CN103518140A - 用于测量电荷的系统 - Google Patents

Abstract

一种用于测量电荷的系统，包括：连接到电荷积分器（120）的电容检测器（110），电荷积分器（120）是具有电容反馈（130）的运算放大器，其中电荷积分器（120）的输入级（121）包括一对对称连接的JFET型晶体管（T₁、T₂），晶体管（T₁、T₂）具有连接到电荷积分器（120）的输入的栅极。

Description

用于测量电荷的系统

本发明涉及用于测量电荷的系统。当介质的评估是基于测量所产生的电荷的运动时可以使用用于测量电荷的精确系统，例如对于在电离粒子检测器中的电离的测量过程。这些粒子可以是带电基本粒子、原子核或X或伽玛光子。也可以在其他物理体系中使用此类型的系统。

众所周知，用于测量电荷的系统使用电荷积分器。此类型的典型结构如图1所示。系统包括连接到电荷积分器120的电容检测器110，其中电荷积分器120是带有电容反馈130的运算放大器。这样的系统已经在K.Korbel的出版物“Elektronika Front End”（“前端电子学”）（Uczelniane WydawnictwaNaukowo-Dydaktyczne,Kraków2000）中被说明。

此种类型系统中的电荷q的测量是基于将在检测系统中累积的电荷传导至反馈的参考容量C_f并且读取此容量的电荷，此电荷由如下方程描述：

$u=\frac{q}{C_f}$

检测器110的电容C_d与电荷积分器120的输入相连接，此输入由输入阻抗所表示。此阻抗拥有电容特性并且主要包括系统C_dyn＝(K+1)C_f的动态电容，并且由并行连接到输入的几何电容C_wej稍作修改。检测器电容C_d和输入电容C_wej的这种并行连接使在检测器的αq部分中累积的电荷q被传导至电容C_f。系数α等于：

$\mathrm{\α}=\frac{C_{\mathrm{wej}}+(K+1)C_f}{C_d+C_{\mathrm{wej}}+(K+1)C_f}$

由于通过放大器系统（无反馈）的放大K非常大（通常K=10³...10⁹），因此对于典型的电容值，C_f，C_wej，C_d（在从一到几百pF的范围内），系数α接近统一。由于这个原因，由检测器收集的几乎全部电荷都被传导进电容反馈中。由检测器收集的电荷q的大小依赖于检测器的大小、它的类型（所使用的物质，即气体或固体半导体）以及累积所产生电荷的电场的值。为了最优化地累积此电荷，使用相对高的电压来给检测系统供电。这给放大器输入系统造成了相当高的风险。

积分器的结构已知，在其中放大器的输入级使用JFET晶体管。此结构的示例如图2所示。此方案的主要优点源于检测器信号相对于JFET T₁′晶体管的系统热噪声的最优比率。在此种放大器中，可能获得低程度的噪声扩散。JFETT₁′晶体管中的栅极-源极结（junction）是反向偏压的，并且因此特征在于高电阻，在10⁸-10⁹欧姆的范围内。结电压可以改变范围，从定义截止电压的负值到晶体管电流到达饱和电流的中性值。如果输入电压在此范围之外（从ca.-5V到0V），则可以对输入系统构成威胁，尤其是在朝向反向偏压范围极化的较大电压的情况下。对于典型的JFET，超过截止电压仅几伏特可以导致它们的损坏。在测量电荷的系统中，检测器（传感器电极）电压的过快断开、检测器（传感器电极）的短路或者传感器电极上的另一个电场脉冲的存在可以导致这种情况。

可以通过建立针对快速电压变化进行防护的高电压调控系统来防止损坏。然而这些系统不能针对检测器的短路对放大器进行防护。此短路尤其在检测器倍增的情况下是可能的，如气体计量表和使用雪崩效应的二极管。这些检测器在电压接近击穿电压时工作，并且因此甚至具有小的波动，例如由于气体压力的小变化，损坏输入放大器级的电荷就可能发生。

例如可以使用如图1所示的半导体二极管140形式的防护系统。当这样的二极管超过临界电压时，其避免与输入相连接的小电阻累积造成的电压进一步增加。这些方案都相对安全，但是由于它们的无源特性，它们会造成额外的噪声。在一些要求低噪声水平的敏感应用中这种情况尤其是不期望的，例如通过元件的特性X射线辐射的识别对该元件的检测。

本发明的目的在于为输入放大器级设计针对输入电压水平超越允许范围的有源保护，并且这不会使放大器的噪声特性变差。

本发明的对象是一种用于测量电荷的系统，其包括连接到具备带有电容反馈的运算放大器形式的电荷积分器的电容检测器，其中电荷积分器的输入级包括一对对称连接的JFET型晶体管，具有连接到电荷积分器的输入的栅极。

电荷积分器的输入级可以包括至少两对并行的对称连接的JFET型晶体管

电荷积分器的输入级可以被连接到对称连接的共基极放大器。

在电荷积分器的输入级，与电流源并行连接的开关可以被连接到对称连接的晶体管中的每一个源极，其中系统可以进一步包括用于评估电荷积分器的输出电压的系统，被配置为当输出电压超过电压上限时打开开关中的一个开关，并且当输出电压降到低于电压下限时打开其他开关。

在附图中用示范性的实施例说明本发明的对象，其中：

图1示出了用于测量电荷的系统的通用结构；

图2示出了现有技术的电荷积分器的电路原理图；

图3示出了根据本发明的电荷积分器的电路原理图；

图4示出了在图2的电荷积分器中操作点的电势的改变，其中V_EE代表晶体管T₃′和T₄′的发射极之间的电压；

图5示出了在图3的电荷积分器中操作点的电势的改变，其中V_EE代表晶体管T₃和T₄的发射极之间的电压；

图6示出了展示系统中噪声的辅助电路原理图；

图7示出了带有用于耗散电容反馈的系统的根据本发明的电荷积分器的电路原理图。

构成根据本发明的用于测量电荷的系统的元件的电荷积分器的结构如图3所示。电荷积分器的输入级121包括一对对称连接的JFET晶体管：T₁、T₂，T₁和T₂的栅极被连接到电荷积分器120的输入。输入系统的结构由于所使用的晶体管的类型而是对称的，并迫使供电电压的操作和系统的操作是对称的，从而定义了系统的操作点。如图2所示的典型方案，晶体管T₁与晶体管T₃由电流源供电，由于在点P₁处的恒定电压造成由电阻R₁形成该电流源。在P₁点处的电压的近似稳定度是采用恒定电压给晶体管T₃的基极供电的结果（发射极电压比此电压大约高出基极-发射极结的恒定电压）。如果负电势脉冲发生，则流经晶体管T₁的电流减小。由于晶体管T₁和T₃由普通电流源、电阻R₁供电，因此流经晶体管T₁的电流的减小造成流经晶体管T₃的电流的同等（在幅值上）增大。晶体管T₃可以被作为共基级放大器的一部分对待。在图2所示的方案中，这个系统的有源负载构成了由晶体管T₄′形成的电流源，并且放大信号生成所基于的原则如图4所示。图4示出了在P₂′点的电势的偏移，此偏移是晶体管T₃′和晶体管T₄′形成的电流源的集电极特性之间交集的结果，其中V_EE是晶体管T₃′和T₄′的发射极之间的电压。在根据本发明的方案的情况下，晶体管T₄构成晶体管T₃的负载，并且由它自己对称地构成放大器OB的一部分，晶体管T₃对于放大器OB构成了有源负载。在负脉冲的情况下，输入使晶体管T₁中的电流减小同时使晶体管T₂中的电流增加。根据本发明的方案中的输出脉冲的生成原理如图5所示。这里系统中的放大电压是如图2的已知方案的平均两倍高（依赖于所使用的晶体管的参数）。图5示出了在P₂点的电势的改变，此改变是晶体管T₃和T₄的集电极特性的交集的结果，其中V_EE代表是晶体管T₃和T₄的发射极之间的电压。

因此电荷积分器的输入系统是由JFET型晶体管的两个结形成的。可以假设两个反并联连接的二极管构成针对过高电压脉冲发生的防护。

根据本发明的方案的另一个重要特性是当测量具有可变符号的电荷时系统内噪声最优化的可能性，这对于测量由交替变化方向的电流而感应的电荷来说尤其重要。

积分器系统噪声主要与来自反馈电阻R_f的热噪声、来自JFET晶体管通道的热噪声以及与流入输入积分器的电流流动相关联的散粒噪声相关联。为了清晰地描述这些类型噪声对于设备解析度的影响，可以就噪声的来源以及噪声会中断由检测器生成的信号的频率做一些假设。

因此可以假设系统噪声可以由连接到电荷积分器的相应的电流I_p和电压V_s的源表示，如图6所示。

可以假设对于电流源的噪声强度的带密度（band density）由如下公式定义：

$\frac{d(\⟨I^2\⟩)}{\mathrm{df}}=a$

其中常数a描述白噪声的量级。此电流源代表与耦合电阻R_f相关联的噪声以及栅极电流和检测器电流的散粒噪声。常数a的值可以被定义为：

$a=\frac{4\mathrm{kT}}{R_f}+2e{I}_G+2e{I}_D$

其中e代表电子电荷。

在所提出的简化中，假设噪声源的电压具有由如下公式定义的带密度：

$\frac{d(\⟨V^2\⟩)}{\mathrm{df}}=b+\frac{A_F}{f}$

其中常数b定义白噪声，并且常数A_F表征过度噪声的特性。对于场晶体管，常数b通过如下公式作为互导g_m（JFET晶体管特性的斜率）表达：

$b=\frac{2.8\mathrm{kT}}{\mathrm{gm}}$

由于噪声对于信号输出的贡献依赖于分析频带（在系统中存在电容C_f、C_wej、C_d，使得通过积分器系统的通道（passage）的函数依赖于频率），因此可以尝试通过选择合适的频率使信噪比最优化。在本说明书中，基于具有相同的时间常数τ的积分和微分系统来使用维恩滤波器（Wien filter）。

利用前述的电流源和电压源，在信号通过所述积分器和维恩滤波器之后，该信号与ENC值（等效噪声电荷）成比例并由如下公式表达：

${\left(\mathrm{ENC}\right)}^2=\frac{2.8\mathrm{kT}{C}_{\mathrm{tot}}^2}{\mathrm{\τgm}}+4A_F{C}_{\mathrm{tot}}^2+2\mathrm{\τe}(I_G+I_D)+\frac{4\mathrm{kT\τ}}{R_f}$

其中C_tot＝C_f+C_wej+C_d。

此电容的典型值为C_f～1pF，C_wej～5-20pF，C_d～50-200pF。

如果测量系统要拥有最优信噪比，则ENC的公式中每个部分的大小都需要被减小。

第一部分的最优化与剩余部分相关联，并且需要全局优化。它的小型化可能是由于并行连接的JFET型晶体管的数目导致的。如果假设g_m斜率是相似的，并且电容检测器C_D大于1.5C_wej（假设C_wej＞＞C_f），则更好的方案可以是具有至少两对并行连接的JFET晶体管的系统（η_opt＝(C_D+C_f)/C_wej）。

ENC总和的第二部分与结构噪声相联系。后续的部分代表与载流子的离散型特征相联系的散粒噪声。这就将流经检测器和JFET晶体管的栅极的电流考虑在内。此噪声通常由电流检测器主宰，通常远大于栅极电流。

ENC总和的最后一个重要部分与反馈电阻R_f相联系并且与反馈电阻R_f成反比。在经典方案中，系统积分器电阻不能任意大并且需要为了确保合适的系统操作点而被选择。在极高的计数频率的情况下，该电阻需要足够小以便跟上，电容放电C_f来耗散累积在其中的电荷。在典型方案中，虽然电容C_f可以通过所谓的光电耦合或所谓的通过漏极耦合来进行耗散，但是当所累积的电荷具有一种极性时这些方式要单独使用。当累积的电荷具有给定极性中的任意一种时，在系统输入级中仅具有单个JFET晶体管类型的这些方案是不可行的。

在根据本发明的方案中，我们使用利用JFET晶体管T₁、T₂导引的电压极性，由此引入了经过栅源结来耗散电容C_f的合适的电流流动，这可以称为通过源的耦合。此方案的电路原理图如图7所示。这确保了在被引起的电荷是预定义的和交替的极性的情况下C_f电容器的放电。在通过系统122测量到超过截止电压之后，开关K₁或K₂中的一个在电容C_f处打开（open）。当达到上限U_h时，开关K₂打开，并且对于电压低于U_l的情况使得开关K₁打开。在开关K₁和、K₂中的一个打开之后，来自合适电流源的电流I₁和I₂将电容C_f放电。当在电容C_f中达到合适的电压之后，所述开关被关闭（close）并且系统回到工作配置。用于评估电压输出并且控制开关K₁和K₂的系统可以基于合适的施密特触发器（Schmitt trigger）。

Claims (4)

1.一种用于测量电荷的系统，所述系统包括与电荷积分器相连接的电容检测器，所述电荷积分器是具有电容反馈的运算放大器，其特征在于，所述电荷积分器（120）的输入级（121）包括一对对称连接的JFET型晶体管（T₁、T₂），所述晶体管（T₁、T₂）具有连接到所述电荷积分器（120）的输入的栅极。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电荷积分器（120）的所述输入级（121）至少包括两对并行的对称连接的JFET晶体管（T₁、T₂）。

3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电荷积分器（120）的所述输入级（121）连接到对称连接的共基极放大器（T₃、T₄）。

4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，在所述电荷积分器（120）的所述输入级（121）中，与电流源（I₁、I₂）并行的开关（K₁、K₂）连接到对称连接的晶体管（T₁、T₂）的每个源极，其中所述系统还包括用于评估所述电荷积分器（120）的输出电压的系统（122），被配置为：在输出电压超过电压上限（U_h）之后打开所述开关中的一个（K₁），并且当输出电压降到低于电压下限（U_l）时打开所述开关中的另一个（K₂）。

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