CN103633784A - 具有负载突降保护器的旋转电机 - Google Patents

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    • H02H9/00Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage

Abstract

本发明涉及具有负载突降保护器的旋转电机。一种用于车辆的旋转电机配备有负载突降保护器。负载突降保护器用于选择性地执行第一和第二负载突降保护操作以抑制由负载突降引起的电压冲击。当确定来自旋转电机的输出电压的速率为小于给定值时,负载突降保护器等待开始第一负载突降保护操作直到期望抑制由旋转电机的整流器模块的开关器件的改变引起的电压冲击的时间为止,并接着执行第一负载突降保护操作。当该速率大于给定值时,负载突降保护器立即开始第二负载突降保护操作。这确保了消除由负载突降引起电压冲击的风险的稳定性。

Description

具有负载突降保护器的旋转电机
技术领域
[0001] 本公开一般涉及要安装在诸如客车或货车的机动车辆中的旋转电机。
背景技术
[0002] 安装在机动车辆中的典型发电机或交流发电机用于通过耦合至其输出端子的充电线将充电功率或工作功率供给至蓄电池或各种类型的电负载。在交流发电机的发电模式期间从电池意外移除输出端子或断开电池端子将导致被称为负载突降(load bump)的电压冲击。这样的冲击(surge)的峰值可能根据来自交流发电机的输出电流的程度而高达100V以上,这将成为导致电负载或交流发电机的电气部件损坏的因素。因此,需要采取针对这样的电压冲击的措施。例如,转让给与本申请的受让人相同的受让人的日本专利首次公布第2012-16158号教导了一种配备有负载突降保护器的机动车交流发电机。具体地,交流发电机包括低侧开关器件是MOS晶体管的桥接电路,并且当由于负载突降而产生的来自交流发电机的输出电压超过了参考电压时,在期望不产生由MOS晶体管的接通而产生的电压尖峰时接通MOS晶体管,从而消除电压冲击的风险。
[0003] 从交流发电机的输出端子断开充电线的一端或者从电池端子断开充电线的另一端被认为是负载突降的原因。当充电线从电池端子断开时,由于其他负载连接到充电线或者充电线本身的阻抗,从负载突降产生的来自交流发电机的输出电压的上升将相对小。如在上述公布中所教导的,机动车交流发电机等待电压尖峰不会发生并接着接通MOS晶体管的机会,从而避免将电压尖峰施加至连接到充电线的电负载。
[0004] 替选地,当从交流发电机的输出端子断开充电线时,这将导致从交流发电机断开所有电负载,从而导致来自交流发电机的输出电压由于负载突降而大幅度上升。因此,当如在上述公布中所教导的交流发电机中那样等待期望电压尖峰不发生的时间时,这会导致过高电压出现在交流发电机的输出端子处的时间长度增加。这可能使得超过击穿电压的电压施加到MOS晶体管或电力控制电路,使得其损坏,从而导致交流发电机的操作的可靠性降低。
发明内容
[0005] 因此,本发明的目的在于提供了一种用于机动车辆的旋转电机的结构,其被设计为快速地抑制由负载突降引起的电压冲击的出现并确保其操作的可靠性。
[0006] 根据本发明的一方面,提供了一种可用作车辆用发电机的旋转电机。该旋转电机包括:(a)电枢绕组,包括两相绕组或更多相绕组;(b)开关单元,用于对在电枢绕组中所感应的电压进行整流,该开关单元配备有桥接电路,该桥接电路包括开关器件,开关器件具有与之并联的二极管,该开关器件用作下臂开关器件,下臂开关器件构成桥接电路的下臂;(c)控制器,用于接通或关断下臂开关器件;(d)电容器,并联连接至开关单元的输出端;
(e)电压改变监测器,用于监测来自开关单元的输出电压以确定输出电压改变的速率;以及
(f)负载突降保护器,用于选择性地执行第一负载突降保护操作和第二负载突降保护操作以抑制由负载突降引起的电压冲击的发生。当由电压改变监测器确定的速率小于给定值时,负载突降保护器按照期望抑制电压冲击的发生的时间来开始第一负载突降保护操作,而当由电压改变监测器确定的速率大于给定值时,负载突降保护器开始第二负载突降保护操作,而不考虑期望抑制电压冲击的发生的时间。
[0007] 例如,当由旋转电机从具有接合至旋转电机的电负载的电池断开旋转电机而产生的负载突降已发生并且具体地输出电压的电平增大或减小的速率小于给定值时,可以等待开始负载突降保护,直到在有效地抑制了电压冲击的发生的时间为止。因此,在这样的情况下,负载突降保护器按照期望抑制电压冲击的时间来开始第一负载突降保护操作,从而最小化电压冲击对电负载的不利影响。替选地,当旋转电机的输出端子的断开已发生时,负载突降将导致输出电压的电平快速上升。因而,负载突降保护器立即开始第二负载突降保护操作,而无需考虑期望抑制电压冲击的时间。
[0008] 在本实施例的优选模式中,在第一负载突降保护操作的模式下,负载突降保护器监测来自开关单元的输出电压,并且当输出电压超过了第一阈值时,向控制器发布接通指令以在期望消除电压冲击的发生的时间接通下臂开关器件。当输出电压超过了第一阈值并接着下降到第二阈值以下时,负载突降保护器向控制器发布关断指令以在期望消除电压冲击的出现的时间关断下臂开关器件。
[0009]当进入第二负载突降保护操作的模式时,负载突降保护器监测来自开关单元的输出电压,并且当输出电压超过了第一阈值时,向控制器发布接通指令以接通下臂开关器件。当输出电压在超过第一阈值之后下降到第二阈值以下时,负载突降保护器向控制器发布关断指令以关断下臂开关器件。
[0010] 在第二负载突降保护操作的模式下,当输出电压已下降到第二阈值以下时,负载突降保护器向控制器输出关断指令以在第一时间段内关断下臂开关器件,并接着在经过了第一时间段之后向控制器输出关断指令以接通下臂开关器件。
[0011] 当来自开关单元的输出电压从第二阈值上升到第一阈值所需的时间段大于或等于第二时间段时,确定由电压改变监测器确定的速率小于给定值。
[0012] 当来自开关单元的输出电压从第一阈值下降到第二阈值所需的时间段长于或等于第三时间段时,确定由电压改变监测器确定的速率小于给定值。
附图说明
[0013] 根据以下给出的详细描述以及根据本发明的优选实施例的附图,将更全面地理解本发明,然而,该详细描述和附图不应被认为将本发明限制为具体实施例,而是仅为了说明和理解的目的。
[0014] 在附图中:
[0015] 图1是用作根据实施例的用作机动车辆的交流发电机的旋转电机的电路图;
[0016] 图2是示出安装在图1的旋转电机中的磁励控制器的内部结构的电路图;
[0017] 图3是示出安装在图1的旋转电机中的整流器模块的内部结构的电路图;
[0018] 图4是示出安装在图3的整流器模块中的控制电路的内部结构的电路图;
[0019] 图5是示出安装在图4的控制电路中的负载突降保护器的内部结构的电路图;
[0020] 图6是示出阈值与来自图1的旋转电机的输出电压的改变之间的关系的图;[0021] 图7是表明来自图1的旋转电机的输出电压与由安装在图5的负载突降保护器中的电压改变确定器作出的确定的结果之间的关系的图;
[0022] 图8 (A)是表示在电池处出现的端子电压改变的图示;
[0023] 图8 (B)是表明在由图1的旋转电机的输出端子的断开而引起负载突降的情况下在定子的相绕组处出现的电压改变的图示;
[0024] 图9是表示用以实现整流和负载突降保护的图1的旋转电机的操作的序列的图示;
[0025] 图10是表示源漏极电压与由安装在图5的负载突降保护器中的MOS电压检测器放大的电压之间的关系的曲线图;
[0026] 图11是表示在由旋转电机的输出端子的断开而引起负载突降的情况下图1的旋转电机的操作序列的图示;
[0027] 图12是表示在由图1的旋转电机的输出端子的断开而引起负载突降的情况下的负载突降保护操作的时序图;
[0028] 图13是在由图1的旋转电机的输出端子的断开而引起负载突降的情况下的负载突降保护操作的变型的时序图;
[0029] 图14是在由图1的旋转电机的输出端子的断开而引起负载突降的情况下的负载突降保护操作的第二变型的时序图;以及
[0030] 图15是示出图2的磁励控制器的变型形式的内部结构的电路图。
具体实施方式
[0031 ] 参照附图,其中在几幅图中相同附图标记是指相同部分,具体参照图1,示出了根据实施例的旋转电机I,其被设计为用于机动车辆的发电机或交流发电机。
[0032] 交流发电机I配备有两个定子绕组(即,电枢绕组)2和3、磁励绕组4、两个整流器模块群5和6、磁励控制器7、齐纳二极管20和30以及二极管22。整流器模块群5和6中的每一个均用作用于定子绕组2和3之一的开关单元。
[0033] 定子绕组2是例如由X相绕组、Y相绕组和Z相绕组构成且卷绕在定子铁芯(未示出)上的多相绕组。类似地,定子绕组3是例如由U相绕组、V相绕组和W相绕组构成且距离定子绕组2以30°的电角度为间隔卷绕在定子铁芯上的多相绕组。定子绕组2和3以及定子铁芯构成交流发电机I的定子。
[0034] 磁励绕组4卷绕在被设置为面向定子铁芯的内周的场极(未示出)上并构成交流发电机I的转子。当磁励电流流过磁励绕组4时,其会使得场极磁化,从而产生旋转磁场,使得在定子绕组2和3处产生交流电压。
[0035] 整流器模块群5电连接至定子绕组2以作为整体构成三相全波整流电路,并且用于将在定子绕组2中感应的交流电流转换为直流电流。整流器模块群5由与定子绕组2的相一样多的整流器模块构成。在该实施例中,整流器模块群5由整流器模块5X、5Y和5Ζ构成。整流器模块5Χ连接至定子绕组2的X相绕组。整流器模块5Υ连接至定子绕组2的Y相绕组。类似地,整流器模块5Ζ连接至定子绕组2的Z相绕组。
[0036] 整流器模块群6电连接至定子绕组3以作为整体构成三相全波整流器(桥接电路),并且用于将在定子绕组3中所感应的交流电流转换为直流电流。整流器模块群6由与定子绕组3的相一样多的整流器模块构成。在该实施例中,整流器模块群6由整流器模块6U、6V和6W构成。整流器模块6U连接至定子绕组3的U相绕组。整流器模块6V连接至定子绕组3的V相绕组。类似地,整流器模块6W连接至定子绕组3的W相绕组。
[0037] 磁励控制器7用于将流过通过F端子与其连接的磁励绕组4的激励电流(也称为磁化电流)控制为来自整流器模块群5和6的输出电压的函数,以使交流发电机I的输出电压Vb (即,来自整流器模块5X、5Y和5Ζ和整流器模块6U、6V和6W中的每一个的输出电压)与稳定电压(regulated voltage) Vreg (即,目标电压)一致。例如,当交流发电机I的输出电压Vb超过稳定电压Vreg时,磁励控制器7停止向磁励绕组4供给激励电流。替选地,当交流发电机I的输出电压Vb下降到稳定电压Vreg以下时,磁励控制器7重新开始向磁励绕组4供给激励电流,以将输出电压Vb增大至与稳定电压Vreg—致。磁励控制器7还用作旋转感测器,其用以基于在耦合至P端的预先选择的一个相绕组(即,在该实施例中为X相绕组)处产生的电压(其将被称为相电压)来检测交流发电机I的转子(即,磁励绕组4)的旋转。当发现转子已停止时,磁励控制器7减小要供给至磁励绕组4的激励电流。具体地,磁励控制器7将要供给至磁励绕组4的激励电流设置为产生交流发电机I的初次激励的值(例如,大约2A)。磁励控制器7还通过通信端子L和通信线与电子控制单元(ECT) 8耦合,该磁励控制器7是用以在其本身与E⑶8之间建立双向串行通信(例如,使用LIN (局部互联网络)协议的所谓的LIN通信)以将消息发送至ECU8或者从ECU8接收消息。
[0038] 齐纳二极管20并联连接至整流器模块群5和6的输出端。具体地,齐纳二极管20被定向为具有通向交流发电机I的输出端的阴极和连接至地的阳极。二极管22与齐纳二极管20串联连接。二极管22用作电流控制器件,其用以阻止当电池9错误地接合至交流发电机I的输出端时所出现的电流的流动。具体地,二极管22的阳极连接至交流发电机I的输出端。如图1所示,二极管22相比于齐纳二极管20更靠近交流发电机I的输出端子,然而,替选地可以相比于齐纳二极管20更靠近交流发电机I的输入端。
[0039] 齐纳二极管30被设置在磁励控制器7的P端子与地之间,并且其阴极耦合至P端子。也就是说,齐纳二极管30并联连接至用于耦合至P端子的预先选择的一个相绕组(SP,在该实施例中为X相绕组)的下臂开关器件(即,下侧开关器件)。齐纳二极管20和30被激励以具有低于开关器件和磁励控制器7的击穿电压的齐纳电压(S卩,击穿电压)。
[0040] 如图2所示,磁励控制器7配备有MOS晶体管71、续流二极管72、电阻器73和74、电压比较器75、磁励电流控制器76、旋转传感器77、通信电路78、电源电路79和电容器80。通信电路78用于建立本身与ECU8之间的串行通信以接收从ECU8输出的关于稳定电压Vreg的数据。
[0041] 电阻器73和74构成分压器,该分压器用于向电压比较器75提供从交流发电机I输出的电压(以下也将称为发电电压)中的一部分。电压比较器75将从分压器输入的一部分发电电压与对应于通信电路78接收到的稳定电压Vreg的参考电压进行比较。当参考电压的电平大于所述一部分发电电压时,电压比较器75输出高电平信号,而当参考电压的电平小于所述一部分发电电压时,电压比较器75输出低电平信号。
[0042] 磁励电流控制器76产生PWM信号以接通或关断MOS晶体管71,该PWM信号具有作为来自电压比较器75的输出的函数而确定的占空比。磁励电流控制器76还可被设计为逐渐地改变磁励电流以便使输出电流的快速改变最小化。[0043] 旋转传感器77通过P端子与定子绕组2的X相绕组耦合,并且用于使用在X相绕组的一端处出现的相电压Vp来检测转子的旋转。具体地,旋转传感器77监测相电压Vp与给定参考电压之间的比较值的循环改变以感测转子的旋转。当整流器模块5X或定子绕组2适当地进行操作而不经历短路时,具有给定振幅的相电压Vp将在交流发电机I的发电模式期间出现在P端子处,从而使得速度传感器77能够使用相电压Vp来感测转子的旋转。
[0044] 磁励电流控制器76接收来自旋转传感器77的输出,并且在确定转子正在旋转时,将在发电模式下所需的用以供给磁励电流的PWM信号输出至磁励绕组4。替选地,当确定转子停止旋转了大于给定时间段(或大于预先选择的循环数)时,即,当在给定时间段内尚未检测到转子的旋转时,磁励电流控制器76输出产生建立交流发电机I的初始激励所需的磁励电流的PWM信号。
[0045] 电源电路79用于将工作电压供给至在磁励控制器7中安装的每个电路部件。电容器80并联连接至整流器模块群5和6的输出端子,并且用来去除添加到整流器模块群5和6的输出端子的噪声并具有例如I μ F的电容。
[0046] 以下将参照图3详细描述整流器模块5Χ的结构和操作。其他整流器模块5Υ、5Ζ、6U、6V和6W在结构和操作上与整流器模块5X相同,这里将省略对其的详细说明。
[0047] 如图3所示,整流器模块5X包括两个MOS晶体管50和51以及控制电路54。MOS晶体管50用作源极接合至定子绕组2的X相绕组且漏极通过充电线12接合至电负载10或电池9的正极端子上臂(即,高侧臂)的开关器件。MOS晶体管51用作漏极接合至定子绕组2的X相绕组并且源极接合至电池9的负极端子(B卩,地)的下臂(即,下侧臂)的开关器件。如图3清楚所示,MOS晶体管50和51中的每一个均配备有并联设置在其源极和漏极之间的二极管。并联连接至MOS晶体管50和51的二极管由寄生二极管(即,体二极管)实现,但替选地可以是分立二极管。MOS晶体管50和51中的至少一个可被其他类型的开关器件所替代。
[0048] 如图4所示,控制电路54配备有控制器100、电源102、电池电压检测器110、操作检测器120和130、负载突降保护器140、温度检测器150、驱动器170和172以及通信电路180。
[0049] 当给定电压在启动引擎时出现在定子绕组2的X相绕组上时电源102开始进行操作,并且将工作电压供给至安装在控制电路54中的每个构成器件。电源102的操作与磁励控制器7的操作相同,并且使用已知技术来实现。
[0050] 驱动器170的输出端子Gl连接至高侧MOS晶体管50的栅极,并且该驱动器170用于产生用以接通或关断MOS晶体管50的驱动信号。类似地,驱动器172的输出端子G2连接至低侧MOS晶体管51的栅极,并且该驱动器172用于产生用以接通或关断MOS晶体管51的驱动信号。
[0051] 电池电压检测器110包括差分放大器和将来自差分放大器的输出转换为数字形式的模数(A/D)转换器。电池电压检测器110通过交流发电机I的输出端子和充电线12连接至电池9的正极端子,并且用于输出关于在电池9的正极端子处出现的电压的数据。
[0052] 操作检测器120包括差分放大器和将来自将来自差分放大器的输出转换为数字形式的模数(A/D)转换器。操作检测器120用于输出关于在高侧MOS晶体管50的源极与漏极之间产生的电压(即,在图3和图4中的端子B与C之间出现的电压)的数据。控制器100对来自操作检测器120的数据进行采样以监测与驱动器170的工作状态对应的MOS晶体管50的工作状态,从而控制或诊断MOS晶体管50的操作。
[0053] 类似地,操作检测器130包括差分放大器和将来自差分放大器的输出转换为数字形式的模数(A/D)转换器。操作检测器130用于输出关于在低侧MOS晶体管51的源极与漏极之间产生的电压(即,在图3和图4中的端子C与D之间出现的电压)的数据。控制器100对来自操作检测器130的数据进行采样以监测与驱动器171的工作状态相对应的MOS晶体管51的工作状态,从而控制或诊断MOS晶体管51的操作。
[0054] 负载突降保护器140监测交流发电机I的输出电压(即,整流器模块群5和6输出的电压(即,在B端子处的电压),并且当在B端子处的电压超过了第一阈值水平Vl (例如,20V)(这表明发生负载突降)时发布负载突降保护操作的指令。随后,当通过负载突降保护操作将在B端子处的电压减小到低于第一阈值水平Vl的第二阈值水平V2(例如,16.5V)以下时,负载突降保护器140发布用以停止负载突降保护操作的指令。在负载突降保护器140开始或停止负载突降保护操作之后,控制器100开始负载突降保护操作或整流操作。稍后将详细描述负载突降保护器140的结构和负载突降保护操作。
[0055] 温度检测器150由恒流源、二极管、差分放大器和将来自差分放大器的输出转换为数字形式的模数(A/D)转换器构成。温度检测器150用于输出关于在二极管处的正向压降的数据,正向压降是其温度的函数。控制器100对从温度监测器150输出的数据进行采样以计算整流器模块5X的温度。
[0056] 通信电路180在操作上与磁励控制器7的通信电路78相同。具体地,通信电路180与连接在磁励控制器7与E⑶8之间的通信端子和通信线耦合,并且在本身与E⑶8之间建立双向串行通信(例如,使用LIN (局部互联网路)协议的所谓的LIN通信)以将消息发送至ECU8或从ECU8接收消息。
[0057] 以下将详细描述负载突降保护操作和用以将负载突降保护操作返回为正常整流操作的操作。这些操作在整流器模块5X、5Y、5Z、6U、6V和6W之间是相同的。因此,为了便于公开,以下讨论将仅涉及整流器模块5X。
[0058] 负载突降的原因一般认为是两种类型:从电池9的正极端子移除充电线12或者从电池9断开大电负载12 (这也将称为电池端子断开)以及从交流发电机I的输出端子移除充电线12 (这也将称为输出端子断开)。在前一种情况(其也将称为原因类型I)的情形下,由于电负载10仍然连接至充电线12,因此需要避免由产生负载突降保护操作引起的冲击电压。在充电线12从交流发电机I断开的后一种情况(其也将称为原因类型2)的情形下,不需要考虑冲击电压对电负载10的不利影响,然而,需要采取应对来自交流发电机I的输出电压快速上升的措施。因此,交流发电机I被设计为区分原因类型I和2,并接着选择性地执行应对原因类型I的第一负载突降保护操作、以及应对原因类型2的第二负载突降保护操作。
[0059] 如图5所示,负载突降保护器140配备有B端子电压检测器141、电压改变监测器200、选择器202和204、第一保护电路210和第二保护电路220。
[0060] B端子电压检测器141用于测量来自交流发电机I (即,整流器模块群5和6)的输出电压VB (B卩,在B端子处产生的电压)。电压改变监测器200用于监测由B端子电压检测器141测量的输出电压VB以确定输出电压VB的改变速率(即,输出电压VB的增大或减小的速率)。电压改变监测器200还用于确定输出电压VB的改变速率是否小于给定值。当确定输出电压VB的改变速率小于给定值时,电压改变监测器200启动第一保护电路210。替选地,当确定输出电压VB的改变速率大于给定值(即,不小于给定值)时,电压改变监测器200启动第二保护电路220。具体地,电压改变监测器200接通选择器202和204中的一个以将第一保护电路210和第二保护电路220中的对应的一个保护电路的输出发送至控制器100。
[0061] 电压改变监测器200所作出的输出电压VB的改变速率是否小于给定值的确定是通过以下操作来实现的:测量输出电压VB从第二阈值电压V2增大至第一阈值电压Vl所需的时间Tl (参见图6)并确定时间Tl是否长于或等于给定时间长度(其也将被称为第二时间段);或者测量输出电压VB从第一阈值电压Vl减小至第二阈值电压V2所需的时间T2(参见图6)并确定时间T2是否长于或等于给定时间长度(其也将称为第三时间段)。当确定时间Tl和T2中的任一个大于给定时间长度中的对应的给定时间长度时,这意味着输出电压VB的改变速率小于给定值。
[0062] 第一保护电路210用于执行应对原因类型I (即,电池端子断开)的第一负载突降保护操作。第一保护电路210包括电压改变确定器211、MOS电压检测器212、激励电流方向检测器213以及定时确定器214和215。
[0063] 电压改变确定器211用作输出电压阈值比较器,其用以确定输出电压VB是否已上升到第一阈值电压Vl以上、或者输出电压VB在超过第一阈值电压Vl之后是否下降到第二阈值电压V2以下。图7表明输出电压VB与电压改变确定器211作出的确定的结果之间的关系。横轴表不输出电压VB。纵轴表不电压改变确定器211所作出的确定的结果。具体地,当输出电压VB超过了 20V (即,第一阈值电压VI)时,电压改变确定器211将其输出从低电平(L)改变为高电平(H)。当输出电压VB超过了 20V并接着下降到16.5V (S卩,第二阈值电压V2)以下时,电压改变确定器211将其输出从高电平(H)改变为低电平(L)。
[0064] MOS电压检测器212用于测量在低侧MOS晶体管51的源极与漏极之间产生的电压Vds (B卩,图3和图4中的端子C-D电压)。激励电流方向检测器213用于分析由MOS电压检测器212得到的源漏极电压Vds,以当MOS晶体管51接通时确定在MOS晶体管51的源极与漏极之间的流动的电流的方向。
[0065] 在以下讨论中,在电池9处所产生的端子电压由Vbatt表示,以及当MOS晶体管50或51接通时在MOS晶体管50或51的源极与漏极之间产生的电压由a表示。当负载突降没有发生并且例如在定子绕组2的X相绕组的相电压Vx超过Vbatt+a时,控制电路54接通高侧MOS晶体管50,而当负载突降没有发生并且在定子绕组2的X相绕组处的相电压Vx下降到-a时,控制电路54接通低侧MOS晶体管51,从而执行同步整流(参见图8 (A))。
[0066] 在同步整流操作中电池端子断开或输出端子断开的情况下,如上所述,将发生负载突降,其导致在交流发电机I的定子绕组2和3的每个相绕组处的电压冲击(参见图8(B))。如图8 (B)所表明,这可能引起相电压V111 (例如,相电压Vx)上升到电池9的端子电压Vbatt以上,例如,高达100V或以上。在这样的情况下,整流器模块5X开始预先负载突降保护操作,并接着执行负载突降保护操作,以便保护交流发电机I中的整流器模块5X等、磁励控制器7或电负载10 (参见图9)。
[0067] 在图9中,“整流”表示作为在没有由电池端子断开而引起的负载突降的情况下交流发电机I的一系列操作模式之一的整流模式。当电池端子断开在整流操作模式期间发生而使得相电压Vx超过20V时(在电池9由额定电压为12V的铅酸蓄电池构成的情况下),交流发电机I进入预先负载突降保护模式以开始预先负载突降保护操作。预先负载突降保护操作是为了设置应该开始负载突降保护模式的最佳时间。具体地,在进入负载突降保护模式时,负载突降保护器140在将抑制电压尖峰或冲击发生时向控制器发布负载突降保护指令。
[0068] 例如,当在负载突降的情况下相电压Vx超过20V时,控制电路54接通低侧MOS晶体管51并同时关断高侧MOS晶体管50,以执行负载突降保护操作。控制电路54分别将MOS晶体管51和50保持在接通和关断状态,直到由负载突降所引起的电压冲击消失为止。如图8 (B)所示,这将相电压Vui (即,相电压Vx)在负载突降保护模式期间限制为在-a到+a的范围内的电压VP。
[0069] 在进入负载突降保护模式之前,高侧MOS晶体管50置于接通状态,而低侧MOS晶体管51置于关断状态。因此,在进入负载突降保护模式时MOS晶体管50和51分别从接通状态到关断状态以及从关断状态到接通状态的瞬时切换导致在图8 (B)中的时间段A内在X相绕组处的大电压尖峰或冲击。具体地,MOS晶体管50和51中的每一个实际上在其完全在接通状态与关断状态之间切换的时间上具有独立可变性。因此,如果仅高侧MOS晶体管50开始关断的时间稍微提前,则将导致流过X相绕组的电流的瞬时切断,这导致产生大电压冲击。
[0070] 在图8(B)中的每个时间段B内,没有电流流过X相绕组,但低侧MOS晶体管51的源极与漏极之间的电位差大,从而使得在接通MOS晶体管51的瞬间在X相绕组中产生大电流。这样的X相绕组中的电流流动的大改变将导致在X相绕组处产生大电压尖峰或冲击。
[0071] 从上述讨论显而易见的是,在时间段A或B内进入负载突降保护模式遭遇了交流发电机I的电压冲击的上述可能性。为了避免该问题,整流器模块5X (B卩,控制器100)被设计为在发现已进入图8 (B)中的时间段C时开始负载突降保护操作。预先负载突降保护操作确定当进入时间段C时,已达到开始负载突降保护操作的最佳时间。
[0072] 类似地,当需要在通过负载突降保护操作来避免由于电池端子断开而由负载突降引起的电压冲击之后恢复整流操作时,整流器模块5X (S卩,控制电路54)执行预恢复操作(参见图9)。具体地,整流器模块5X进入预恢复模式,以在由于负载突降已提升的相电压Vx下降到16.5V以下时开始预恢复操作。预恢复操作是为了设置应该恢复整流操作的最佳时间。具体地,在将避免由整流操作模式的恢复(即,切换MOS晶体管50和51)而引起的电压冲击时,负载突降保护器140向控制器100发布整流恢复指令。控制器100对整流恢复指令作出响应以关断低侧MOS晶体管51并接着开始整流操作(即,同步整流),如上所述。
[0073] 在负载突降保护操作期间,保持低侧MOS晶体管51接通,使得在X相绕组处产生图8 (B)中的相电压Vp。因此,当在图8 (B)中的B到A到B的时间段内关断低侧MOS晶体管51时,将切断在X相绕组中流过MOS晶体管51的大幅度电流,从而导致大电压冲击的发生。为了避免这样的电压冲击,整流器模块5X (即,控制电路54)被设计为如在预先负载突降保护模式下一样在确定已进入图8 (B)中的时间段C时开始正常整流操作。预恢复操作确定当进入时间段C时,已达到恢复整流操作的最佳时间。
[0074] 当在进入负载突降保护模式之前(B卩,在接通低侧MOS晶体管51之前)发生负载突降时,在图8 (B)中的从B到A到B的时间段内产生的相电压Vui保持在OV以上。确定是否进入了时间段C(S卩,当MOS晶体管51接通时,电流是否将在与允许电流通过并联连接至MOS晶体管51的二极管的正向方向相反的方向上流过该MOS晶体管51)因而通过检查相电压Vui (B卩,MOS晶体管51的源极与漏极之间的电压Vds)是否已下降到低于OV的参考电压Vref下来实现。当源漏极电压Vds低于参考电压Vref时,意味着相电压Vld的电平处于表示如图8 (B)所示的时间段C已开始的范围内。在这样的条件下,激励电流方向检测器213产生高电平的输出。
[0075] 实际上,MOS电压监测器212难以准确地测量_0.1V到+0.1V的范围的电压,并且激励电流方向检测器213难以准确地将来自MOS电压检测器212的输出与设置为接近OV的参考电压Vref进行比较。结果,MOS电压检测器212被设计为以给定增益放大源漏极电压Vds的电平以产生电压Vds’。激励电流方向检测器23用于将电压Vds’与给定参考电压进行比较,以作出源漏极电压Vds是否低于参考电压Vref的确定。
[0076] 图10是表示经MOS电压检测器212放大的源漏极电压Vds与电压Vds’之间的关系的曲线图。纵轴表示电压Vds’。横轴表示源漏极电压Vds。如在图8 (B)中可以看到的,要将源漏极电压Vds与参考电压Vref进行比较的范围在-0.1V与+0.1V之间。MOS电压检测器212将源漏极电压Vds的电平放大例如20倍。在图10的示例中,-0.1V被转换为0V,以及+0.1V被转换为+5V。电压Vds’的电平在OV至+5V的范围内线性改变。也就是说,如在图10中可以看到的,电压Vds’的电平与源漏极电压Vds的电平线性对应。当源漏极电压Vds已下降到-0.1V以下时,来自MOS电压检测器212的输出被钳制到0V,而当源漏极电压Vds已超过+0.1V时,来自MOS电压检测器的输出被钳制到5V。为了准确确定是否进入了如图8 (B)所示的时间段C,需要将参考电压Vref ’设置为接近+5V。
[0077] 激励电流方向检测器213将从MOS电压检测器212输出的电压Vds’与参考电压Vref ’进行比较,并且当电压Vds’低于参考电压Vref ’时输出高电平,而当电压Vds’高于参考电压Vref’时输出低电平。
[0078] 定时确定器214用于当在来自电压改变确定器211的输出从低电平改变为高电平之后来自激励电流方向检测器213的输出已变为高电平时(B卩,当输出电压VB在负载突降存在时已超过20V并且确定如图8 (B)所示的时间段C已开始时),输出高电平信号。从定时确定器214输出的高电平信号携带负载突降保护开始指令,如上所述。控制器100控制驱动器170关断高侧MOS晶体管50并且还控制驱动器172接通低侧MOS晶体管51以开始负载突降保护操作。
[0079] 定时确定器215用于当在来自电压改变确定器211的输出已从高电平变为低电平之后来自激励电流方向检测器213的输出已变为高电平时(B卩,当输出电压VB在负载突降存在时已超过20V且接着下降到16.5V以下并且确定如图8 (B)所示的时间段C已开始时),输出高电平信号。从定时确定器214输出的高电平信号携带整流恢复指令,如上所述。控制器100控制驱动器172关断低侧MOS晶体管51并接着恢复同步整流操作。
[0080] 第二保护电路220用于执行应对原因类型2 (即,输出端子断开)的第二负载突降保护操作。如图5所示的第二保护电路220包括电压改变确定器221、保护模式确定器225和中断信号生成器226。
[0081] 电压改变确定器221用作输出电压-阈值比较器,其用以将由B端子电压检测器141测量的输出电压VB的电平与三个阈值V1、V2和V3中的每一个进行比较。具体地,电压改变确定器221配备有Vl比较器222、V2比较器223和V3比较器224。
[0082] Vl比较器222将输出电压VB与第一阈值Vl (例如,20V)进行比较,并且当输出电压VB大于第一阈值Vl时输出例如高电平信号。来自Vl比较器222的输出通过选择器202被传送至控制器100。当来自Vl比较器222的输出已从低电平变为高电平从而表明负载突降发生时,控制器100控制驱动器170关断高侧MOS晶体管50,并且还控制驱动器172接通低侧MOS晶体管51,以开始用于降低超过了第一阈值Vl的输出电压VB的负载突降保护操作。
[0083] V2比较器223将输出电压VB与第二阈值V2进行比较,并且当输出电压VB低于第二阈值V2时输出例如高电平。第二阈值V2表明已开始负载突降保护操作的事实,从而输出电压VB已下降并被设置为例如低于第一阈值Vl (例如,20V)的16.5V。
[0084] 来自V2比较器223的输出被传送至中断信号生成器226。具体地,当来自V2比较器223的输出从低电平变为高电平(这表明输出电压VB已下降到第二阈值V2以下)时,中断信号发生器226用于在给定时间段(其也将被称为第一时间段)内输出高电平脉冲信号。来自中断信号生成器226的输出通过选择器204被传送至控制器100。控制器100对来自中断信号生成器226的高电平信号作出响应以在对应于第一时间段的时间段内中断负载突降保护操作。具体地,控制器100在给定时间段内起动驱动器172以关断低侧MOS晶体管51而同时保持高侧MOS晶体管50关断。在经过了给定时间段之后,控制器100再次起动驱动器172以接通低侧MOS晶体管51。稍后将详细描述如何确定来自中断信号生成器226的输出被保持在高电平的给定时间段(S卩,第一时间段)。
[0085] V3比较器224将输出电压VB与第三阈值V3进行比较,并且当输出电压VB低于第三阈值V3时输出例如高电平信号。第三阈值V3用于检测负载突降保护操作终止的时间。V3比较器224使用响应于从中断信号生成器226输出的脉冲信号而紧接在MOS晶体管51保持关断了给定时间段之后所产生的输出电压VB,以将其与第三阈值V3进行比较。紧接在MOS晶体管继续关断给定时间段之后,控制器100输出时间信号。V3比较器224对该时间信号作出响应以开始将输出电压VB与第三阈值V3进行比较。
[0086] 保护模式确定器225用于确定是否正执行针对原因类型2 (即,输出端子端口)所准备的负载突降保护操作。具体地,保护模式确定器225确定来自Vl比较器221的输出是否已改变以开始负载突降保护操作。当来自Vl比较器221的输出已变为高电平时,保护模式确定器225确定负载突降保护操作已开始并且将表示这样的事实的信号输出至V3比较器224。随后,当来自V3比较器224的输出已变为高电平时,保护模式确定器225确定负载突降保护操作已终止。第三阈值V3被设置为低于第一阈值Vl而高于第二阈值V2。可替选地选择等于第二阈值V2的第三阈值V3。这允许在V2比较223与V3比较器224之间共享单电路结构。
[0087] 图11示出交流发电机I (S卩,控制电路54)的操作序列。步骤SI表示在不存在负载突降时所执行的整流操作。当负载突降没有发生并且例如在定子绕组2的X相绕组处的相电压Vx超过在电池9处的端子电压Vbatt与在被接通时MOS晶体管50或51的源极和漏极之间产生的电压a的总和时,控制电路54接通高侧MOS晶体管50,而当负载突降没有发生并且在定子绕组2的X相绕组处的相电压Vx下降到_a (B卩,源漏极电压a的负数)时,控制电路54接通低侧MOS晶体管51,从而执行同步整流(参见图8 (A)以及图11中的步骤SI)以将输出电压VB调整为目标电压Vreg (例如,14.5V)。与这样的整流操作并行地,Vl比较器222将输出电压VB与第一阈值Vl进行比较(参见图11中的步骤S2)。如果充电线12从交流发电机I的输出端子断开,则如上所述的负载突降将发生,这导致在交流发电机I的定子绕组2和3的每个相绕组处的电压冲击。这使得输出电压VB上升到第一阈值Vl以上。因此,Vl比较器222将表示负载突降保护操作的开始的高电平信号输出至控制器100。然后,控制器100启动驱动器170以关断高侧(上臂)M0S晶体管50,并且还启动驱动器172以接通低侧(下臂)M0S晶体管51 (参见图11中的步骤S3)。
[0088] 在来自VI比较器222的输出变为高电平与当控制器100开始启动驱动器172以接通MOS晶体管51时之间始终存在时滞。这样的时滞由图12中的Tr表达。具体地,在来自Vl比较器222的输出变为高电平以后经过了时滞Tr之后,控制器100关断MOS晶体管50并接通MOS晶体管51。输出电压VB继续上升,直到MOS晶体管51接通为止。然而,当输出电压VB达到连接至交流发电机I的输出端子的齐纳二极管200的齐纳电压时,或者更确切地,当输出电压VB减去二极管22的正向电压达到齐纳二极管10的齐纳电压时,输出电压VB保持为齐纳电压。这由表示齐纳二极管20的操作的线上的“开(0N)”表示。
[0089] 在下臂MOS晶体管51接通之后,输出电压VB下降。V2比较器223确定输出电压VB是否已下降到第二阈值V2以下(参见图11中的步骤S4)。当输出电压VB以下降到第二阈值V2以下时,V2比较器223将表示这样的事实的信号输出至中断信号生成器226。中断信号生成器226继续在预定时间段(即,第一时间段)内将高电平脉冲信号输出至控制器100。控制器100起动驱动器172以在作为预定时间段(例如,第一时间段)的函数而给出的时间段内关断低侧MOS晶体管51。在经过了预定时间段之后,控制器100再次起动驱动器172以接通低侧MOS晶体管51 (参见图11的步骤S5)。
[0090] 在从中断信号生成器226输出脉冲信号与当控制器100开始起动驱动器172以关断MOS晶体管51时之间存在时滞。这样的时滞由图12中的Tr表达,并且基本上与如上所述在来自VI比较器222的输出变为高电平与当控制器100开始起动驱动器172以接通MOS晶体管51从而开始负载突降保护操作时之间的时滞相同,然而,该时滞可以与其不同。MOS晶体管51保持关断的时间段由图21中的TO表达。V3比较器224在紧接在MOS晶体管51保持关断时间段TO之后对输出电压TB进行采样,并将其与第三阈值V3进行比较(参见图11中的步骤S6)。
[0091] 直到负载突降的情况下储存在交流发电机I的定子中的能量消失,在上臂MOS晶体管50保持关断的条件下关断下臂MOS晶体管51使得电流流过并联连接至MOS晶体管50的二极管,从而输出电压VB开始再次上升。因此,紧接在MOS晶体管51关断时间段TO之后的输出电压VB超过第三阈值V3,使得负载突降保护操作继续。在负载突降的情况下储存在定子中的能量消失,使得紧接在MOS晶体管51关断时间段TO之后的输出电压VB下降到第三阈值V3以下。因此,控制器100停止负载突降保护操作,然后恢复同步整流操作。
[0092] 以下将描述如何确定在负载突降保护模式下下臂MOS晶体管51保持关断的时间段。在输出端子断开的情况下的负载突降保护操作中,紧接在下臂MOS晶体管51关断给定时间段之后所采样的输出电压VB的电平用于确定应随后的关断请求应该关断MOS晶体管51的时间段(以下也将称为关断持续时间),也就是说,随后输出电压VB何时下降到第二阈值V2以下。也就是说,将下臂MOS晶体管51保持关断的关断持续时间确定为在负载突降的情况下输出电压VB上升的速率的函数。与当检测输出电压VB以再次接通MOS晶体管51时相比,关断持续时间的最小值被设置为比时滞Tr短,从而使得MOS晶体管51快速接通。这避免了输出电压VB由于在接通MOS晶体管51时的延迟而不期望地上升。更具体地,按照如下述三种方法中的任一种来确定关断持续时间。
[0093] 第一种方法
[0094] 当紧接在下臂MOS晶体管51保持关断给定时间段之后提升的输出电压VB的电平大于或等于第一阈值Vl时,将接下来要关断MOS晶体管51的时间段TO (即,关断持续时间)设置为短于时滞Tr,如图12所表明的那样。与检测到输出电压VB超过了第一阈值Vl并且MOS晶体管51接着再次接通的事实相比,这使得MOS晶体管51快速接通。这避免了输出电压VB由于在接通MOS晶体管51时的延迟而不期望地上升。
[0095] 第二种方法
[0096] 当紧接在下臂MOS晶体管51保持关断给定时间段之后提升的输出电压VB的电平如图13所示大于或等于第一阈值Vl时,将接下来要关断MOS晶体管51的时间段TO (BP,关断持续时间)设置为小于MOS晶体管51最后一次或比一个关断周期更早地保持关断的给定时间段(即,时间段T0)的一半。当给定时间段的一半短于预定下限时,将时间段TO设置为下限。该方法是由于MOS晶体管51再次接通的时间将不期望地延迟的预期,并且设置时间段TO以补偿这样的延迟,从而避免输出电压VB由于在接通MOS晶体管51时的延迟而不期望地上升。
[0097] 第三种方法
[0098] 当紧接在下臂MOS晶体管51保持关断给定时间段之后提升的输出电压VB的电平如图14所示在第一阈值Vl与第二阈值V2之间时,将接下来要关断MOS晶体管51的时间段TO (即,关断持续时间)选择为比MOS晶体管51最后一次保持关断的给定时间段(B卩,时间段T0)长两倍以上。该方法避免了下一次较早接通MOS晶体管51并且推迟了接下来要接通MOS晶体管51的时间,从而确保足够的时间保持MOS晶体管51关断。这避免了输出电压VB的不期望地上升。
[0099] 可按照上述第一种方法和第二种方法中的任一种来确定时间段(B卩,关断持续时间)。第三种方法可与第一种方法和第二种方法之一结合使用。
[0100] 从上述讨论明显的是,当由电池端子断开引起的负载突降已发生时,交流发电机I的控制电路54用于执行第一负载突降保护操作以抑制在交流发电机I中发生的电压冲击。具体地,当输出电压VB的电平增大或减小的速率小于给定值时,控制电路54等待开始负载突降保护直到到达期望消除电压冲击的发生的时间为止,并接着执行该负载突降保护,从而最小化电压冲击对电负载10的不利影响。由输出端子断开引起的负载突降导致输出电压VB的电平快速上升。因此,允许控制电路54立即开始第二负载突降保护,从而快速地消除电压冲击并确保交流发电机I的操作的可靠性。
[0101] 当下臂MOS晶体管51接通时以及当下臂MOS晶体管51关断时都执行第一负载突降保护操作,从而完全消除了由负载突降引起的电压尖峰。当检测到负载突降时,立即开始第二负载突降保护操作,从而快速地抑制电压冲击的发生。
[0102] 在负载突降的情况下,第二负载突降保护操作用于计算下臂MOS晶体管51保持关断的时间段以对在控制器100的操作中的时滞进行补偿,从而避免要关断MOS晶体管51的持续时间的不期望增加,以在第二负载突降保护操作期间消除来自交流发电机I的输出电压的过度上升的风险。
[0103] 通过测量输出电压VB在第一阈值Vl与第二阈值V2之间改变所花费的时间来实现对输出电压VB增大或减小的速率的确定,从而消除对交流发电机I的附加结构的需要。
[0104] 尽管为了利于更好地理解本发明而按照优选实施例公开了本发明,但应该理解,在不背离本发明的原理的情况下,可以各种方式实现本发明。因此,本发明应被理解为包括在不背离所附权利要求阐述的本发明的原理的情况下可以实现的所有可能实施例以及对所示实施例的变型。
[0105] 例如,交流发电机I可被设计为包括定子绕组2和3中的一个以及整流器模块群5和6中的对应一个整流器模块群。
[0106] 以上已将交流发电机I说明为使用整流器模块5X、5Y、5Z、6V和6W来执行整流操作(即,发电),但可替选地被设计为控制MOS晶体管50和51的接通时间和关断时间,以将从电池9供给的直流电流转换为交流电流并将其供给至定子绕组2和3,从而以电机模式操作交流发电机I。
[0107] 替选地,整流器模块群5和6中的每一个均可配备有两个或多于三个的整流器模块。
[0108] 整流器模块5X、5Y、5Z、6V和6W针对每一个均用于通过X相绕组、Y相绕组和Z相绕组、U相绕组、V相绕组和W相绕组中的对应的一个相绕组控制同步整流,然而,交流发电机I可以被设计为使单个整流控制器用于所有X相绕组、Y相绕组和Z相绕组、U相绕组、V相绕组和W相绕组。
[0109] 整流器模块5X、5Y、5Z、6U、6V和6W中的每一个的上臂和下臂均包括MOS晶体管50和51,然而,仅下臂可配备有MOS晶体管,而上臂可由二极管构成。
[0110] 交流发电机I配备有全部布置在磁励控制器7外部的齐纳二极管20和30以及二极管22,然而,如图15所示,磁励控制器7可被设计为具有安装在其中的齐纳二极管20和30以及二极管22。这消除了将齐纳二极管20和30以及二极管22中的每一个独立于磁励控制器7而安装在交流发电机I中的需要,从而利于制造交流发电机I。齐纳二极管20和30以及二极管22中的仅一个或两个可被设置在磁励控制器7内部。电容器80可被布置在磁励控制器7外部。
[0111] 在由输出端子断开引起的负载突降的情况下,如图5所示,第二保护电路220执行第二负载突降保护操作,以在输出电压VB已下降到第二阈值V2以下的设置时间段内关断下臂MOS晶体管51并接着再次将其接通,然而,替选地,第二保护电路220可以被设计为将MOS晶体管51保持关断直到输出电压VB达到第一阈值Vl为止。可通过将第二保护电路220设计为在来自第一保护电路210的电压改变确定器211的输出被置于高电平时接通MOS晶体管51来实现这样的负载突降保护操作。

Claims (6)

1.一种用于车辆的旋转电机,包括: 电枢绕组,包括两相绕组或更多相绕组; 开关单元,用于对在所述电枢绕组中所感应的电压进行整流,所述开关单元配备有桥接电路,所述桥接电路包括开关器件,所述开关器件具有与之并联连接的二极管,所述开关器件用作下臂开关器件,所述下臂开关器件构成所述桥接电路的下臂; 控制器,用于接通或关断所述下臂开关器件; 电容器,并联连接至所述开关单元的输出端; 电压改变监测器,用于监测来自所述开关单元的输出电压以确定所述输出电压改变的速率; 负载突降保护器,用于选择性地执行第一负载突降保护操作和第二负载突降保护操作以抑制由负载突降引起的电压冲击的发生,当由所述电压改变监测器确定的速率小于给定值时,所述负载突降保护器按照期望抑制电压冲击的发生的时间来开始所述第一负载突降保护操作,而当由所述电压改变监测器确定的速率大于所述给定值时,所述负载突降保护器开始所述第二负载突降保护操作而不考虑期望抑制电压冲击的发生的时间。
2.根据权利要求1所述的旋转电机,其中,在所述第一负载突降保护操作的模式下,所述负载突降保护器监测来自所述开关单元的输出电压,并且当所述输出电压超过了第一阈值时,向所述控制器发布接通指令以在期望消除电压冲击的时间接通所述下臂开关器件,当所述输出电压在超过所述第一阈值之后下降到了第二阈值以下时,所述负载突降保护器向所述控制器发布关断指令以在期望消除电压冲击的时间关断所述下臂开关器件。
3.根据权利要求1所述的旋转电机,其中,在进入所述第二负载突降保护操作的模式时,所述负载突降保护器监测来自所述开关单元的输出电压,并且当所述输出电压超过了第一阈值时,向所述控制器发布接通指令以接通所述下臂开关器件,而当所述输出电压在超过所述第一阈值之后下降到了第二阈值以下时,所述负载突降保护器向所述控制器发布关断指令以关断所述下臂开关器件。
4.根据权利要求3所述的旋转电机,其中,在所述第二负载突降保护操作的模式下,当所述输出电压下降到了所述第二阈值以下时,所述负载突降保护器向所述控制器输出关断指令以在第一时间段内关断所述下臂开关器件,并接着在经过了所述第一时间段之后向所述控制器输出关断指令以接通所述下臂开关器件。
5.根据权利要求2所述的旋转电机,其中,当来自所述开关单元的输出电压从所述第二阈值上升到所述第一阈值所需的时间段大于或等于第二时间段时,确定由所述电压改变监测器确定的速率小于所述给定值。
6.根据权利要求2所述的旋转电机,其中,当来自所述开关单元的输出电压从所述第一阈值下降到所述第二阈值所需的时间段长于或等于第三时间段时,确定由所述电压改变监测器确定的速率小于所述给定值。
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