CN103503071B - 信号处理装置、信号处理方法及光盘装置 - Google Patents

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Abstract

为了通过稳定的时钟信号的生成提高作为再现信号的二值化数据的质量，信号处理装置（30）具有：自适应型滤波器（14）；PRML电路，其通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且依次生成PR波形（S12）；加法器（18），其根据目标波形（S12）与实施了滤波的再现波形（S11）之间的差分依次计算针对采样点的第1相位误差；通过从第1相位误差中排除特定的相位误差而输出第2相位误差的选择器（37）；以及生成与第2相位误差对应的频率的时钟信号的时钟生成部（29），特定的相位误差包含关于与实施滤波后的再现波形与再现波形的平均水平交叉的交叉点最接近的采样点的相位误差。

Description

信号处理装置、信号处理方法及光盘装置
技术领域
本发明涉及通过对记录有二值数据的记录介质的再现信号实施使用PRML（partial response maximum likelihood，部分响应最大似然）方式的处理生成二值化数据的信号处理装置、信号处理方法以及具有所述信号处理装置的光盘装置。
背景技术
通过减小在光盘的轨道上形成的二值数据即记录标记（包含凹坑）的大小，并且缩短在记录和再现时使用的激光的波长、且采用数值孔径大的物镜，减小焦面上的聚光光斑尺寸，由此实现各种光盘的大容量化。
例如，在CD（紧凑式光盘）中，作为光透射层的盘基板的厚度为大约1.2[mm]，激光波长为大约780[nm]，物镜的数值孔径（NA）为0.45，记录容量为650[MB]。用于记录信号的凹坑的分辨率受到衍射极限的限制，该衍射极限DL使用激光波长λ和数值孔径NA由DL＝λ/（4×NA）给出。在利用该式计算CD的衍射极限时，为大约430［nm］。在CD中，最短数据长度（最短凹坑长度）为大约830［nm］，因此最短数据长度的大小为通过衍射极限确定的聚光光斑尺寸的大约1.93倍。
此外，在DVD（数字多用途光盘）中，光透射层的厚度为大约0.6[mm]，激光波长为大约650[nm]，NA为0.6，记录容量为4.7[GB]。DVD的衍射极限能够利用与CD的情况相同的式子计算，为大约270［nm］。在DVD中，最短数据长度（最短凹坑长度）为大约400［nm］，因此最短数据长度的大小为聚光光斑尺寸的大约1.48倍。
并且，在BD（蓝光光盘）中，光透射层的厚度为0.1[mm]，激光波长为大约405[nm]，NA为0.85，每1层记录层的记录容量为25[GB]。BD的衍射极限能够利用与CD的情况相同的式子计算，为大约120［nm］。在BD中，最短数据长度（最短凹坑长度）为大约150［nm］，因此最短数据长度的大小为聚光光斑尺寸的大约1.25倍。
如上所述，在光盘中，不仅减小聚光光斑，还降低最短数据长度（最短凹坑长度）的大小与聚光光斑尺寸的比率（CD为大约1.93倍，BD为大约1.25倍），由此实现了大容量化。为了降低该比率，需要降低所读出的再现信号所要求的SNR（Signal to Noise Ratio：信噪比）。作为用于该目的的信号处理技术，开发了组合光盘的再现波形具有已知的部分响应（Partial Response）特性的技术和基于维特比解码方式的最大似然估计法的PRML方式，该技术非常有助于改善误码率。
例如，在BD的情况下，一般采用将部分响应的类型设为了（1，2，2，1）的PRML方式。类型（1，2，2，1）是用7个级别（振幅水平）表现对所记录的二值数据的光学响应（码间干扰）的类型，能够进行接近实际的再现波形的表现。在PRML方式中，通过使用最大似然估计法（维特比解码方式）导出接近再现波形的理想的光学响应，估计记录在BD中的二值数据。
此外，在HD DVD（High－Definition Digital Versatile Disc：高清晰度数字多功能光盘）中，最短数据长度（最短凹坑长度）为大约200［nm］，小于作为衍射极限的大约270［nm］。因此，在HD DVD的情况下，能够通过将部分响应的类型设为（1，2，2，2，1），并用9个级别（振幅水平）表现对所记录的二值数据的光学响应（码间干扰），读取最短数据（最短凹坑）。
如上所述，难以进行由于衍射极限受到制约的分辨率的物理性改良，因此伴随光盘的大容量化，信号处理所起的作用增大。尤其是，将激光波长缩短为短于BD用波长405［nm］，从担心导致光学元件的老化方面和对人体的不良影响方面出发，没有实用化的预定。因此，想通过使用近场光的方法、记录层的多层化和全息的利用等来实现大容量化。在再现波形的不对称性恶化或者最短数据长度附近的信号强度降低时，再现信号的质量进一步劣化，因此需要信号处理技术的进一步改良。而且，再现信号的质量的恶化也会对时钟信号提取带来不良影响。
例如，非专利文献1和2公开了被称作Super－RENS（Super REsolution NearfieldStructure：超分辨近场结构）的光超分辨方式。在该方式中，使光盘在聚光光斑内的光强度大或者温度高的局部部分产生折射率变化，由此能够对小于由光盘装置的光学要素即聚光透镜的数值孔径NA和光的波长λ确定的衍射极限λ/（4×NA）的记录标记进行再现。在此，将产生折射率变化的局部部分简称为开口。该开口是由能量激励的、且是伴随晶体结构变化的折射率变化而导致的，因此对光的响应存在时间上的延迟。在相对于光盘的旋转速度无法忽视该延迟的情况下，用近场光读取的信号部分延 迟，从而对信号的解码和时钟信号提取带来不良影响。
在光盘装置中，记录在光盘中的数据自身用稳定的时钟信号进行记录，但在光盘的再现中，不能再现与记录时完全相同的主轴旋转，因此每次都需要再现时钟信号。一般而言，在光盘装置中，采用了使用PLL（Phase－Locked Loop：锁相环）电路从再现信号自身中提取时钟信号的方法。PLL电路一般由相位比较器、环路滤波器和压控振荡器构成。相位比较器对根据利用时钟信号采样的再现信号计算出的相位与时钟信号自身的相位进行比较，输出与这些相位差对应的相位误差信号。环路滤波器将对来自相位比较器的相位误差信号进行滤波而得到的控制电压提供给压控振荡器。压控振荡器输出与控制电压成比例的频率的时钟信号。通过来自压控振荡器的输出时钟信号对再现信号逐次进行采样，来自压控振荡器的输出时钟信号影响到再现信号的相位计算，因此PLL电路构成了环路反馈电路。通过该环路反馈电路，输出时钟信号的频率和相位差追随输入信号的频率发生变化。在计算再现信号的采样点与时钟信号的相位误差的情况下，将某个恒定的限幅水平与再现信号交叉的点（交叉点）设为了时钟点。即，交叉点与采样点之间的偏差成为再现信号（再现波形）与时钟信号之间的相位误差，环路反馈电路作用为使交叉点与采样点一致。限幅水平一般采用再现波形的中心水平（平均水平），在光盘的再现波形中，是交叉点最多的水平。
此外，具有如下方法：通过与PRML方式的复合，计算再现波形与时钟信号之间的相位误差（例如参照专利文献1）。该方法是在不设定限幅水平的情况下计算各采样点处的相位误差的方法。在该方法中，通过PRML方式预测理想波形，并计算该理想波形与再现波形的偏差作为相位误差。
在先技术文献
非专利文献
非专利文献1：Hiroshi FUJI等著，“Observation of Eye Pattern on Super-Resolution Near-Field Structure Disk with Write-Strategy Technique”，JapaneseJournal of Applied Physics，Vol.43，No.7A，pp.4212－4215（2004）
非专利文献2：KIKUKAWA Takashi等著，“Low Frequency Noise Reduction ofSuper-Resolution Near-Field Structure Disc with Platinum-Oxide Layer”，ODSTechnical Digest，ThC3（2005）
专利文献
专利文献1：日本特开平9-219068号公报
发明所要解决的课题
但是，在非专利文献1和2所记载的方式中，不能对波形劣化显著的再现信号（再现波形）发挥效力。例如，在光盘中，所记录的二值数据（记录标记）的数据长度（记录标记长度）越短，SNR越低，存在数据长度短的二值数据的再现波形的振幅水平集中在中心水平的趋势。因此，在计算限幅水平和再现信号交叉的交叉点（时钟点）与采样点之间的相位误差的方法的情况下，存在如下问题：相位误差的波动变大，时钟信号变得不稳定，并且作为再现信号的二值化数据的质量降低。
此外，如专利文献1所示，在将通过PRML方式预测出的预测波形（理想波形）用作目标波形的情况下，目标波形自身包含差错，导致将包含差错的目标波形作为基准来计算相位误差。因此，在专利文献1所示的技术中，存在如下问题：相位误差的波动变大，时钟信号变得不稳定，并且作为再现信号的二值化数据的质量降低。
因此，本发明是为了解决上述现有技术的课题而完成的，其目的在于，提供一种能够通过生成稳定的时钟信号，提高作为再现信号的二值化数据的质量的信号处理装置、信号处理方法以及光盘装置。
用于解决课题的手段
本发明的一个方式的信号处理装置的特征在于，具有：自适应型滤波器，其对来自记录介质的再现信号的再现波形自适应地实施滤波，使得所述再现波形接近目标波形；PRML电路，其利用PRML方式，根据实施所述滤波后的再现波形，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且根据所述二值化数据依次生成作为所述目标波形的部分响应波形；计算部，其根据所述目标波形与实施所述滤波后的再现波形的差分依次计算关于所述采样点的第1相位误差；限制部，其通过从所述第1相位误差中排除特定的相位误差而输出第2相位误差；以及时钟生成部，其生成与所述第2相位误差对应的频率的所述时钟信号，所述特定的相位误差包含所述部分响应波形变为至少不包含预定振幅水平以上的水平的特定水平时的相位误差。
本发明的一个方式的信号处理方法的特征在于，包括以下步骤：对来自记录介质的再现信号的再现波形自适应地实施滤波，使得所述再现波形接近目标波形；利用 PRML方式，根据实施所述滤波后的再现波形，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且根据所述二值化数据依次生成作为所述目标波形的部分响应波形；根据所述目标波形与实施所述滤波后的再现波形的差分依次计算关于所述采样点的第1相位误差；通过从所述第1相位误差中排除特定的相位误差而输出第2相位误差；以及生成与所述第2相位误差对应的频率的所述时钟信号，所述特定的相位误差包含所述部分响应波形变为至少不包含预定振幅水平以上的水平的特定水平时的相位误差。
本发明的另一方式的信号处理方法的特征在于，包括以下步骤：对来自记录介质的再现信号的再现波形自适应地实施滤波，使得所述再现波形接近目标波形；利用PRML方式，根据实施所述滤波后的再现波形，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且根据所述二值化数据依次生成部分响应波形；对所述部分响应波形进行均衡来生成所述目标波形；根据所述部分响应波形与实施所述滤波后的再现波形的差分依次计算关于所述采样点的相位误差；以及生成与所述相位误差对应的频率的所述时钟信号。
本发明的一个方式的盘装置的特征在于，具有：光学头装置，其以光学方式读取记录在记录介质中的二值数据；再现信号处理部，其根据从所述光学头装置输出的信号生成再现信号；以及根据所述再现信号生成所述二值化数据的上述信号处理装置。
发明效果
根据本发明的信号处理装置、信号处理方法以及光盘装置，能够生成稳定的时钟信号，其结果，具有能够提高作为再现信号的二值化数据的质量的效果。
图1是概略地示出可搭载本发明实施方式1～3的信号处理装置的光盘装置的结构的图。
图2是概略地示出第1参考例的信号处理装置的结构的框图。
图3是概略地示出图2所示的PLL电路的结构的一例的框图。
图4是示出PLL电路中的使用了限幅水平的相位误差的计算法的图。
图5是概略地示出第2参考例的信号处理装置的结构的框图。
图6是概略地示出实施方式1的信号处理装置的结构的框图。
图7是示出在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型时的再现波形的例子的图。
图8是用表格示出在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型时的再现波形的各数据长度的错误分布的图。
图9是用表格示出在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型时的再现波形的各水平的分布的图。
图10是用表格示出在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型时的各水平的数据长度分布的图。
图11是概略地示出实施方式2的信号处理装置的结构的框图。
图12是概略地示出实施方式2的变形例的信号处理装置的结构的框图。
图13是概略地示出实施方式3的信号处理装置的结构的框图。
具体实施方式
《1》实施方式1
《1－1》光盘装置60的说明
图1是概略地示出作为可搭载实施方式1的信号处理装置30（或者实施方式2的信号处理装置40或实施方式3的信号处理装置50）的再现装置的光盘装置60的结构的图。光盘装置60是具有如下功能的装置：以光学方式读取记录在CD、DVD、BD等那样的记录介质即光盘70的信息记录层中的二值数据（记录标记），并输出二值化数据作为所记录的二值数据的再现信号。光盘装置60通过搭载实施方式1的信号处理装置30，使得作为再现信号输出的二值化数据与实际记录在光盘70中的二值数据不会不同（使得成为接近的二值数据）。
如图1所示，光盘装置60具有：用于驱动安装在转台上的光盘70旋转的主轴电机61；以及光学头装置62，其向光盘70的信息记录层照射激光，接收由该信息记录层进行反射后的返回光束并输出信号。此外，光盘装置60具有：作为用于使光学头装置62在光盘70的半径方向Dr上移动的驱动单元的螺旋电机63、激光器控制电路64、调制电路65、伺服控制部66、再现信号处理部67、RAM（Random Access Memory：随机存取存储器）68和MPU（MicroProcessing Unit：微处理单元）69。另外，在图1中，连接结构要素（模块）间的单向或双向的箭头表示光盘装置60的结构要素间 的信号或信息的代表性流动的路径和方向，不表示结构要素间的所有连接关系，并且也不表示所有的信息流动方向。
伺服控制部66具有控制主轴电机61的动作的主轴电机控制电路661、控制光学头装置62的动作的光学头控制电路662和控制螺旋电机63的动作的螺旋电机控制电路663。这些控制电路661、662、663根据从MPU69输出的指令信号进行动作。
再现信号处理部67具有：伺服信号检测电路672，其根据由光学头装置62检测、并经由传送路径L3送出的信号生成伺服信号；再现信号检测电路673，其检测再现信号并作为输出信号输出到传送路径L1；以及摆动信号检测电路671，其检测由来自光盘70的蜿蜒的引导轨道槽的反射光得到的摆动信号（wobble signal）。
RAM68具有程序区域681和数据区域682。MPU69依照记录在RAM68中的程序，控制各部的动作，并且根据从各部送来的信号决定控制内容。
MPU69根据由再现信号检测电路673检测到的信号振幅值数据或状态信号等经由传送路径L2送出的输出信号、或者从各部送出的其他输出信号，决定光盘装置60整体的动作，并向各部送出控制数据（例如从MPU69到再现信号检测电路673的传送路径L2的信号），进行各部的控制。另外，可以构成为在MPU69的内部执行再现信号处理部67的结构要素671、672、673进行的处理的一部分。
光学头控制电路662通过经由传送路径L4将基于从伺服信号检测电路672送出的伺服误差信号SE和来自MPU69的动作命令（指令信号）的控制信号输出到光学头装置62，对从光学头装置62照射到光盘70上的光进行控制。螺旋电机控制电路663根据从伺服信号检测电路672送出的伺服误差信号SE和来自MPU69的动作命令，对螺旋电机63的动作进行控制。主轴电机控制电路661根据从伺服信号检测电路672送出的伺服误差信号SE和来自MPU69的动作命令，对主轴电机61的动作进行控制。
信号处理装置30通过传送路径L1接收来自再现信号检测电路673的再现信号（第1再现信号），并对该再现信号实施解调处理生成二值化数据（第2再现信号）。
从MPU69输出的数据的一部分由调制电路65转换为适于记录到光盘70的记录信号，并被发送到激光器控制电路64。激光器控制电路64通过经由传送路径L5将基于来自调制电路65的记录信号的控制信号发送到光学头装置62，对搭载于光学头装置62的半导体激光器的发光功率进行控制。
光学头装置62根据来自激光器控制电路64的控制信号进行动作，将半导体激光器发出的光束会聚到光盘70。此外，光学头装置62接收被光盘70的信息记录层进行反射后的返回光束，并进行用于生成再现信号和伺服信号的检测。
《1－2》第1参考例的信号处理装置10的说明
接着，使用图2、图3和图4说明第1参考例的信号处理装置10。图2是概略地示出作为第1参考例的信号处理装置10的结构的框图。第1参考例的信号处理装置10是在图1所示的光盘装置60中可替代信号处理装置30使用的装置的一例。作为第1参考例的信号处理装置10根据从再现信号检测电路673经过传送路径L1输入的再现信号，生成作为信号处理后的再现信号的二值化数据。如图2所示，第1参考例的信号处理装置10具有A/D（模拟/数字）转换电路11、数字放大器12、前置均衡器13、自适应型滤波器14、PRML电路15、作为相位误差计算部的加法器（减法器）18、和PLL电路19。PRML电路15具有：维特比解码电路16，其对从自适应型滤波器14输出的信号执行基于最大似然估计法的处理；以及PR（Partial Response：部分响应）解码器17，其根据从维特比解码电路16输出的二值化数据生成部分响应波形。
A/D转换电路11将所输入的再现信号转换为数字值。PLL电路19生成与来自A/D转换电路11的数字化后的再现信号同步的时钟信号，并将该时钟信号提供到包含A/D转换电路11在内的信号处理装置10的各结构要素。
数字放大器12将来自A/D转换电路11的数字化后的再现信号调整为期望的振幅水平。如果将数字放大器12作为将振幅水平自动调整为恒定值的结构的AGC（Auto GainControl：自动增益控制）电路，则能够在之后的电路中忽视伴随来自光盘70的反射光变动等产生的再现信号的振幅水平变动。
前置均衡器13主要对统一成期望的振幅水平的再现信号的波形中的最短数据长度附近的高频成分进行放大。在光的MTF（Modulation Transfer Function：调制传递函数）特性上，最短数据长度附近的高频成分容易极端变小，因此通过一定程度地放大最短数据长度附近的高频成分，后级滤波器中的处理变得容易。
自适应型滤波器14与后级的PRML电路15组合使用，将通过PRML电路15估计出的理想再现波形作为目标波形进行滤波处理。将该理想再现波形作为预测波形从PR解码器17输出。
作为自适应型滤波器14使用的代表性自适应型算法，例如有LMS（Least MeanSquare，最小均方）算法。在LMS算法中，当设时刻n的输入信号的数据为x（n）、滤波器的抽头k（第k个抽头）的系数为wk（n）、滤波器系数的更新步程（step）为μ、误差信号为e（n）时，更新后的系数wk（n＋1）用下式（1）表示。另外，k和n分别为正整数。
wk（n+1）=wk（n）＋2·μ·e（n）·x（n）…（1）
其中，误差信号e（n）在设滤波后的再现波形的数据串为y（n）、目标波形的数据串为d（n）时，用下式（2）表示。
e（n）=d（n）－y（n）…（2）
这些式子利用使时刻n的瞬时平方误差e2（n）为最小的算法导出，根据该算法，瞬时平方误差在时间上被进行了平均化。
作为自适应型滤波器14使用的自适应型算法，也可以使用归一化LMS算法、RMS（Recursive Least Square，递归最小平方）算法或射影算法等其他算法。
图3是示出图2所示的PLL电路19的一般结构的框图。如图3所示，PLL电路19具有相位比较器191、环路滤波器192和压控振荡器193。相位比较器191对根据利用时钟信号采样得到的再现信号计算出的相位与时钟信号自身的相位进行比较，输出与它们的相位差对应的相位误差信号。环路滤波器192对来自相位比较器191的相位误差信号进行滤波，并作为控制电压提供给压控振荡器193。压控振荡器193将与接收到的控制电压成比例的频率的时钟信号作为输出时钟信号输出给各结构要素。PLL电路19构成了通过输出时钟信号逐次对再现信号进行采样的环路反馈电路。由此，输出时钟信号的频率和相位差追随输入信号的频率发生变化。
例如，在信号的调制方式为1－7RLL（Run Length Limit：运行长度限制）调制的情况下，如果设从PLL电路19输出的时钟信号的1周期长度（1时钟周期）为T，则再现信号的长度处于2T（最短数据长度）至8T的范围内。以下说明使用该1－7RLL调制的情况。
图4是示出PLL电路19中的使用了限幅水平的相位误差的计算法的图。在图4中，作为一般的相位比较方法，对再现信号（再现波形）与某个限幅水平交叉的交叉点、和时钟信号的上升沿或下降沿的点进行比较。具体而言，相位比较器191检测限幅水平与再现波形交叉的点前后的采样点P1、P2（在图4中，是用黑圆点P1、P2表示的点），通过使用直线近似的内插法，利用两点的电位之比计算交叉点Tc，并计算该交叉点Tc与采样点P1的时间间隔来作为相位误差Ep。作为限幅水平，一般采用作为再现波形的中心水平（平均水平）的零水平（0水平）。但是，例如在取决于旋转周期的低频的偏移与再现波形重叠的情况下等，可以采用将限幅水平设为可变以消除偏移量的方法。
在对作为第1参考例的信号处理装置10输入信号劣化显著且抖动噪声大的再现波形作为再现信号的情况下，在根据限幅水平和采样点P1、P2得到的相位误差Ep中也加入了抖动噪声的影响。一般而言，存在记录在记录介质中的二值数据（记录标记）的数据长度（记录标记长度）越短，抖动噪声的影响越大的趋势。一般而言，通过数据长度短的二值数据的再现而生成的再现波形的振幅水平集中在限幅水平附近，因此数据长度短的二值数据的再现信号尤其受到抖动噪声的较大影响。
《1-3》作为第2参考例的信号处理装置20的说明
图5是概略地示出作为第2参考例的信号处理装置20的结构的框图。作为第2参考例的信号处理装置20是不易受到在作为第1参考例的信号处理装置10中成问题的抖动噪声的影响的装置。作为第2参考例的信号处理装置20是在图1所示的光盘装置60中可替代信号处理装置30使用的装置。图5中，针对与图2（作为第1参考例的信号处理装置10）所示的结构要素相同或者对应的结构要素，标注相同的标号。
在图2所示的作为第1参考例的信号处理装置10中，根据由A/D转换电路11逐次采样的再现信号生成相位误差信号（相位误差），生成基于该相位误差的控制电压，通过输出与该控制电压成比例的频率的时钟信号的PLL电路19使时钟信号的频率和相位差追随所输入的再现信号的频率发生变化。因此，在向作为第1参考例的信号处理装置10输入了抖动噪声大的再现信号的情况下，在根据限幅水平和采样点P1、P2得到的相位误差中也加入了抖动噪声的影响，其结果，由PLL电路19生成的时钟信号变得不稳定。
与此相对，在图5所示的作为第2参考例的信号处理装置20中，不使用在作为第1参考例的信号处理装置10（图2）中使用的限幅水平，而使用通过PRML方式估计出的预测信号（预测波形）即部分响应波形S2与再现信号（再现波形）S1之间的相位误差S3，生成时钟信号。因此，图5所示的作为第2参考例的信号处理装置20具有作为第1参考例的信号处理装置10（图2）的PLL电路19的结构的一部分结构、即由环路滤波器192和压控振荡器193构成的时钟生成部29。另外，作为第2参考例的信号处理装置20也可以具有PLL电路19，在该情况下，需要使得可与相位比较器191分开使用PLL电路19中的环路滤波器192和压控振荡器193的结构（例如开关电路等）。
在第2参考例的信号处理装置20中，向时钟生成部29输入相位误差S3，环路滤波器192生成基于该相位误差信号的控制电压，压控振荡器193输出与该控制电压成比例的频率的时钟信号。并且，在作为第2参考例的信号处理装置20中，对于所有的采样点，计算通过PRML方式估计出的部分响应波形S2与再现波形S1之间的相位误差S3。根据作为第2参考例的信号处理装置20，时钟生成部29使用针对所有采样点的相位误差S3生成时钟信号，因此不易受到抖动噪声的影响，从而能够得到比较稳定的时钟信号。
但是，在作为第2参考例的信号处理装置20中，使用作为基于PRML方式的预测波形的部分响应波形S2得到相位误差S3，因此在部分响应波形S2自身包含较多差错的情况下，计算出包含较多差错的相位误差S3，从而导致由时钟生成部29生成的时钟信号的不稳定化。由此，在作为第2参考例的信号处理装置20中，在输入的再现信号的错误率为某个值以下的情况下，能够生成稳定的时钟信号。然而，实际上输入错误率高的再现波形的情况不能说很少，因而需要采用在即使输入了错误率高的再现波形的情况下，也能够生成稳定的时钟信号的信号处理方法的信号处理装置。
《1－4》实施方式1的信号处理装置30的结构
实施方式1的信号处理装置30是能够解决图2所示的作为第1参考例的信号处理装置10中的问题（时钟信号由于限幅水平附近的较大抖动噪声而变得不稳定）和图5所示的第2参考例的信号处理装置20中的问题（在输入了错误率高的再现波形的情况下时钟信号不稳定）的装置。
图6是概略地示出实施方式1的信号处理装置（即实施方式1的能够实施信号处理方法的装置）30的结构的框图。图6中，针对与图5（第2参考例）所示的结构要素相同或者对应的结构要素，标注相同的标号。实施方式1的信号处理装置30可构成图1所示的光盘装置60的一部分。实施方式1的信号处理装置30在具有作为限制输出的相位误差S13的限制部的选择器37的方面，与作为第2参考例的信号处理装置20（图5）不同。
实施方式1的信号处理装置30具有：自适应型滤波器14，其对再现波形自适应性地实施滤波，使得来自记录介质的再现信号的再现波形接近目标波形；PRML电路15，其使用PRML方式，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，根据实施滤波后的再现波形S11依次生成二值化数据，并且根据二值化数据依次生成作为目标波形的部分响应波形S12；作为计算部的加法器18，其根据目标波形与实施滤波后的再现波形的差分依次计算针对采样点的第1相位误差S13；作为限制部的选择器37，其通过从第1相位误差S13中排除特定的相位误差来输出第2相位误差S14；以及生成与第2相位误差S14对应频率的时钟信号的时钟生成部29。特定的相位误差包含针对最接近交叉点的采样点的相位误差，其中，在该交叉点处，实施滤波后的再现波形S11与再现波形S11的平均水平交叉。此外，优选选择器37将第2相位误差S14的数量设为实施滤波后的再现波形S11与再现波形S11的平均水平交叉的交叉点的数量以上。
此外，优选特定的相位误差包含部分响应波形S12变为特定水平时的相位误差。此处，特定的水平例如是如下水平内的任意一个：（1）通过在记录介质上具有最短数据长度的二值数据的再现得到的第1水平；（2）通过在记录介质上具有第2短的数据长度的二值数据的再现得到的第2水平；以及（3）第1水平和第2水平两者的水平。
优选PRML电路15例如将部分响应波形S12的类型设为（1，2，2，2，1），将特定的水平设为例如以下水平，该水平包含：作为部分响应波形S12的中心点的水平的0水平；作为与0水平相邻的水平的±1水平；以及作为分别与±1水平相邻的水平的±2水平。
更具体说明的话，在实施方式1的信号处理装置30中，选择器37按照时钟信号的每个定时确认作为从PR解码器17输出的预测波形的部分响应波形S12的振幅水平，并选择是否将相位误差S13输出到时钟生成部29的环路滤波器192（图5中示出）。选择器37例如具有：存储振幅水平选择用的基准值等的表（存储部）；以及比较选择电路，其确认部分响应波形S12的振幅水平（例如与基准值进行比较），并根据该比较结果选择是否将相位误差S13输出到时钟生成部29的环路滤波器192。由此，实施方式1的信号处理装置30能够实现如下功能：尽可能将运算量的增加和电路规模的增加抑制得较低，同时按照时钟信号的每个定时确认从PR解码器17输出的部分响应波形S12的振幅水平，并选择是否将相位误差S13输出到时钟生成部29的环路滤波器192。
《1-5》实施方式1的效果
根据实施方式1的信号处理装置30、信号处理方法以及光盘装置60，能够生成稳定的时钟信号，其结果，具有能够提高作为再现信号的二值化数据的质量的效果。
此外，根据实施方式1的信号处理装置30、信号处理方法以及光盘装置60，选择器搭载水平选择用的表和比较选择电路即可，因而还具有由此带来的运算增加量和电路规模增加量变得极少的效果。
《1－6》能够得到实施方式1的效果的理由
实施方式1的信号处理装置30构成为通过限制在相位误差的计算中使用的再现信号的振幅水平（水平点），即使是错误率高的波形也能够得到稳定的时钟信号。如在第1参考例的说明中叙述那样，越是数据长度短的二值数据（例如记录在光盘中的记录标记（凹坑））的再现信号，越存在抖动噪声变大的趋势。
因此，在相位误差的计算中，有效的是排除再现信号的中心水平附近的采样点，根据未被排除的采样点的数据计算相位误差。例如在相位误差的计算中，有效地是，排除与数据长度最短（即2T）的信号（2T信号）相关的振幅水平的数据，根据未被排除的振幅水平的数据计算相位误差。
或者，例如在相位误差的计算中，有效地是，排除与数据长度最短（即2T）的信号（2T信号）相关的振幅水平的数据以及与数据长度第2短（即3T）的信号（3T信号）相关的振幅水平的数据，根据未被排除的振幅水平的数据计算相位误差。
图7是示出在作为第2参考例的信号处理装置20（图5）中，使用（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型，且错误率为6E－3（＝6×10－3）时的再现信号的波形（再现波形）的例子的图。在图7中，实线是例如从自适应型滤波器14输出的再现信号S11的波形，虚线是从PR解码器17输出的预测波形（自适应型滤波器14的目标波形）。从图7的例子可知，存在以下趋势：越是数据长度短的信号，即再现信号的振幅水平越接近中心水平（在图7中为0水平），误差信号越大。根据图7可认为，越是数据长度短的信号，即再现信号的振幅水平越接近中心水平（在图7中为0水平）的信号，越期望从误差信号的计算中排除。
图8是用表格示出在作为第2参考例的信号处理装置20（图5）中，使用（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型，且错误率为6E－3时的再现波形的各数据长度的信 号的错误分布（相对于再现波形的数据长度的错误统计结果）的例子的图。在图8中，针对记录在光盘中的数据长度为2T、3T、…、9T的信号，以及数据长度为2T至3T（记作“2T－3T”。）的信号、…、数据长度为2T至9T（记作“2T－9T”。）的信号，示出了样本数、错误数、错误率和所占比例。数据长度为2T－9T的信号的样本数为总样本数，数据长度为2T－9T的信号的错误数为总错误数。所占比例是错误数除以总错误数而得的值。根据图8的数据长度2T、3T、…、9T的栏可知，数据长度为2T的信号的错误数（在图8中为“88”）和数据长度为3T的信号的错误数（在图8中为“102”）与其他数据长度（4T、5T、6T、7T、8T、9T）的信号的错误数（在图8中为“12、8、4、4、1、0”）相比极大。根据图8的统计结果可认为，在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型的情况下，期望进行使用了以下振幅水平处的信号的相位误差的计算，该振幅水平排除了数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号所占比例较大的振幅水平±2。
图9是用表格示出在作为第2参考例的信号处理装置20（图5）中，使用（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型，且错误率为6E－3时的再现波形的各振幅水平的分布（相对于再现波形的振幅水平的采样点统计结果）的例子的图。根据图9可知，振幅水平0至振幅水平±3的范围内（即振幅水平－3、－2、－1、0、＋1、＋2、＋3）的方差比振幅水平－4、＋4处的方差大。这是因为：如在图9中观察各个振幅水平处的平均值可知，仅振幅水平－2和＋2处的平均值（“－1.35”和“＋1.66”）与理想波形的振幅水平（值“－2”和“＋2”）相比明显较小。根据图9的统计结果可认为，在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型的情况下，期望进行使用了振幅水平±4处的信号的相位误差的计算。
图10是用表格示出在作为第2参考例的信号处理装置20（图5）中，使用（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型，且错误率为6E－3时的再现波形的信号处理装置20中的各振幅水平的数据长度分布（各水平处的各数据长度可取的概率）的例子的图。图10所示的概率是对小数点以后的数字进行四舍五入而得到的值。在图10中，将再现波形的振幅水平为0的点的合计（数据长度范围2T－9T的值）设为了100%。从图10可知，数据长度为2T和3T的信号所占比例较大的振幅水平处于振幅水平0至振幅水平±3的水平范围（即、振幅水平－3、－2、－1、0、＋1、＋2、＋3）。如已经使用图9说明的那样，方差比较大的水平范围是振幅水平0至振幅水平±3的水平范围。因此可知数据长度为2T和3T的信号的错误对方差影响较大。根据图10的统计结果可认为，在使用了（1，2，2，2，1）作为部分响应的类型的情况下，期望计算相位误差时使用振幅水平±4处的信号，该振幅水平±4排除了数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号所占比例较大的振幅水平0至振幅水平±3的水平范围。
但是，在反映图10的结果仅使用振幅水平±4处的数据进行相位误差的计算的情况下，样本数相比于使用振幅水平0处的数据的情况，减少为大致48%（即图10的数据长度2T－9T的行中的振幅水平＋4的值24%和振幅水平-4的值24%的合计值）。该样本数与计算相位误差的比率（rate）相等，因此环路增益降低，无法生成稳定的时钟信号。
因此，可认为期望不仅将振幅水平±4处的信号，还将数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号所占的比例小、且采样点的数量比较多的振幅水平±3的信号也用于相位误差的计算。该情况下，在相位误差的计算中使用的采样点为大致142%（即对图10的数据长度2T－9T的行中的振幅水平＋4的值24%和振幅水平-4的值24%的合计值48%加上图10的数据长度2T－9T的行中的振幅水平＋3的值47%和振幅水平-3的值47%的合计值94%后的值）。因此，根据实施方式1的信号处理装置30，与使用限幅水平（值0）的作为第1参考例的信号处理装置10相比，环路增益变为大致1.4倍。
基于以上理由，根据实施方式1的信号处理装置30，即使针对波形劣化大、且错误率高的再现信号，也能够进行稳定的时钟生成，其结果，能够得到可提高作为再现信号的二值化数据的质量的效果。
《1-7》实施方式1的变形例
在上述例子中，说明了如下情况：能够针对数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号中的错误明显较多的波形进行稳定的时钟生成，排除与数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号相关的振幅水平的数据。但是，待排除的振幅水平的选择不限于与数据长度为2T（最短数据长度）和数据长度为3T（第2短的数据长度）的信号相关的振幅水平的数据，还能够排除与其他数据长度的信号相关的振幅水平的数据。例如，在用阶数较低的均衡器进行增强的情况下，处于低频的数据长度为7T和8T的信号引起 过冲，从而产生与理想波形的偏离。在这样的使用均衡器的结构的情况下，需要排除与数据长度为7T和8T的过冲相关的振幅水平。具体而言，如果排除振幅水平±3和±4的数据，使用振幅水平0、±1、±2的数据计算相位误差，则在减少了过冲引起的噪声的基础上，采样点为大致292%（即将图10的数据长度2T－9T的行中的振幅水平0的值100%、振幅水平-1的值80%、振幅水平＋1的值80%、振幅水平-2的值16%、振幅水平＋2的值16%进行相加后的值），从而能够进行稳定的时钟信号的生成。
此外，上述例子说明了采用1－7RLL方式作为调制方式的情况，但也可以替代该方式而采用例如在DVD或CD中使用的8－16调制方式或8－14调制方式等。由此，即使在采用其他调制方式的情况下，也能够与采用1－7RLL调制方式的情况同样地进行稳定的时钟信号的生成。
《2》实施方式2
《2－1》实施方式2的信号处理装置40
图11是概略地示出实施方式2的信号处理装置（即实施方式2的能够实施信号处理方法的装置）40的结构的框图。图11中，针对与图5（第2参考例）所示的结构要素相同或者对应的结构要素，标注相同的标号。实施方式2的信号处理装置40被搭载于图1所示的光盘装置60，可构成光盘装置60的一部分。
实施方式2的信号处理装置40具有：自适应型滤波器14，其对再现波形自适应性地实施滤波，使得来自记录介质的再现信号的再现波形接近目标波形；PRML电路45，其使用PRML方式，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，根据实施滤波后的再现波形S21依次生成二值化数据，并且根据二值化数据依次生成作为部分响应波形；对部分响应波形进行均衡来生成目标波形的均衡器48；根据部分响应波形S22与实施滤波后的再现波形S21的差分依次计算针对采样点的相位误差S23的计算部18；以及生成与相位误差对应的频率的时钟信号的时钟生成部29。均衡器48具有增大或减小部分响应波形的特定水平的功能。PRML电路45可将部分响应波形的类型设为（1，2，2，2，1）。
此外，实施方式2的信号处理装置40可以如实施方式1的情况下的选择器37那样，具有从在相位误差S23的计算中使用的目标波形排除特定水平的波形的限制部。
具体说明的话，实施方式2的信号处理装置40在以下方面与作为第2参考例的 信号处理装置20不同：其具有选择器49和对从PR解码器47输出的预测波形即部分响应波形S22进行均衡的均衡器48，使用均衡后的部分响应波形作为自适应型滤波器14的目标波形；以及向时钟生成部29提供使用未被均衡的部分响应波形得到的差分信号S23a。在以下的说明中，关于实施方式2的信号处理装置40，以与作为第2参考例的信号处理装置20的不同点为中心进行说明。
如图11所示，实施方式2的信号处理装置40能够通过均衡器48按照每个振幅水平对从PR解码器47输出的预测波形（自适应型滤波器14的目标波形）S22进行调整。例如在作为第2参考例的信号处理装置20中使用的再现波形（图6中的再现波形S11）的情况下，根据图9可知，在振幅水平＋2和－2的数据中，再现波形的平均值为“＋1.66”和“－1.35”，振幅水平与再现波形的平均值之差较大。在实施方式2的信号处理装置40中，作为其对策，具有均衡器48，通过放大振幅水平＋2和－2的数据（均衡功能），将预测波形S22的振幅水平从±2变更为例如±2.5，从而强调误差信号S23。通过将由均衡器48强调后的误差信号S23反馈到自适应型滤波器14，改变自适应型滤波器14的滤波系数，间接地对再现波形S21带来均衡效果。
《2-2》实施方式2的效果
根据实施方式2的信号处理装置40、信号处理方法以及具有信号处理装置40的光盘装置60，能够生成稳定的时钟信号，其结果，具有能够提高作为再现信号的二值化数据的质量的效果。
根据实施方式2的信号处理装置40，从PR解码器47输出的预测波形S22与再现波形S21的相位误差S23变大，但能够使关于限幅水平的交叉点和采样点之间的相位误差、或者通过均衡器48改变目标波形S22的振幅水平前的利用PRML方式估计的波形和采样点之间的相位误差稳定化。
因此，作为反馈到时钟生成部29的相位误差S23，使用由自适应型滤波器14进行滤波后的再现波形S21、与通过均衡器48进行均衡前的来自PR解码器47的输出的差分即可。
此外，在图11的均衡器48中，如果追加对作为反馈到自适应型滤波器14的目标信号输出的振幅水平和作为反馈到时钟生成部29的预测信号输出的振幅水平进行切换的结构（例如水平选择用表和比较选择电路），则能够实现实施方式2，因此能够基本没有运算增加量或电路规模增加量地得到上述说明的信号处理方法的效果。
《2-3》实施方式2的第1变形例
图12是概略地示出实施方式2的变形例的信号处理装置40a的结构的框图。图12中，针对与图11所示的结构要素相同或者对应的结构要素，标注相同的标号。信号处理装置40a被搭载于图1所示的光盘装置60，可构成光盘装置60的一部分。信号处理装置40a在以下方面与作为第2参考例的信号处理装置20不同：其具有对从PR解码器47输出的预测波形即部分响应波形S22进行均衡的均衡器48，并使用均衡后的部分响应波形作为自适应型滤波器14的目标波形；以及具有作为其他计算部的加法器（减法器）18a，并向时钟生成部29提供使用未被均衡的部分响应波形得到的差分信号S23a。该情况下，也能够得到与图11的情况相同的效果。
《2-4》实施方式2的第2变形例
作为其他例子，例如可以设为如下结构：在再现波形S21的不对称性大、且数据长度短的信号（例如数据长度为2T和3T的信号）叠加有偏移的情况下，通过均衡器48在预测波形S22中叠加与再现波形S21叠加的偏移相反的偏移，由此强调相位误差S23，并将强调后的相位误差S23反馈到自适应型滤波器14。
《2-5》实施方式2的第3变形例
在实施方式2中，可以将目标信号的振幅水平构成为仅使用不需要进行强调的振幅水平。例如在上述说明中，所述目标信号构成为将振幅水平±2变更为例如振幅水平±2.5，但是也可以是将振幅水平±2以外的振幅水平0、±1、±3、±4作为反馈到时钟生成电路29的相位误差。该情况下，实施方式2的信号处理装置40具有与实施方式1的信号处理装置30相同的结构，能够以较少的运算量得到相同的效果。因此，根据实施方式2的信号处理装置40和信号处理方法，即使针对波形劣化大、且错误率高的再现信号，也能够进行稳定的时钟信号生成。
另外，在上述例子中，说明了调制方式为1－7RLL调制的情况，但调制方式不限于此，例如也可以采用在DVD或CD的再现中使用的8－16调制方式或8－14调制方式。
《3》实施方式3
《3－1》实施方式3的信号处理装置50的结构和动作
图13是概略地示出实施方式3的信号处理装置（即实施方式3的能够实施信号处理方法的装置）50的结构的框图。图13中，针对与图5（第2参考例）所示的结 构要素相同或者对应的结构要素，标注相同的标号。实施方式3的信号处理装置50被搭载于图1所示的光盘装置60，可构成光盘装置60的一部分。如图13所示，实施方式3的信号处理装置50在以下方面与图5所示的第2参考例的信号处理装置20不同：其具有数据长度判定电路56，选择器57根据来自数据长度判定电路56的控制信号S56进行切换。在以下的说明中，关于实施方式3的信号处理装置50，以与作为第2参考例的信号处理装置20的不同点为中心进行说明。
数据长度判定电路56对从维特比解码电路16输出的二值化数据的数据长度进行判定，并将基于该判定结果的控制信号S56送出到选择器57。另外，在图13中，将数据长度判定电路56图示为PRML电路55的一部分，但数据长度判定电路56也可以配备于PRML电路55的外部。
选择器57根据从数据长度判定电路56接收到的控制信号S56，对输入到自适应型滤波器14和时钟生成部29的环路滤波器192（图5中示出）的误差信号S33的值进行切换。选择器57在从维特比解码电路16输出的二值化数据的数据长度为预定的数据长度（在实施方式3中为数据长度2T）的情况下，根据接收到的控制信号S56，不将来自PR解码器17的信号S32输出到加法器18，在从维特比解码电路16输出的二值化数据的数据长度为2T以外的情况下，将从PR解码器17输出的目标信号S32输出到加法器18。因此，从加法器18输出的相位误差S33在从维特比解码电路16输出的二值化数据的数据长度为预定的数据长度（在实施方式3中为数据长度2T）的情况下，成为基于再现波形的误差波形，在从维特比解码电路16输出的二值化数据的数据长度为2T以外的情况下，成为从来自PR解码器17的目标波形S32中减去再现信号S31后的误差信号S33。由此，从来自PR解码器17的目标波形S32中减去再现信号S31后的误差信号S33的值根据接收到的控制信号S56进行切换。
在实施方式2中，改变了从PR解码器47输出的信号的振幅水平，但如图10所示，数据长度短的信号（例如数据长度为2T的信号和数据长度为3T的信号）可取振幅水平－3至振幅水平＋3的较宽范围内的振幅水平。因此，在实施方式1的信号处理装置30中，设为了将振幅水平±4和±3的数据用于相位误差的计算的结构，但在实施方式3的信号处理装置50中，误差信号的计算中包含数据长度为2T或3T的信号可取的振幅水平±3的数据。
在实施方式3的信号处理装置50中，如图13所示，能够通过追加数据长度判定电路56，得知与期望的数据长度的信号相关的采样点，因此能够仅将与期望的数据长度的信号相关的误差信号反馈到时钟生成部29的环路滤波器192。因此，在实施方式3的信号处理装置50中，作为反馈到时钟生成部29的环路滤波器192的相位误差，例如能够排除与数据长度为2T的信号相关的相位误差。
此外，上述例子是调制方式为1－7RLL调制的情况下的例子，但调制方式不限于此，例如在DVD或CD中使用的8－16调制方式或8－14调制方式中，也能够通过相同的方法得到相同的效果。
在上述说明中，说明了排除与数据长度为2T的信号相关的相位误差的情况，但根据再现波形的不同，不限于此，例如在不对称性大的再现波形的情况下，可以设为不仅排除与数据长度为2T的信号相关的相位误差、还排除与数据长度为3T的信号以及数据长度为4T的信号相关的相位误差的结构。此时，从图10可知，排除与2T－4T相关的样本数后的点、即与5T以上相关的样本数为将限幅水平设为了0水平的情况的152%。因此，根据实施方式3的信号处理装置50，在减少了噪声的基础上，与将限幅水平设为0的时钟生成部相比，环路增益为大致1.5倍。
《3-2》实施方式3的效果
根据实施方式3的信号处理装置50、信号处理方法以及光盘装置60，能够生成稳定的时钟信号，其结果，具有能够提高作为再现信号的二值化数据的质量的效果。
此外，根据实施方式3的信号处理装置50、信号处理方法以及光盘装置60，能够进行精度更高的相位误差的计算，即使针对波形劣化大、且错误率高的再现波形，也能够进行稳定的时钟信号生成。
此外，根据实施方式3的信号处理装置50、信号处理方法以及光盘装置60，选择器配备水平选择用表和比较选择电路即可，还具有由此引起的运算增加量和电路规模增加量变得极少的效果。
如以上所说明那样，根据实施方式1～3的信号处理装置和信号处理方法，即使针对波形劣化大、且错误率高的再现信号，也能够进行稳定的时钟信号生成。
而且，在将所述信号处理方法搭载到信号处理装置的情况下，能够在不增大运算负荷或电路负载的情况下得到上述信号处理方法的效果。
标号说明
30、40、40a、50：信号处理装置；11：A/D转换电路；12：数字放大器；13： 前置均衡器；14：自适应型滤波器；15、45、45a、55：PRML电路；16：维特比解码电路；17、47：PR解码器；18、18a：加法器（计算部）；19：PLL电路；29：时钟生成部；37、57：选择器（限制部）；48：均衡器；49：选择器；56：数据长度判定电路；60：光盘装置；70：光盘（记录介质）；191：相位比较器；192：环路滤波器；193：压控振荡器；T：时钟信号的1周期长度（1时钟周期）。

Claims (7)

1.一种信号处理装置，其特征在于，该信号处理装置具有：
自适应型滤波器，其对来自记录介质的再现信号的再现波形自适应地实施滤波，使得所述再现波形接近目标波形；
部分响应最大似然电路，其利用部分响应最大似然方式，根据实施所述滤波后的再现波形，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且根据所述二值化数据依次生成作为所述目标波形的部分响应波形；
计算部，其根据所述目标波形与实施所述滤波后的再现波形的差分依次计算关于所述采样点的第1相位误差；
限制部，其通过从所述第1相位误差中计算特定的相位误差以外的相位误差而输出第2相位误差；以及
时钟生成部，其生成与所述第2相位误差对应的频率的所述时钟信号，
第1振幅水平和第2振幅水平是预先确定的水平，在所述第1振幅水平小于所述第2振幅水平的情况下，所述特定的相位误差是当所述部分响应波形成为大于所述第1振幅水平且小于所述第2振幅水平的范围的水平时的相位误差，
所述部分响应最大似然电路将所述部分响应波形的类型设为(1，2，2，2，1)，大于所述第1振幅水平且小于所述第2振幅水平的范围的所述水平是如下水平：当将所述部分响应波形的中心点的水平设为0水平，将与所述0水平相邻的水平设为±1水平，并且将分别与所述±1水平相邻的水平设为±2水平时，作为分别与所述±2水平相邻的水平的±3水平和作为分别与所述±3水平相邻的水平的±4水平。
2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，
所述限制部使得从所述限制部输出的第2相位误差的数量为交叉点的数量以上，其中，该交叉点是某一固定的限幅水平与再现信号交叉的点。
3.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，
该信号处理装置还具有数据长度判定部，该数据长度判定部根据所述二值化数据，针对各采样点判定记录在记录介质中的二值数据的数据长度是否为特定的数据长度，
所述限制部将除所述数据长度判定部判定为是特定数据长度的二值数据的采样点处的部分响应波形以外的波形提供给所述计算部。
4.根据权利要求3所述的信号处理装置，其特征在于，
所述特定的数据长度包括相当于所述时钟信号的2个时钟周期的数据长度和相当于所述时钟信号的3个时钟周期的数据长度。
5.根据权利要求4所述的信号处理装置，其特征在于，
所述数据长度判定部在包括作为所述部分响应波形的中心点的水平的0水平、作为与所述0水平相邻的水平的±1水平、作为分别与所述±1水平相邻的水平的±2水平、和作为分别与所述±2水平相邻的水平的±3水平在内的水平中，排除与所述记录介质上相应于最短数据长度的信号和所述记录介质上相应于第2短的数据长度的信号相关的采样点，来计算所述相位误差。
6.一种信号输出方法，其特征在于，该信号输出方法包括以下步骤：
对来自记录介质的再现信号的再现波形自适应地实施滤波，使得所述再现波形接近目标波形；
利用部分响应最大似然方式，根据实施所述滤波后的再现波形，通过基于时钟信号的周期的采样点处的采样，依次生成二值化数据，并且根据所述二值化数据依次生成作为所述目标波形的部分响应波形；
根据所述目标波形与实施所述滤波后的再现波形的差分依次计算关于所述采样点的第1相位误差；
通过从所述第1相位误差中计算特定的相位误差以外的相位误差而输出第2相位误差；以及
生成与所述第2相位误差对应的频率的所述时钟信号，
第1振幅水平和第2振幅水平是预先确定的水平，在所述第1振幅水平小于所述第2振幅水平的情况下，所述特定的相位误差是当所述部分响应波形成为大于所述第1振幅水平且小于所述第2振幅水平的范围的水平时的相位误差，
将所述部分响应波形的类型设为(1，2，2，2，1)，大于所述第1振幅水平且小于所述第2振幅水平的范围的所述水平是如下水平：当将所述部分响应波形的中心点的水平设为0水平，将与所述0水平相邻的水平设为±1水平，并且将分别与所述±1水平相邻的水平设为±2水平时，作为分别与所述±2水平相邻的水平的±3水平和作为分别与所述±3水平相邻的水平的±4水平。
7.一种光盘装置，其特征在于，该光盘装置具有：
光学头装置，其以光学方式读取记录在记录介质中的二值数据；
再现信号处理部，其根据从所述光学头装置输出的信号生成再现信号；以及
根据所述再现信号生成所述二值化数据的权利要求1至5中的任意一项所述的信号处理装置。
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