JP6006163B2 - ピーク検出回路 - Google Patents

Description

この発明は、光通信システム、無線通信システム等の受信器や受信増幅器において、広く用いられているピーク検出回路に関するものである。

従来より、光受信器、無線受信器において、入力信号の強度の検出や、自動利得制御を行うために必要となる信号の振幅検出の際に、ピーク検出回路が広く用いられている。

図１８に従来のピーク検出回路の回路図を示す。このピーク検出回路２００は、トランジスタＴｒｈと、電圧保持用コンデンサＣＨと、バッファＢＦと、リセット回路ＲＳとで構成されている。

このピーク検出回路２００において、トランジスタＴｒｈは、ベースが入力端子Ｐ１に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨはトランジスタＴｒｈのエミッタと接地端子Ｐ４との間に接続されている。リセット回路ＲＳはホールド端子Ｐ３と接地端子Ｐ４との間に接続されている。バッファＢＦはホールド端子Ｐ３と出力端子Ｐ５との間に接続されている。

トランジスタＴｒｈは、入力端子Ｐ１からの入力信号Ｖｉｎに応じて電流Ｉ_Trを流し、電圧保持用コンデンサＣＨを充電する。電圧保持用コンデンサＣＨは、トランジスタＴｒｈを流れる電流Ｉ_Trによって蓄えられた電荷Ｑを保持し、入力信号Ｖｉｎのピーク値に応じた電圧を記憶する。

バッファＢＦでは、電圧保持用コンデンサＣＨによって保持されている電圧をモニタして出力端子Ｐ５に出力する一方、出力端子Ｐ５側からの影響がホールド端子Ｐ３の電位に及ばないようにする。バッファＢＦは、通常、図１９に示すようなボルテージフォロワ回路や、図２０に示すようなエミッタフォロワ回路などが用いられる。

リセット回路ＲＳは、微小な電流を流すことにより、電圧保持用コンデンサＣＨに蓄えられた電荷Ｑを一定時間かけて逃がし、電圧保持用コンデンサＣＨが記憶する入力信号Ｖｉｎのピーク値が時間とともに更新されることを可能とする。電圧保持用コンデンサＣＨが電圧を保持する時定数は、電圧保持用コンデンサＣＨの保持容量と、リセット電流Ｉｒによって決まる。この時定数は、入力信号Ｖｉｎの周波数や回路の用途などに応じて適切に設定される。

理想的なバッファは、入力端子に電流が流れないが、現実のバッファは入力端子に微小な電流が流れる。したがって、リセット電流Ｉｒは、バッファＢＦの入力端子への入力電流とリセット回路ＲＳを流れる電流の和になる。ピーク検出回路によっては、リセット回路ＲＳを省略し、バッファＢＦの入力電流のみによって、電圧保持用コンデンサＣＨが電圧を保持する時定数を決めている場合もある。

次に、このピーク検出回路２００の基本動作を説明する。入力信号Ｖｉｎに応じて、トランジスタＴｒｈに流れる電流Ｉ_Trは下記（１）式で表される（Ｉｓ：飽和電流、Ｖ_T：熱電圧、Ｖ_BE：ベースエミッタ間電圧）。
Ｉ_Tr＝Ｉｓ＊ｅｘｐ（Ｖ_BE／Ｖ_T） ・・・・（１）

（１）式をＶ_BEについて解くと、
Ｖ_BE＝Ｖ_TＩｎ（Ｉ_Tr／Ｉｓ） ・・・・（２）
となる。

まず、入力信号Ｖｉｎがない状態を考える。この時、電圧保持用コンデンサＣＨに電流は流れないので、Ｉ_TrはＩｒに等しい。このときのＶ_BEをＶ_BE0とすると、(２)式より、
Ｖ_BE0＝Ｖ_TＩｎ（Ｉｒ／Ｉｓ） ・・・・(３)
となる。

この状態では、入力信号Ｖｉｎの電圧（入力電圧Ｖｉｎ）も、ホールド端子Ｐ３の電圧（ホールド端子電圧ＶＨ）も一定であり、その値をそれぞれＶ_in0、Ｖ_H0とする。Ｖ_BE0とＶ_in0、Ｖ_H0との間には、
Ｖ_H0＝Ｖ_in0−Ｖ_BE0 ・・・・（４）
の関係がある。

（４）式は、ホールド端子電圧ＶＨのバイアス電圧は、入力電圧Ｖｉｎのバイアス電圧よりもＶ_BE0だけ低いという、電気回路として当然の事実を示している。

〔Ｖ_BE＞Ｖ_BE0の時〕
入力電圧Ｖｉｎが入力により増加する場合には、ホールド端子電圧ＶＨは電圧保持用コンデンサＣＨにより、その電圧値を保とうとするため、Ｖ_BE＞Ｖ_BE0となる。それに伴い、（１）式よりＩ_Trは指数関数的に増加し、Ｉ_Tr＞Ｉｒとなる。

電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉ_Tr−Ｉｒ」により充電され、電荷Ｑが増加し、ＶＨ＝Ｑ／Ｃにより、ホールド端子電圧ＶＨは増加する。ホールド端子電圧ＶＨの増加は、Ｖ_BE＝Ｖ_BE0となり、Ｉ_Tr＝Ｉｒとなって、電圧保持用コンデンサＣＨの充電が終わるまで続く。

〔Ｖ_BE＜Ｖ_BE0の時〕
入力電圧Ｖｉｎが入力により減少する場合には、ホールド端子電圧ＶＨは電圧保持用コンデンサＣＨにより、その電圧値を保とうとするため、Ｖ_BE＜Ｖ_BE0となる。（１）式よりＩ_Trは指数関数的に減少し、Ｉ_Tr＜Ｉｒとなる。

電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」により放電し、電荷Ｑは減少する。しかし、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」の値は非常に小さいので、ホールド端子電圧ＶＨの減少は非常に緩やかである。このホールド端子電圧ＶＨの減少は、再び入力電圧Ｖｉｎが増加に転じ、Ｖ_BE＝Ｖ_BE0となるまで続く。

図２１に動作波形を示す。図２１（ａ）は入力信号Ｖｉｎの動作波形（入力電圧Ｖｉｎの動作波形）、図２１（ｂ）はホールド端子電圧ＶＨの動作波形である。

図２１（ａ）に示されるような入力信号Ｖｉｎを与えた場合、前述の説明のとおり、入力電圧Ｖｉｎが増加する過程では、Ｖ_BE＞Ｖ_BE0となり、Ｉ_Trが指数関数的に増加して、電圧保持用コンデンサＣＨが「Ｉ_Tr−Ｉｒ」により充電される（動作領域Ｉ）。

ホールド端子電圧ＶＨは「Ｖｉｎ−Ｖ_BE0」まで増加していくので、入力電圧Ｖｉｎのピーク値をｘとすると、ホールド端子電圧ＶＨのピーク値ｙは、
ｘ−ｙ＝Ｖ_BE0 ・・・・（５）
となる。

一方、入力電圧Ｖｉｎが減少する過程では、Ｖ_BE＜Ｖ_BE0となり、Ｉ_Trは指数関数的に減少し、電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」により放電する。しかし、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」の値は非常に小さいので、ホールド端子電圧ＶＨの減少は非常に緩やかであり、ホールド端子電圧ＶＨはｙに近い値を保つ（動作領域II）。

再び入力電圧Ｖｉｎが増加に転じ、Ｖ_BE＞Ｖ_BE0となると、再び電圧保持用コンデンサＣＨは充電される（動作領域III）。

このような過程の繰り返しにより、従来のピーク検出回路２００は、ある一定時間内での入力信号Ｖｉｎのピーク値に対応する電圧を出力することができるようになっている。なお、このピーク検出回路２００と同様の回路は、例えば非特許文献１などにも示されている。

Robert.G. Meyer,「Low-Power Monolithic RF Peak Detector Analysis」, 1995,IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUIS,VOL.30, NO.1. P65〜67．

このようなピーク検出回路は、集積回路の一部として組み入れられていることが多い。集積回路を動作させるためには、集積回路の接地端子をパッケージ上の接地金属面（０Ｖ電位）に、集積回路の電源端子をパッケージの電源供給線（ＶＣＣ電源）に、ボンディングワイヤ等を用いて接続する必要がある。

一般に、集積回路を安定動作させるため、パッケージの接地金属面は広く確保されており、これに対応して、集積回路上の接地端子の数は多く用意され、多数のボンディングワイヤを用いて接続できる。

一方、パッケージ上の電源供給線については、集積回路直近まで引き回せる配線の幅には制約がある上、パッケージのピン数に上限があるので数も限られ、接続に寄与できるボンディングワイヤの数も限定される。従って、集積回路側からみると、接地への配線（以下、接地配線と呼ぶ）のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）に比べ、電源への配線（以下、電源配線と呼ぶ）のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）はかなり大きくなってしまう（Ｌｃ≫Ｌｇ）。

ここで、従来のピーク検出回路２００の基本動作を振り返ると、入力電圧Ｖｉｎが減少する過程で電圧保持用コンデンサＣＨが放電し、ホールド端子電圧ＶＨが下降する場合に流れる電流は、大きさが小さく、また変化も緩やかであるため低い周波数成分しか含まれない。

しかし、入力電圧Ｖｉｎが増加する過程で電圧保持用コンデンサＣＨを充電し、ホールド端子電圧ＶＨが上昇する場合に流れる電流は、大きさが大きく、また急速な充電がおきるため、高い周波数成分が含まれる。

この充電時の過渡的な電流Ｉは、集積回路の電源端子から電圧保持用コンデンサＣＨを介して接地端子に流れる（図２２参照）。このため、過渡的な電流Ｉが、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンスＬｃ）や接地配線のインピーダンス（主にインダクタンスＬｇ）上を流れると、これらインピーダンスの両端に電流Ｉに依存して電圧が発生する。

前述したように、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）に比べ、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）はかなり大きくなっているため、特に電源配線のインピーダンスに発生する電圧の大きさは大きい。このように、電源配線のインピーダンスに過渡的な電流Ｉによる電圧が発生すると、集積回路上の電源端子の電圧が、一定に保たれなくなる。

すなわち、従来のピーク検出回路２００において、ＶＣＣ電源から電源端子Ｐ２に接続された電源配線を介して流れる充電時の過渡的な電流Ｉは、入力信号Ｖｉｎの大きさに依存して集積回路の電源端子電圧が揺らぐ現象の原因となる。このような集積回路の電源端子電圧の揺らぎは、回路の発振現象や、回路の信号波形の歪の原因となるため、極力抑圧する必要がある。

本発明は、このような課題を解決するためになされたもので、その目的とするところは、ＶＣＣ電源から電源端子に接続された電源配線を介して流れる充電時の過渡的な電流の発生を抑え、電源端子電圧の揺らぎを生じにくくすることが可能なピーク検出回路を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、入力端子と、電源端子と、ホールド端子とを備え、入力端子に与えられる入力信号の最大値を検出してこの最大値に応じた電圧をホールド端子に生じるピーク検出回路において、入力端子と接続された制御端子と、電源端子と接続された第１の端子とホールド端子と接続された第２の端子とを有し、制御端子に与えられる信号の大きさに応じて第１の端子と第２の端子との間を流れる電流を制御する制御手段と、電源端子とホールド端子との間に接続された電圧保持用コンデンサとを有し、入力端子は、第１の入力端子と第２の入力端子とを有し、制御手段は、第１の入力端子と接続されたベースと、電源端子と接続されたコレクタと、ホールド端子と接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、第２の入力端子と接続されたベースと、電源端子と接続されたコレクタと、ホールド端子と接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタとを有することを特徴とする。これにより、本発明では、充電時の過渡的な電流を電圧保持用コンデンサの正負電極間のみに流し、電源端子や接地端子を介して外部回路に流れ出ないようにして、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子の電圧（ＶＣＣ）や接地端子の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことをなくすことが可能となる。

本発明によれば、電源端子とホールド端子との間に電圧保持用コンデンサを接続するようにしたので、充電時の過渡的な電流を電圧保持用コンデンサの正負電極間のみに流し、電源端子や接地端子を介して外部回路に流れ出ないようにして、ＶＣＣ電源から電源端子に接続された電源配線を介して流れる充電時の過渡的な電流の発生を抑え、電源端子電圧の揺らぎを生じにくくすることが可能となる。

本発明に係るピーク検出回路の第１の実施の形態（実施の形態１）の回路図である。 本発明に係るピーク検出回路の第２の実施の形態（実施の形態２）の回路図である。 ピーク検出回路を備えた受信増幅器のブロック図（受信増幅器の内部構成を単純化したブロック図）である。 図３に示した受信増幅器を動作させた場合の電源端子電圧（ＶＣＣ）の時間変動を示す図である。 図３に示した受信増幅器の出力信号Ｖｓｏの波形を示す図である。 本発明に係るピーク検出回路の第３の実施の形態（実施の形態３）の回路図である。 実施の形態３のピーク検出回路の各部の動作波形を示す図である。 本発明に係るピーク検出回路の第４の実施の形態（実施の形態４）の回路図である。 実施の形態４のピーク検出回路における差動増幅器として用いる差動バッファ回路の一例を示す図である。 実施の形態４のピーク検出回路における差動増幅器として用いる差動バッファ回路の別の例を示す図である。 実施の形態４のピーク検出回路の各部の動作波形を示す図である。 本発明に係るピーク検出回路の第５の実施の形態（実施の形態５）の回路図である。 実施の形態５のピーク検出回路の各部の動作波形を示す図である。 ＰＮＰトランジスタを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す図である。 ダイオードを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す図である。 Ｎチャネルのディプリッション型ＦＥＴを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す図である。 Ｎチャネルのディプリッション型ＦＥＴを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の別の例を示す図である。 従来のピーク検出回路の回路図である。 従来のピーク検出回路においてバッファとして用いられるボルテージフォロワ回路を示す図である。 従来のピーク検出回路においてバッファとして用いられるエミッタジフォロワ回路を示す図である。 従来のピーク検出回路の各部の動作波形を示す図である。 従来のピーク検出回路において充電時の過渡的な電流Ｉが電源端子から電圧保持用コンデンサＣＨを介して接地端子に流れる様子を示す図である。

以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の説明では、本発明の権利範囲に含まれないものも実施の形態として記載されているが、ここでは全て実施の形態として説明する。

〔実施の形態１〕
図１に本発明に係るピーク検出回路の第１の実施の形態（実施の形態１）の回路図を示す。この実施の形態１のピーク検出回路１０１は、トランジスタＴｒｈと、電圧保持用コンデンサＣＨとで構成されている。また、本実施の形態においては、バッファＢＦと、リセット回路ＲＳとが設けられている。

このピーク検出回路１０１において、トランジスタＴｒｈは、ベースが入力端子Ｐ１に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。バッファＢＦはホールド端子Ｐ３と出力端子Ｐ５との間に接続されている。また、リセット回路ＲＳは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。なお、リセット回路ＲＳは、後述するように、ホールド端子Ｐ３と接地端子Ｐ４との間に設けてもよい。

このピーク検出回路１０１では、入力電圧Ｖｉｎが入力により増加する場合に、前記（１）式よりＩ_Trが指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。しかし、このとき流れる電流Ｉ_Trは、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。

このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことはなくなる。

なお、このピーク検出回路１０１では、図１８に示した従来のピーク検出回路２００とは異なり、電圧保持用コンデンサＣＨに蓄えられている電荷Ｑは減少する方向に充電される。しかし、電源端子Ｐ２の電圧ＶＣＣとホールド端子Ｐ３の電圧ＶＨとの差が減少するように電荷Ｑが変化するので、ホールド端子Ｐ３の電圧ＶＨは、図１８に示した従来のピーク検出回路２００と同様に増加する。

また、バッファＢＦのバイアス電流やリセット回路ＲＳを流れる電流よりなるリセット電流Ｉｒは、大きさが小さく、変動も緩やかであるため、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）の揺らぎの原因とはならない。このため、前述したように、リセット回路ＲＳは、ホールド端子Ｐ３と接地端子Ｐ４との間に設けてもよい。

以上説明したように、このピーク検出回路１０１では、入力端子Ｐ１に入力信号Ｖｉｎが入力された場合に、入力電圧Ｖｉｎが増加する過程において、電圧保持用コンデンサＣＨを充電し、ホールド端子電圧ＶＨを上昇させるために流れる過渡的な電流Ｉ_Trは、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が入力信号Ｖｉｎの大きさに依存して揺らぐ現象を抑制することが出来る。

〔実施の形態２〕
図２に本発明に係るピーク検出回路の第２の実施の形態（実施の形態２）の回路図を示す。この実施の形態２のピーク検出回路１０２は、トランジスタＴｒｈと、電圧保持用コンデンサＣＨとで構成されている。また、本実施の形態においては、バッファＢＦが設けられている。

このピーク検出回路１０２において、トランジスタＴｒｈは、ベースが入力端子Ｐ１に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。バッファＢＦはホールド端子Ｐ３と出力端子Ｐ５との間に接続されている。

なお、このピーク検出回路１０２において、リセット回路は明示的には示されていないが、ホールド端子Ｐ３はバッファＢＦの入力端子に接続されており、この入力端子はバッファＢＦの内部のトランジスタのベース端子等に接続されている。このため、バッファＢＦの入力端子には、わずかではあるが、バイアス電流が流れるので、電圧保持用コンデンサＣＨに溜まった電荷はバッファＢＦのバイアス電流として漏えいして、実効的にリセット回路があるのと同等の動作となる。

このピーク検出回路１０２においても、入力電圧Ｖｉｎが入力により増加する場合に、前記（１）式よりＩ_Trは指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。しかし、このとき流れる電流Ｉ_Trは、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことはなくなる。

図３にピーク検出回路を備えた受信増幅器のブロック図（受信増幅器の内部構成を単純化したブロック図）を示す。この受信増幅器１０において、プリアンプ１１は受信信号Ｖｓｉをある一定の利得で線形に増幅して出力する。後段アンプ１２は、プリアンプ１１の出力Ｖｉｎを更に増幅し、出力信号Ｖｓｏとして出力する。この後段アンプ１２は、一定利得の線形増幅器でもよいし、利得が可変の可変利得増幅器、出力振幅を一定に保つ機能を有する自動利得制御増幅器、出力振幅飽和特性を利用したリミッタ増幅器でもよい。

ピーク検出回路１３は、プリアンプ１１の出力Ｖｉｎを入力とし、ピーク検出信号Ｖｏｕｔを出力する。プリアンプ１１は一定の利得で線形増幅しているので、ピーク検出信号Ｖｏｕｔは、受信信号Ｖｓｉの入力振幅の大きさを反映した電圧値となっている。この受信増幅器１０では、ピーク検出回路１３として、本発明のピーク検出回路（例えば、実施の形態２のピーク検出回路１０２）が用いられている。

図４は、図３に示した受信増幅器１０を動作させた場合の電源端子電圧（ＶＣＣ）の時間変動を示したものである。点線が従来のピーク検出回路を用いた場合であり、実線が本発明のピーク検出回路を用いた場合である。本発明のピーク検出回路を用いると、電源端子電圧（ＶＣＣ）の振動が大幅に低減されていることがわかる。

図５は、図３に示した受信増幅器１０の出力信号Ｖｓｏの動作波形である。点線が従来例のピーク検出回路を用いた場合の出力信号Ｖｓｏの動作波形であり、実線が本発明のピーク検出回路を用いた場合の出力信号Ｖｓｏの動作波形である。従来例のピーク検出回路を用いた場合の出力信号Ｖｓｏの動作波形は、電源端子電圧（ＶＣＣ）が時間変動することにより歪んでしまうが、本発明のピーク検出回路を用いた場合の出力信号Ｖｓｏの動作波形は、電源端子電圧（ＶＣＣ）の時間変動が極めて小さいため、歪がほとんど生じていないことがわかる。

〔実施の形態３〕
図６に本発明に係るピーク検出回路の第３の実施の形態（実施の形態３）の回路図を示す。この実施の形態３のピーク検出回路１０３は、第１のトランジスタＴｒｈ１と、第２のトランジスタＴｒｈ２と、電圧保持用コンデンサＣＨとで構成されている。また、本実施の形態においては、バッファＢＦが設けられている。また、入力端子は、第１の入力端子Ｐ１₁と第２の入力端子Ｐ１₂とに分かれている。

このピーク検出回路１０３において、第１のトランジスタＴｒｈ１はベースが入力端子Ｐ１₁に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。第２のトランジスタＴｒｈ２はベースが入力端子Ｐ１₂に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。バッファＢＦはホールド端子Ｐ３と出力端子Ｐ５との間に接続されている。

このピーク検出回路１０３では、ピーク検出回路１０２（図２）とは異なり、入力信号として差動信号が入力される。この例では、第１の入力端子Ｐ１₁に差動信号の非反転信号Ｖｔが入力され、第２の入力端子Ｐ１₂に差動信号の反転信号Ｖｃが入力される。

このピーク検出回路１０３においては、非反転信号Ｖｔが増加する場合に、Ｉ_Tr1は指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。逆に、非反転信号Ｖｔが減少する場合には、反転信号Ｖｃが増加して、Ｉ_Tr2が指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。

電流Ｉ_Tr1、電流Ｉ_Tr2のいずれも、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことはない。

図７に動作波形を示す。図７（ａ）は差動信号（非反転信号Ｖｔおよび反転信号Ｖｃ）の動作波形（差動入力電圧（非反転信号電圧Ｖｔ，反転信号電圧Ｖｃ）の動作波形）、図７（ｂ）はホールド端子電圧ＶＨの動作波形である。

図７（ａ）に示されるような差動信号（非反転信号Ｖｔおよび反転信号Ｖｃ）を与えた場合、非反転信号電圧Ｖｔが増加する過程では、トランジスタＴｒｈ１のＶ_BEはＶ_BE＞Ｖ_BE0となり、Ｉ_Tr1は指数関数的に増加する。他方、反転信号電圧Ｖｃは減少するので、トランジスタＴｒｈ２のＶ_BEはＶ_BE＜Ｖ_BE0となり、Ｉ_Tr2は指数関数的に減少する。電圧保持用コンデンサＣＨは 「Ｉ_Tr1＋Ｉ_Tr2−Ｉｒ」により充電されるが、主たる電流の寄与はＩ_Tr1による。ホールド端子電圧ＶＨは「Ｖｔ−Ｖ_BE0」まで増加していくので、非反転信号電圧Ｖｔがピーク値ｘに達すると、ホールド端子電圧ＶＨはそのピーク値ｘに応じた値ｙとなる（動作領域Ｉ）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

ホールド端子電圧ＶＨがいったんピーク値ｘに対応した値ｙに達し、非反転信号電圧Ｖｔがピーク値ｘから減少していくと、トランジスタＴｒｈ１、Ｔｒｈ２のいずれのＶ_BEに対しても、Ｖ_BE＜Ｖ_BE0となる状態となる。この状態では、電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉｒ−Ｉ_Tr1−Ｉ_Tr2」により放電する。しかし、「Ｉｒ−Ｉ_Tr1−Ｉ_Tr2」の値は非常に小さいので、ホールド端子電圧ＶＨの減少は非常に緩やかであり、ホールド端子電圧ＶＨはほぼｙに近い値を保つ（動作領域II）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は増加する。

更に非反転信号電圧Ｖｔが減少していくと、Ｉ_Tr1は指数関数的に減少していくが、逆に反転信号電圧Ｖｃは増加し、Ｉ_Tr2は指数関数的に増加していく。その結果、トランジスタＴｒｈ２のＶ_BEがＶ_BE＞Ｖ_BE0となると、電圧保持用コンデンサＣＨは「Ｉ_Tr1＋Ｉ_Tr2−Ｉｒ」により再び充電される（動作領域III）。なお、この状態での主たる電流の寄与はＩ_Tr2である。また、この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

このような過程の繰り返しにより、ある一定時間内での入力信号（差動信号（Ｖｔ，Ｖｃ））のピーク値に対応する電圧を出力することができる。このピーク検出回路１０３では、上述したように非反転信号電圧Ｖｔと反転信号電圧Ｖｃのピーク値に応じたホールド端子電圧ＶＨを出力する為、単相入力信号に比べ、２倍の頻度でピークホールド動作を行うことができ、ホールド端子電圧ＶＨの収束が早いという利点がある。

〔実施の形態４〕
図８に本発明に係るピーク検出回路の第４の実施の形態（実施の形態４）の回路図を示す。この実施の形態４のピーク検出回路１０４は、トランジスタＴｒｈと、トランジスタＴｒａと、抵抗Ｒと、電圧保持用コンデンサＣＨと、コンデンサＣＡと、差動増幅器ＯＰとで構成されている。

このピーク検出回路１０４において、トランジスタＴｒｈは、ベースが入力端子Ｐ１に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。抵抗Ｒは入力端子Ｐ１と平均値端子Ｐ６との間に接続されている。コンデンサＣＡは電源端子Ｐ２と平均値端子Ｐ６との間に接続されている。すなわち、入力端子Ｐ１に抵抗Ｒの一端が接続され、抵抗Ｒの他端と電源端子Ｐ２との間にコンデンサＣＡが接続されている。この抵抗ＲとコンデンサＣＡとによってローパスフィルタが構成されている。

トランジスタＴｒａはベースが平均値端子Ｐ６に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続されている。差動増幅器ＯＰは、非反転入力端子Ｐ７と反転入力端子Ｐ８とを備え、非反転入力端子Ｐ７がホールド端子Ｐ３に接続され、反転入力端子Ｐ８がトランジスタＴｒａのエミッタに接続されている。

トランジスタＴｒｈは、入力信号Ｖｉｎに応じて電流Ｉ_Trを流し、電圧保持用コンデンサＣＨを充電する。電圧保持用コンデンサＣＨは、トランジスタＴｒｈを流れる電流Ｉ_Trによって蓄えられた電荷Ｑを保持し、入力信号Ｖｉｎのピーク値に応じた電圧を記憶する。抵抗ＲとコンデンサＣＡはローパスフィルタを構成し、入力信号Ｖｉｎの平均値、すなわちＤＣ成分を検出する。

トランジスタＴｒａは平均値端子Ｐ６の電圧（平均値端子電圧）ＶＡからＶ_BE0だけ低い電圧をエミッタに出力する。差動増幅器ＯＰは、ホールド端子電圧ＶＨを非反転入力端子Ｐ７への電圧（非反転入力電圧）Ｖｄｔとし、トランジスタＴｒａのエミッタの電圧とを反転入力端子Ｐ８への電圧（反転入力電圧）Ｖｄｃとし、非反転入力電圧Ｖｄｔと反転入力電圧Ｖｄｃとの差をモニタして増幅し、出力端子Ｐ５に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。更に、出力端子Ｐ５側からの影響がホールド端子電圧ＶＨ、およびトランジスタＴｒａのエミッタの電圧に及ばないようにする。差動増幅器ＯＰとしては、通常、図９、図１０に示すような差動バッファ回路などが用いられる。

このピーク検出回路１０４においても、入力電圧Ｖｉｎが入力により増加する場合に、前記（１）式よりＩ_Trは指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。しかし、このとき流れる電流Ｉ_Trは、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことはなくなる。

図１１に動作波形を示す。図１１（ａ）は入力信号Ｖｉｎの動作波形（入力電圧Ｖｉｎの動作波形）、図１１（ｂ）はホールド端子電圧ＶＨ（非反転入力電圧Ｖｄｔ）の動作波形、図１１（ｃ）は平均値端子電圧ＶＡおよび反転入力電圧Ｖｄｃの動作波形、図１１（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの動作波形である。

図１１（ａ）に示されるような入力信号Ｖｉｎを与えた場合、入力電圧Ｖｉｎが増加する過程では、トランジスタＴｒｈのＶ_BEが、Ｖ_BE＞Ｖ_BE0となり、Ｉ_Trが指数関数的に増加して、電圧保持用コンデンサＣＨが「Ｉ_Tr−Ｉｒ」により充電される。ホールド端子電圧ＶＨは「Ｖｉｎ−Ｖ_BE0」まで増加していくので、入力電圧Ｖｉｎのピーク値をｘとすると、ホールド端子電圧ＶＨはそのピーク値ｘに応じた値ｙ（ｙ＝ｘ−Ｖ_BE0）となる（動作領域Ｉ）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

ホールド端子電圧ＶＨがいったんピーク値ｘに対応した値ｙに達し、入力電圧Ｖｉｎがピーク値ｘから減少していくと、Ｖ_BE＜Ｖ_BE0となり、Ｉ_Trは指数関数的に減少し、電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」により放電する。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は増加する。しかし、「Ｉｒ−Ｉ_Tr」の値は非常に小さいので、ホールド端子電圧ＶＨの減少は非常に緩やかであり、ホールド端子電圧ＶＨはほぼｙに近い値を保つ（動作領域II）。

再び入力電圧Ｖｉｎが増加に転じ、Ｖ_BE＞Ｖ_BE0となると、再び電圧保持用コンデンサＣＨは充電される（動作領域III）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

このような過程の繰り返しにより、ホールド端子電圧ＶＨは、ある一定時間内での入力信号Ｖｉｎのピーク値に対応する電圧に到達する。

一方、平均値端子Ｐ６にはコンデンサＣＡと抵抗Ｒとからなるローパスフィルタにより、入力電圧Ｖｉｎの平均値Ｖｉｎ０が出力されている。差動増幅器ＯＰの反転入力端子Ｐ８には、トランジスタＴｒａにより、入力電圧Ｖｉｎの平均値Ｖｉｎ０からＶ_BE0だけ低い電圧が反転入力電圧Ｖｄｃとして入力される。

従って、差動増幅器ＯＰは、非反転入力電圧Ｖｄｔ（ホールド端子電圧ＶＨ）と反転入力電圧Ｖｄｃとの差として「ｘ−Ｖｉｎ０」を増幅して出力することになる。これにより、入力信号Ｖｉｎの振幅値に応じた電圧として、出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子Ｐ５より出力されるものとなる。

また、このピーク検出回路１０４の回路構成では以下の効果も奏する。このピーク検出回路１０４を用いれば、入力信号Ｖｉｎの大きさに依存して電源端子電圧（ＶＣＣ）が変動することを抑圧することができるが、同一集積回路内の他の回路ブロックの影響により電源端子電圧（ＶＣＣ）が変動する場合もある。このピーク検出回路１０４の構成では、電圧保持用コンデンサＣＨに蓄積されている電荷Ｑにより、電源端子電圧ＶＣＣとホールド端子電圧ＶＨとの電圧の差が保持されるので、この場合、ホールド端子電圧ＶＨの電圧は、電源端子電圧ＶＣＣと同様に一定の電圧の差をもって変動する。しかし、平均値端子電圧ＶＡも、同様の機構により、電源端子電圧ＶＣＣと同様に一定の電圧の差をもって変動するので、差動増幅器ＯＰの出力は電源端子電圧ＶＣＣの変動分が相殺される。このため、出力電圧Ｖｏｕｔに、もはや電源端子電圧ＶＣＣの変動の影響は生じない、という利点が生じる。

〔実施の形態５〕
図１２に本発明に係るピーク検出回路の第５の実施の形態（実施の形態５）の回路図を示す。この実施の形態５のピーク検出回路１０５は、第１のトランジスタＴｒｈ１と、第２のトランジスタＴｒｈ２、トランジスタＴｒａと、第１の抵抗Ｒ１と、第２の抵抗Ｒ２と、電圧保持用コンデンサＣＨと、コンデンサＣＡと、差動増幅器ＯＰとで構成されている。また、入力端子は、第１の入力端子Ｐ１₁と第２の入力端子Ｐ１₂とに分かれている。

このピーク検出回路１０５において、第１のトランジスタＴｒｈ１は、ベースが入力端子Ｐ１₁に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。第２のトランジスタＴｒｈ２は、ベースが入力端子Ｐ１₂に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続され、エミッタがホールド端子Ｐ３に接続されている。電圧保持用コンデンサＣＨは電源端子Ｐ２とホールド端子Ｐ３との間に接続されている。

第１の抵抗Ｒ１は入力端子Ｐ１₁と平均値端子Ｐ６との間に、第２の抵抗Ｒ２は入力端子Ｐ１₂と平均値端子Ｐ６との間に接続されており、抵抗Ｒ１とＲ２との抵抗値は等しくされている。コンデンサＣＡは電源端子Ｐ２と平均値端子Ｐ６との間に接続されている。すなわち、入力端子Ｐ１₁に抵抗Ｒ１の一端が接続され、入力端子Ｐ１₂に抵抗Ｒ２の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端と対向Ｒ２の他端との接続点と電源端子Ｐ２との間にコンデンサＣＡが接続されている。この抵抗Ｒ１およびＲ２とコンデンサＣＡとによってローパスフィルタが構成されている。

トランジスタＴｒａはベースが平均値端子Ｐ６に接続され、コレクタが電源端子Ｐ２に接続されている。差動増幅器ＯＰは、非反転入力端子Ｐ７と反転入力端子Ｐ８とを備え、非反転入力端子Ｐ７がホールド端子Ｐ３に接続され、反転入力端子Ｐ８がトランジスタＴｒａのエミッタに接続されている。

トランジスタＴｒａは平均値端子Ｐ６の電圧（平均値端子電圧）ＶＡからＶ_BE0だけ低い電圧をエミッタに出力する。差動増幅器ＯＰは、ホールド端子電圧ＶＨを非反転入力端子Ｐ７への電圧（非反転入力電圧）Ｖｄ１とし、トランジスタＴｒａのエミッタの電圧とを反転入力端子Ｐ８への電圧（反転入力電圧）Ｖｄ２とし、非反転入力電圧Ｖｄ１と反転入力電圧Ｖｄ２との差をモニタして増幅し、出力端子Ｐ５に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。更に、出力端子Ｐ５側からの影響がホールド端子電圧ＶＨ、およびトランジスタＴｒａのエミッタの電圧に及ばないようにする。

このピーク検出回路１０５には、ピーク検出回路１０３（図６）と同様に、入力信号として差動信号が入力される。この例では、第１の入力端子Ｐ１₁に差動信号の非反転信号Ｖｔが入力され、第２の入力端子Ｐ１₂に差動信号の反転信号Ｖｃが入力される。

このピーク検出回路１０５でも、ピーク検出回路１０３と同様に、非反転信号Ｖｔが増加する場合に、Ｉ_Tr1は指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。逆に、非反転信号Ｖｔが減少する場合には、反転信号Ｖｃが増加して、Ｉ_Tr2が指数関数的に増加し、電圧保持用コンデンサＣＨが充電される。

電流Ｉ_Tr1、電流Ｉ_Tr2のいずれも、電圧保持用コンデンサＣＨの正負電極間のみを流れ、電源端子Ｐ２や接地端子Ｐ４を介して回路外部に流れ出ることはない。このため、接地配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｇ）や、電源配線のインピーダンス（主にインダクタンス成分：Ｌｃ）の影響により、電源端子Ｐ２の電圧（ＶＣＣ）や接地端子Ｐ４の電圧（ＧＮＤ）が揺らぐことはない。

図１３に動作波形を示す。図１３（ａ）は差動信号（非反転信号Ｖｔおよび反転信号Ｖｃ）の動作波形（差動入力電圧（非反転信号電圧Ｖｔ，反転信号電圧Ｖｃ）の動作波形）、図１３（ｂ）はホールド端子電圧ＶＨ（非反転入力電圧Ｖｄ１）の動作波形、図１３（ｃ）は平均値端子電圧ＶＡおよび反転入力電圧Ｖｄ２の動作波形、図１３（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの動作波形である。

図１３（ａ）に示されるような差動信号（非反転信号Ｖｔおよび反転信号Ｖｃ）を与えた場合、非反転信号電圧Ｖｔが増加する過程では、トランジスタＴｒｈ１のＶ_BEはＶ_BE＞Ｖ_BE0となり、Ｉ_Tr1は指数関数的に増加する。他方、反転信号電圧Ｖｃは減少するので、トランジスタＴｒｈ２のＶ_BEはＶ_BE＜Ｖ_BE0となり、Ｉ_Tr2は指数関数的に減少する。電圧保持用コンデンサＣＨは 「Ｉ_Tr1＋Ｉ_Tr2−Ｉｒ」により充電されるが、主たる電流の寄与はＩ_Tr1による。ホールド端子電圧ＶＨは「Ｖｔ−Ｖ_BE0」まで増加していくので、非反転信号電圧Ｖｔがピーク値ｘに達すると、ホールド端子電圧ＶＨはそのピーク値ｘに応じた値ｙとなる（動作領域Ｉ）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

ホールド端子電圧ＶＨがいったんピーク値ｘに対応した値ｙに達し、非反転信号電圧Ｖｔがピーク値ｘから減少していくと、トランジスタＴｒｈ１、Ｔｒｈ２のいずれのＶ_BEに対しても、Ｖ_BE＜Ｖ_BE0となる状態となる。この状態では、電圧保持用コンデンサＣＨは、「Ｉｒ−Ｉ_Tr1−Ｉ_Tr2」により放電する。しかし、「Ｉｒ−Ｉ_Tr1−Ｉ_Tr2」の値は非常に小さいので、ホールド端子電圧ＶＨの減少は非常に緩やかであり、ホールド端子電圧ＶＨはほぼｙに近い値を保つ（動作領域II）。この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は増加する。

更に非反転信号電圧Ｖｔが減少していくと、Ｉ_Tr1は指数関数的に減少していくが、逆に反転信号電圧Ｖｃは増加し、Ｉ_Tr2は指数関数的に増加していく。その結果、トランジスタＴｒｈ２のＶ_BEがＶ_BE＞Ｖ_BE0となると、電圧保持用コンデンサＣＨは「Ｉ_Tr1＋Ｉ_Tr2−Ｉｒ」により再び充電される（動作領域III）。なお、この状態での主たる電流の寄与はＩ_Tr2である。また、この場合、電圧保持用コンデンサＣＨの電荷Ｑの値は減少する。

このような過程の繰り返しにより、ホールド端子電圧ＶＨは、ある一定時間内での入力信号（差動信号（Ｖｔ，Ｖｃ））のピーク値に対応する電圧に到達する。

一方、平均値端子Ｐ６にはコンデンサＣＡと抵抗Ｒ１およびＲ２とからなるローパスフィルタにより、非反転信号電圧Ｖｔと反転信号電圧Ｖｃの同相成分の平均値Ｖｉｎ０が出力されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値を等しく選んでいるので、差動入力信号ＶｔとＶｃの差動成分は平均値端子Ｐ６に影響を与えない。差動増幅器ＯＰの反転入力端子Ｐ８には、トランジスタＴｒａにより、非反転信号電圧Ｖｔと反転信号電圧Ｖｃの平均値Ｖｉｎ０からＶ_BE0だけ低い電圧が反転入力電圧Ｖｄ２として入力される。

従って、差動増幅器ＯＰは、非反転入力電圧Ｖｄ１（ホールド端子電圧ＶＨ）と反転入力電圧Ｖｄ２との差として「ｘ−Ｖｉｎ０」を増幅して出力する。これにより、入力信号（差動信号（Ｖｔ，Ｖｃ））の振幅値に応じた電圧として、出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子Ｐ５より出力されるものとなる。

このピーク検出回路１０５では、ピーク検出回路１０３（図６）と同様に、非反転信号電圧Ｖｔと反転信号電圧Ｖｃの振幅値に応じたホールド端子電圧ＶＨを出力する為、単相入力信号に比べ、２倍の頻度でピークホールド動作を行うことができ、ホールド端子電圧の収束が早いという利点がある。

また、このピーク検出回路１０５では、ピーク検出回路１０４（図８）と同様に、以下の効果も奏する。すなわち、このピーク検出回路１０５を用いれば、入力信号（差動信号（Ｖｔ，Ｖｃ））の大きさに依存して電源端子電圧（ＶＣＣ）が変動することを抑圧することができるが、同一集積回路内の他の回路ブロックの影響により電源端子電圧（ＶＣＣ）が変動する場合もある。このピーク検出回路１０５の構成では、電圧保持用コンデンサＣＨに蓄積されている電荷Ｑにより、電源端子電圧ＶＣＣとホールド端子電圧ＶＨとの電圧の差が保持されるので、この場合、ホールド端子電圧ＶＨの電圧は、電源端子電圧ＶＣＣと同様に一定の電圧の差をもって変動する。しかし、平均値端子電圧ＶＡも、同様の機構により、電源端子電圧ＶＣＣと同様に一定の電圧の差をもって変動するので、差動増幅器ＯＰの出力は電源端子電圧ＶＣＣの変動分が相殺される。このため、出力電圧Ｖｏｕｔに、もはや電源端子電圧ＶＣＣの変動の影響は生じない、という利点が生じる。

以上の実施の形態の説明では、トランジスタＴｒｈにＮＰＮバイポーラトランジスタを用いた例を示したが、本発明はこれに限るものではない。例えば、Ｎチャネルのエンハンスメント型ＦＥＴに置き換えても同様の効果を得ることができる。更に、ＮＰＮバイポーラトランジスタやＮチャネルのエンハンスメント型ＦＥＴを、ＰＮＰバイポーラトランジスタやＰチャネルのエンハンスメント型ＦＥＴに置き換え、電源端子の電圧の極性を正から負に置き換えても同様の効果を得ることができる。

また、トランジスタＴｒｈの代わりに、バッファとダイオードの組み合わせを利用しても同様の効果を得ることができる。この場合、ダイオードは、ショットキー型ダイオード、ＰＮ接合型ダイオード、バイポーラトランジスタのいずれか２端子のＰＮ接合を利用したダイオード、ＦＥＴのゲートを利用したダイオード等を利用して実現することができる。また、ダイオードを利用することにより、ＮチャネルあるいはＰチャンネルのディプリッション型ＦＥＴを利用しても同様の効果が得られる回路を構成することができるようになる。

図１４にＰＮＰトランジスタを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す。図１５にダイオードを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す。図１６にＮチャネルのディプリッション型ＦＥＴを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の一例を示す。図１７にＮチャネルのディプリッション型ＦＥＴを用いた場合の本発明に係るピーク検出回路の別の例を示す。図１６のピーク検出回路ではダイオードＤ１を用いているが、図１７のピーク検出回路では、ダイオードＤ１の代わりに、ＦＥＴのゲートを利用したダイオードを使用している。

〔実施の形態の拡張〕
以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の技術思想の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

Ｔｒｈ，Ｔｒｈ１，Ｔｒｈ２，Ｔｒａ…トランジスタ、ＣＨ…電圧保持用コンデンサ、ＢＦ…バッファ、ＲＳ…リセット回路、ＯＰ…差動増幅器、ＣＡ…コンデンサ、Ｒ，Ｒ１，Ｒ２…抵抗、Ｐ１，Ｐ１₁，Ｐ１₂…入力端子、Ｐ２…電源端子、Ｐ３…ホールド端子、Ｐ４…接地端子、Ｐ５…出力端子、Ｐ６…平均値端子、Ｐ７…非反転入力端子、Ｐ８…反転入力端子、１０１〜１０５…ピーク検出回路。

Claims (3)

1. 入力端子と、電源端子と、ホールド端子とを備え、前記入力端子に与えられる入力信号の最大値を検出してこの最大値に応じた電圧を前記ホールド端子に生じるピーク検出回路において、
   前記入力端子と接続された制御端子と、前記電源端子と接続された第１の端子と前記ホールド端子と接続された第２の端子とを有し、前記制御端子に与えられる信号の大きさに応じて前記第１の端子と前記第２の端子との間を流れる電流を制御する制御手段と、
   前記電源端子と前記ホールド端子との間に接続された電圧保持用コンデンサとを有し、
   前記入力端子は、
   第１の入力端子と第２の入力端子とを有し、
   前記制御手段は、
   前記第１の入力端子と接続されたベースと、前記電源端子と接続されたコレクタと、前記ホールド端子と接続されたエミッタとを有する第１のトランジスタと、
   前記第２の入力端子と接続されたベースと、前記電源端子と接続されたコレクタと、前記ホールド端子と接続されたエミッタとを有する第２のトランジスタとを有する
   ことを特徴とするピーク検出回路。
2. 入力端子と、電源端子と、ホールド端子とを備え、前記入力端子に与えられる入力信号の最大値を検出してこの最大値に応じた電圧を前記ホールド端子に生じるピーク検出回路において、
   前記入力端子と接続された制御端子と、前記電源端子と接続された第１の端子と前記ホールド端子と接続された第２の端子とを有し、前記制御端子に与えられる信号の大きさに応じて前記第１の端子と前記第２の端子との間を流れる電流を制御する制御手段と、
   前記電源端子と前記ホールド端子との間に接続された電圧保持用コンデンサと、
   前記入力端子に一端が接続された抵抗と、
   この抵抗の他端と前記電源端子との間に接続されたコンデンサと、
   前記抵抗と前記コンデンサとの接続点にベースが接続され、前記電源端子にコレクタが接続された第３のトランジスタと、
   前記ホールド端子に接続された第１の入力信号端子と、前記第３のトランジスタのエミッタに接続された第２の入力信号端子と、前記第１の入力信号端子に入力される信号と前記第２の入力信号端子に入力される信号との差に応じた信号を出力する出力端子とを有する差動増幅器とを備え、
   前記制御手段は、
   前記入力端子に接続されたベースと、前記電源端子に接続されたコレクタと、前記ホールド端子に接続されたエミッタとを有するトランジスタである
   ことを特徴とするピーク検出回路。
3. 請求項１に記載されたピーク検出回路において、
   前記第１の入力端子に一端が接続された第１の抵抗と、
   前記第２の入力端子に一端が接続された第２の抵抗と、
   前記電源端子に一端が接続され、前記第１の抵抗の他端および前記第２の抵抗の他端に他端が接続されたコンデンサと、
   前記第１の抵抗および前記第２の抵抗と前記コンデンサとの接続点にベースが接続され、前記電源端子にコレクタが接続された第３のトランジスタと、
   前記ホールド端子に接続された第１の入力信号端子と、前記第３のトランジスタのエミッタに接続された第２の入力信号端子と、前記第１の入力信号端子に入力される信号と前記第２の入力信号端子に入力される信号との差に応じた信号を出力する出力端子とを有する差動増幅器と
   をさらに備える
   ことを特徴とするピーク検出回路。

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