流指令端子1001に前記電流を供給している。
第２の分配回路(2)900の出力は波形合成回路1000に接続
されトルクリップル補正信号を発生し、トルクリップル
補正信号は抵抗器22に導かれ、前置増幅器700の出力と
加算された後に制御増幅器800の入力となり、トルクリ
ップル補正ループを構成している。
【００２２】以上のように構成された直流モータの駆動
装置について、図１および図３，図４ならびに図５を用
いてその動作を説明する。
装置について、図１および図３，図４ならびに図５を用
いてその動作を説明する。
【００２３】まず、図３は図１の第２の分配回路(2)900
および波形合成回路1000による帰還がないときの動作を
説明する各部の動作波形図であり、ホール素子１〜３の
出力電圧は、ホール信号増幅器100〜300により電流に変
換されて図３(a)に示す電流の形で、図１の対数圧縮回
路400の入力端子401〜403に入力される。図３(b)は対数
圧縮回路400の出力端子404〜406の電圧である。第１の
分配回路(1)500は前述の通り、出力電流指令端子501の
電流を対数圧縮回路400の入力端子401〜403の電圧に比
例して分配しており、出力端子508〜510から図３(c)、
出力端子505〜507から図３(d)の電流を出力する。した
がって、パワー増幅器600の出力端子608〜610に図３(e)
の電流が得られる。図３(f)は出力トルクであり、約14
％のトルクリップルを含んでいる。
および波形合成回路1000による帰還がないときの動作を
説明する各部の動作波形図であり、ホール素子１〜３の
出力電圧は、ホール信号増幅器100〜300により電流に変
換されて図３(a)に示す電流の形で、図１の対数圧縮回
路400の入力端子401〜403に入力される。図３(b)は対数
圧縮回路400の出力端子404〜406の電圧である。第１の
分配回路(1)500は前述の通り、出力電流指令端子501の
電流を対数圧縮回路400の入力端子401〜403の電圧に比
例して分配しており、出力端子508〜510から図３(c)、
出力端子505〜507から図３(d)の電流を出力する。した
がって、パワー増幅器600の出力端子608〜610に図３(e)
の電流が得られる。図３(f)は出力トルクであり、約14
％のトルクリップルを含んでいる。
【００２４】図４は第２の分配回路(2)900および波形合
成回路1000による帰還を加えたときの図１の各部の動作
波形図であり、図４(a)，(b)は図３(a)，(b)と同じもの
である。図４(c)が図１の波形合成回路1000の出力端子1
002の電圧波形である。したがって、パワー増幅器600の
出力端子608〜610に図４(d)の電流が得られ、図４(e)で
示される出力トルクのリップルは約２％以下になる。
成回路1000による帰還を加えたときの図１の各部の動作
波形図であり、図４(a)，(b)は図３(a)，(b)と同じもの
である。図４(c)が図１の波形合成回路1000の出力端子1
002の電圧波形である。したがって、パワー増幅器600の
出力端子608〜610に図４(d)の電流が得られ、図４(e)で
示される出力トルクのリップルは約２％以下になる。
【００２５】図５は図１における第２の分配回路(2)900
および波形合成回路1000の一例を示す回路図であり、図
６は図５の各部の動作波形図であり、(a)は台形波(１相
分)、(b)は３相台形波の負側波形と３相台形波の２／３
振幅の波形、(c)は３相台形波の正側波形と３相台形波
の２／３振幅の波形、(d)は３相台形波の負側波形から
３相台形波の２／３振幅の波形を減算した波形の負側部
分の波形、(e)は３相台形波の正側波形から３相台形波
の２／３振幅の波形を減算した波形の正側部分の波形、
(f)は(d)と(e)の絶対値加算波形、(g)は３相台形波が
(f)により変調された波形である。
および波形合成回路1000の一例を示す回路図であり、図
６は図５の各部の動作波形図であり、(a)は台形波(１相
分)、(b)は３相台形波の負側波形と３相台形波の２／３
振幅の波形、(c)は３相台形波の正側波形と３相台形波
の２／３振幅の波形、(d)は３相台形波の負側波形から
３相台形波の２／３振幅の波形を減算した波形の負側部
分の波形、(e)は３相台形波の正側波形から３相台形波
の２／３振幅の波形を減算した波形の正側部分の波形、
(f)は(d)と(e)の絶対値加算波形、(g)は３相台形波が
(f)により変調された波形である。
【００２６】図６(a)は上段に示す電気角に対応する波
形合成回路1000による帰還がないときのパワー増幅器60
0の出力電流、(b)は後述するトランジスタＴ21〜Ｔ23お
よびＴ34〜Ｔ36を流れる電流Ｉ21〜Ｉ23およびＩ34〜Ｉ
36、(c)は同じくトランジスタＴ25〜Ｔ27およびＴ31〜
Ｔ33を流れる電流Ｉ25〜Ｉ27およびＩ31〜Ｉ33、(d)は
トランジスタＴ43〜Ｔ45に流れる電流Ｉ43〜Ｉ45、(e)
は同じくトランジスタＴ46〜Ｔ48に流れる電流Ｉ46〜Ｉ
48、(f)はトランジスタＴ41およびＴ52を流れる電流Ｉ4
1およびＩ52、(g)は波形合成回路1000による帰還をかけ
たときのパワー増幅器600の出力電流である。
形合成回路1000による帰還がないときのパワー増幅器60
0の出力電流、(b)は後述するトランジスタＴ21〜Ｔ23お
よびＴ34〜Ｔ36を流れる電流Ｉ21〜Ｉ23およびＩ34〜Ｉ
36、(c)は同じくトランジスタＴ25〜Ｔ27およびＴ31〜
Ｔ33を流れる電流Ｉ25〜Ｉ27およびＩ31〜Ｉ33、(d)は
トランジスタＴ43〜Ｔ45に流れる電流Ｉ43〜Ｉ45、(e)
は同じくトランジスタＴ46〜Ｔ48に流れる電流Ｉ46〜Ｉ
48、(f)はトランジスタＴ41およびＴ52を流れる電流Ｉ4
1およびＩ52、(g)は波形合成回路1000による帰還をかけ
たときのパワー増幅器600の出力電流である。
【００２７】さて、上記図５において、トランジスタＴ
11，Ｔ12，Ｔ13，Ｔ21，Ｔ22，Ｔ23，Ｔ25，Ｔ26，Ｔ27
は他のトランジスタの２倍、トランジスタＴ14，Ｔ15は
他のトランジスタの３倍のエミッタ面積を持っており、
各トランジスタに流れる電流で、Ｉ14，Ｉ15はＩ11の1.
5倍、Ｉ24，Ｉ28はＩ11の0.5倍の電流となる。Ｉ15をト
ランジスタＴ34，Ｔ35，Ｔ36で分配して得られたＩ34，
Ｉ35，Ｉ36とＩ21，Ｉ22，Ｉ23を減算してＩ43，Ｉ44，
Ｉ45が、同様にしてＩ46，Ｉ47，Ｉ48が得られる。さら
に、Ｉ24からＩ43，Ｉ44，Ｉ45を減算してＩ41が、Ｉ28
からＩ46，Ｉ47，Ｉ48を減算してＩ52が得られる。Ｉ41
とＩ52は加算されて出力端子1002に出力され、トルクリ
ップル補正信号となる。このトルクリップル補正信号を
図１の前置増幅器700の出力信号と加算して図１の抵抗
器22に図４(c)に示す電圧を発生し、制御増幅器800に入
力することにより前述のトルクリップル抑制効果が得ら
れる。
11，Ｔ12，Ｔ13，Ｔ21，Ｔ22，Ｔ23，Ｔ25，Ｔ26，Ｔ27
は他のトランジスタの２倍、トランジスタＴ14，Ｔ15は
他のトランジスタの３倍のエミッタ面積を持っており、
各トランジスタに流れる電流で、Ｉ14，Ｉ15はＩ11の1.
5倍、Ｉ24，Ｉ28はＩ11の0.5倍の電流となる。Ｉ15をト
ランジスタＴ34，Ｔ35，Ｔ36で分配して得られたＩ34，
Ｉ35，Ｉ36とＩ21，Ｉ22，Ｉ23を減算してＩ43，Ｉ44，
Ｉ45が、同様にしてＩ46，Ｉ47，Ｉ48が得られる。さら
に、Ｉ24からＩ43，Ｉ44，Ｉ45を減算してＩ41が、Ｉ28
からＩ46，Ｉ47，Ｉ48を減算してＩ52が得られる。Ｉ41
とＩ52は加算されて出力端子1002に出力され、トルクリ
ップル補正信号となる。このトルクリップル補正信号を
図１の前置増幅器700の出力信号と加算して図１の抵抗
器22に図４(c)に示す電圧を発生し、制御増幅器800に入
力することにより前述のトルクリップル抑制効果が得ら
れる。
【００２８】上記構成の本実施形態は回転子マグネット
の位置を検出するホール素子１〜３による場合を示し、
磁電変換素子を想定していたが、図６(a)の電流波形が
得られれば必ずしも磁電変換素子を必要としない。例え
ば、特開平３−89890号公報に示された方法により回転
子マグネットの位置に対応した電気角60°の平坦部を持
つ台形波を発生することができれば、図５および図６に
示した方法によりトルクリップル補正信号を得ることが
できるため、図４(e)に示すと同様のトルクリップル抑
制効果が得られる。
の位置を検出するホール素子１〜３による場合を示し、
磁電変換素子を想定していたが、図６(a)の電流波形が
得られれば必ずしも磁電変換素子を必要としない。例え
ば、特開平３−89890号公報に示された方法により回転
子マグネットの位置に対応した電気角60°の平坦部を持
つ台形波を発生することができれば、図５および図６に
示した方法によりトルクリップル補正信号を得ることが
できるため、図４(e)に示すと同様のトルクリップル抑
制効果が得られる。
【００２９】図７は本実施形態におけるモータ駆動装置
の他例の回路構成を示すブロック線図である。これは慣
性モーメントの小さいモータや回転速度のサンプリング
間隔を十分に小さくできないモータにおいても、起動ト
ルクを減少させることなく安定な制御をする手段を示し
たものである。
の他例の回路構成を示すブロック線図である。これは慣
性モーメントの小さいモータや回転速度のサンプリング
間隔を十分に小さくできないモータにおいても、起動ト
ルクを減少させることなく安定な制御をする手段を示し
たものである。
【００３０】図７において制御入力端子711に印加され
る制御入力電圧Ｖcは、回路電源電圧Ｖccを抵抗器23，3
5，24で分圧して作られた基準電圧Ｖt１およびＶt２を
反転入力端子に接続された前置増幅器(電流出力の差動
増幅器)710および720の非反転入力端子に接続され、そ
れぞれの出力電流Ｉ2およびＩ3は抵抗器22に入力され、
制御増幅器800(誤差増幅手段，差動増幅器)でモータ40
のモータ電流Ｉmにより抵抗器21に発生する電圧と比較
されている。制御増幅器800の出力電流はトランジスタ3
0のベースに接続されており、トランジスタ30のコレク
タに接続されたモータ40のモータ電流Ｉmを制御入力電
圧Ｖcで制御するモータ電流制御ループを構成してい
る。
る制御入力電圧Ｖcは、回路電源電圧Ｖccを抵抗器23，3
5，24で分圧して作られた基準電圧Ｖt１およびＶt２を
反転入力端子に接続された前置増幅器(電流出力の差動
増幅器)710および720の非反転入力端子に接続され、そ
れぞれの出力電流Ｉ2およびＩ3は抵抗器22に入力され、
制御増幅器800(誤差増幅手段，差動増幅器)でモータ40
のモータ電流Ｉmにより抵抗器21に発生する電圧と比較
されている。制御増幅器800の出力電流はトランジスタ3
0のベースに接続されており、トランジスタ30のコレク
タに接続されたモータ40のモータ電流Ｉmを制御入力電
圧Ｖcで制御するモータ電流制御ループを構成してい
る。
【００３１】図８は図７におけるモータ電流(Ｉm)と前
置増幅器の出力電流Ｉ2，Ｉ3の特性図を示し、(a)は制
御入力電圧(Ｖc)対モータ電流(Ｉm)の特性図、(b)は制
御入力電圧(Ｖc)対前置増幅器の出力電流Ｉ2，Ｉ3の特
性図である。
置増幅器の出力電流Ｉ2，Ｉ3の特性図を示し、(a)は制
御入力電圧(Ｖc)対モータ電流(Ｉm)の特性図、(b)は制
御入力電圧(Ｖc)対前置増幅器の出力電流Ｉ2，Ｉ3の特
性図である。
【００３２】上記図７に示す回路図における、この制御
ループはＩ2とＩ3を加算した電流で動作するため、制御
入力電圧Ｖcとモータ電流Ｉmは図８(a)の特性２に示す
ような関係となる。
ループはＩ2とＩ3を加算した電流で動作するため、制御
入力電圧Ｖcとモータ電流Ｉmは図８(a)の特性２に示す
ような関係となる。
【００３３】この特性２を特性１で示す従来の制御回路
の特性と比較してみると、通常の動作点Ｉｏｐ付近では
特性１より傾斜が小さいため、慣性モーメントの小さい
モータや回転速度のサンプリング間隔を十分に小さくで
きないため制御入力電圧のリップルを除去しきれないモ
ータの速度制御に好適な特性をしている。また特性の変
曲点Ｉtを最大の動作点より高く設定しておけば、通常
の動作範囲では前述の特性を保ちながら制御入力電圧Ｖ
cの最大値Ｖc maxに対しては特性１と同等以上のモータ
電流Ｉmaxを得ることができ、起動トルクの低下なしに
良好な制御特性を得ることができる。
の特性と比較してみると、通常の動作点Ｉｏｐ付近では
特性１より傾斜が小さいため、慣性モーメントの小さい
モータや回転速度のサンプリング間隔を十分に小さくで
きないため制御入力電圧のリップルを除去しきれないモ
ータの速度制御に好適な特性をしている。また特性の変
曲点Ｉtを最大の動作点より高く設定しておけば、通常
の動作範囲では前述の特性を保ちながら制御入力電圧Ｖ
cの最大値Ｖc maxに対しては特性１と同等以上のモータ
電流Ｉmaxを得ることができ、起動トルクの低下なしに
良好な制御特性を得ることができる。
【００３４】また、前置増幅器720の特性を図９のＩ3で
示すような特性に変更しても同じ効果が得られる。
示すような特性に変更しても同じ効果が得られる。
【００３５】なお、説明にはトランジスタ１つの例を示
したが、図１のようにパワー増幅器に複数のトランジス
タを使用してモータを駆動する装置についても適用でき
ることはいうまでもない。
したが、図１のようにパワー増幅器に複数のトランジス
タを使用してモータを駆動する装置についても適用でき
ることはいうまでもない。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の擬似正弦
波の作成方法によれば、従来、ブラシレスモータなどの
ステータ巻線駆動に台形波を使用すると、騒音や振動が
低減できるもののトルクリップルが大きいという問題を
解決することができ、正弦波によりステータ巻線を駆動
する際に、簡易な方法によって歪みの少ない擬似正弦波
を作成することができる。
波の作成方法によれば、従来、ブラシレスモータなどの
ステータ巻線駆動に台形波を使用すると、騒音や振動が
低減できるもののトルクリップルが大きいという問題を
解決することができ、正弦波によりステータ巻線を駆動
する際に、簡易な方法によって歪みの少ない擬似正弦波
を作成することができる。
【図１】本発明の実施形態を説明するためのモータ駆動
装置の回路構成を示すブロック線図
装置の回路構成を示すブロック線図
【図２】図１における対数圧縮回路および第１の分配回
路(1)の一例を示す回路図
路(1)の一例を示す回路図
【図３】図１における第２の分配回路(2)および波形合
成回路による帰還がないときの動作を説明する各部の動
作波形図
成回路による帰還がないときの動作を説明する各部の動
作波形図
【図４】図１における第２の分配回路(2)および波形合
成回路による帰還を加えたときの動作を説明する各部の
動作波形図
成回路による帰還を加えたときの動作を説明する各部の
動作波形図
【図５】図１における第２の分配回路(2)および波形合
成回路の一例を示す回路図
成回路の一例を示す回路図
【図６】図５における第２の波形合成回路(2)および波
形合成回路の動作を説明する各部の動作波形図
形合成回路の動作を説明する各部の動作波形図
【図７】本発明の実施形態におけるモータ駆動装置の他
例の回路構成を示すブロック線図
例の回路構成を示すブロック線図
【図８】図７における制御入力電圧対モータ電流特性図
(a)および制御入力電圧対前置増幅器の出力電流特性図
(b)
(a)および制御入力電圧対前置増幅器の出力電流特性図
(b)
【図９】図７における他の制御入力電圧対モータ電流特
性図(a)および制御入力電圧対前置増幅器の出力電流特
性図(b)
性図(a)および制御入力電圧対前置増幅器の出力電流特
性図(b)
【図１０】従来のモータ駆動装置の回路構成を示すブロ
ック線図
ック線図
【図１１】図10のモータ駆動装置の制御入力電圧対モー
タ電流特性図(a)および出力トルク対モータ電流および
回転数特性図(b)
タ電流特性図(a)および出力トルク対モータ電流および
回転数特性図(b)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 寺井 保則 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三洋電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭50−58531（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−2410（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/10 H03B 28/00
Claims (2)
- 【請求項１】 電気角６０度の平坦部を持つ３相台形波
と、前記３相台形波の振幅の２／３で振幅一定の波形、
および前記３相台形波の振幅の１／３で振幅一定の波形
から補正波形を作成し、前記補正波形により各相の瞬時
振幅を変調することにより折れ線近似された正弦波を作
成することを特徴とする擬似正弦波の作成方法。 - 【請求項２】 電気角６０度の平坦部を持つ３相台形波
の正側および負側それぞれについて、前記３相台形波か
ら、該３相台形波の振幅の２／３で振幅一定の波形を減
算した波形の正側部分および負側部分に相当する２つの
波形を、前記３相台形波の振幅の１／３で振幅一定の波
形から減算して２つの波形を作成し、前記２つの波形の
絶対値を加算した補正波形を作成し、前記補正波形によ
り各相の瞬時振幅を変調することにより折れ線近似され
た正弦波を作成することを特徴とする請求項１記載の擬
似正弦波の作成方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12887199A JP3289828B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | 擬似正弦波の作成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12887199A JP3289828B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | 擬似正弦波の作成方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5200807A Division JP2973267B2 (ja) | 1993-08-12 | 1993-08-12 | 直流モータの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11356084A JPH11356084A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3289828B2 true JP3289828B2 (ja) | 2002-06-10 |
Family
ID=14995434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12887199A Expired - Fee Related JP3289828B2 (ja) | 1999-05-10 | 1999-05-10 | 擬似正弦波の作成方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3289828B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4552466B2 (ja) | 2004-03-12 | 2010-09-29 | 株式会社日立製作所 | 交流モータの制御装置，２チップインバータ及びワンチップインバータ。 |
-
1999
- 1999-05-10 JP JP12887199A patent/JP3289828B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11356084A (ja) | 1999-12-24 |
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