背景技术
基准源通常是指在电路中做电压基准和电流基准的精准、稳定的信号源。随着集成电路产业的不断发展,高性能模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)、电源管理等集成电路芯片设计中,高精度、低温度系数、高稳定的基准源设计十分关键。
典型的CMOS(互补金属氧化物半导体)帯隙基准源的工作原理是:利用CMOS工艺中寄生双极晶体管的具有负温度系数的基极-发射极电压VBE和在不同电流密度下具有正温度系数的基极-发射级电压的差值△VBE以适当的权值相加,从而达到零温度系数的目的。衡量电压基准源的一个重要的指标是温度系数TC(Temperature Coefficient),其表达式为:
其中,Vmax和Vmin分别表示基准电压最大值和最小值,Vaverage表示基准电压平均值,Tmax和Tmin分别表示温度最高值和最低值。
典型的一阶补偿基准源电路结构如图1所示。其中,运算放大器OTA所形成的反馈环路迫使其正负输入端的电压维持相等,假设双极晶体管Q1、Q2的发射结面积比为N,则Q1、Q2的基极-发射级电压差为
所以流过电阻R
1、R
2两条支路的电流相等,且均与绝对温度成正比(PTAT),即
由此可以得出基准电压
其中,VBE2为晶体管Q2的基极-发射级电压,k为玻尔兹曼常数,q是电子电量,T为绝对温度。
由于双极晶体管的基极-发射级电压VBE具有负温度系数,约为-2mV/℃,而△VBE具有正温度系数,约为0.085mV/℃。因此,适当地选择电阻比值R2/R1和晶体管Q1、Q2的发射结面积比N,可以使Vref中温度的一阶项相互抵消,得到一个低温度系数的基准电压Vref,典型一阶补偿的温度系数一般在10~50ppm/℃。由此可见,典型帯隙基准源仅对基极-发射级电压VBE的一阶线性部分进行补偿,因而精度有限,无法满足高精度模拟电路和数模混合电路对基准电压的要求。
为了克服一阶温度补偿基准源的稳定性和精确性的限制,科研人员提出了多种高阶补偿技术以获得高精度、高稳定性的基准电压,如分段曲率校正、指数温度补偿以及温度的二阶补偿等曲率补偿技术,其温度系数约为3~10ppm/℃,使得基准源性能得到大幅提升。然而这些技术都是基于标准CMOS工艺的二阶补偿电路,由于采用复杂的电路结构,使得基准源占用芯片面积大,且由于器件失配引起输出电压的稳定性变差。
发明内容
本发明提供了一种二阶补偿基准电压产生电路,本发明降低了基准电路的复杂度,提高了基准电压的稳定性,满足了高性能模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)以及其它高性能集成电路的应用,详见下文描述:
本发明基于SiGeBiCMOS工艺,通过对传统帯隙基准PTAT电流进行镜像复制,利用SiGeBiCMOS工艺中的NPN晶体管组成的PTAT电流平方生成电路产生与温度平方成比例的电流来补偿VBE的高阶项,进而得到高精度的基准电压源。本发明的核心思想是通过PTAT电流和PTAT平方电流分别产生与温度一次项和二次项相关的电压项,补偿VBE中对应的非线性项,进而得到高精度的基准电压。因此,PTAT电流平方产生电路为本发明的核心电路模块。
一种二阶补偿基准电压产生电路,所述二阶补偿基准电压产生电路包括:PTAT电流生成电路、PTAT电流平方生成电路、第四PMOS管和第五电阻,其中,
所述PTAT电流生成电路包括:第一PMOS管的源级接电源,第一PMOS管漏极接第三电阻,所述第三电阻的另一端接第六NPN晶体管的基极和集电极,所述第六NPN晶体管的发射极接第五电阻,所述第五电阻另一个端口接地;第二PMOS管源级接所述电源,第二PMOS管漏级接第二电阻,所述第二电阻另一端接第一电阻,第一电阻的另一端接第七NPN晶体管基极和集电极,所述第七NPN晶体管发射极接第五电阻,第五电阻另一个端口接所述地;运算放大器的反向输入端接所述第六NPN晶体管基极和集电极,所述运算放大器的同向输入端接所述第二电阻和所述第一电阻之间,所述运算放大器输出端接所述第一PMOS管、所述第二PMOS管的栅级;
所述PTAT电流平方生成电路包括:第五PMOS管的源级接所述电源,所述第五PMOS管栅级接所述第一PMOS管、所述第二PMOS管栅级,所述第五PMOS管漏级接第一NPN晶体管集电极和基极,所述第一NPN晶体管发射级接第三NPN晶体管集电极和基极,所述第三NPN晶体管发射级接地;第二NPN晶体管集电极接所述电源,所述第二NPN晶体管基极接第一NPN晶体管基极,所述第二NPN晶体管发射级接第四NPN晶体管集电极,所述第四NPN晶体管基级接第三NPN晶体管基极,所述第四NPN晶体管发射级接地;第四电阻一端接所述第四NPN晶体管集电极,另一端接所述地;第三PMOS管源级接所述电源,所述第三PMOS管栅级和漏极短接,所述第三PMOS管漏极接第五NPN晶体管集电极,所述第五NPN晶体管基极接所述第四NPN晶体管集电极,所述第五NPN晶体管发射级接所述地;
所述第四PMOS管源级接所述电源,所述第四PMOS管栅级接所述第三PMOS管栅级,第四PMOS管漏级接所述第五电阻。
本发明提供的技术方案的有益效果是:本发明提供的PTAT电流平方补偿基准电压源,可有效提高基准电压的精度,仿真结果表明其温度系数仅为1.58ppm/℃,优于绝大多数CMOS工艺实现基准源的输出精度;本发明提供的PTAT电流平方补偿基准电压源电路结构简单,仅通过对传统帯隙电路中PTAT电流镜像复制,通过简单的PTAT电流平方生成电路即可产生与温度平方相关项,进而来补偿VBE中的二次项,功耗较低,可用于高精度的模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)等电路中,具有很高的实用价值。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚,下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
为了降低基准电路的复杂度,提高基准电压的稳定性,满足高性能模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)以及其它高性能集成电路的应用,本发明实施例提供了一种二阶补偿基准电压产生电路,参见图2,详见下文描述:
本发明提供了一种PTAT电流平方补偿模式的基准电压源。该基准电压源是在现有的一阶温度补偿基础上,通过镜像原有帯隙基准源所产生的PTAT电流,利用PTAT电流平方生成电路产生与温度平方相关的电流项,将此电流注入电阻转换为与温度平方相关的电压,进而与传统一阶补偿的基准电压进行叠加补偿。因此,本发明提供的PTAT电流平方补偿模式的基准电压源包括:
PTAT电流生成电路,产生PTAT电流及一阶补偿。
PTAT电流平方生成电路,用于产生PTAT平方电流。
PTAT电流生成电路:第一PMOS管M1的源级接电源VDD,第一PMOS管M1漏极接第三电阻R3,第三电阻R3的另一端接第六NPN晶体管Q6的基极和集电极,第六NPN晶体管Q6的发射极接第五电阻R5,第五电阻R5另一个端口接地GND。第二PMOS管M2源级接电源VDD,第二PMOS管M2漏级接第二电阻R2,第二电阻R2另一端接第一电阻R1,第一电阻R1的另一端接第七NPN晶体管Q7基极和集电极,第七NPN晶体管Q7发射极接第五电阻R5,第五电阻R5另一个端口接地GND。运算放大器OTA的反向输入端接第六NPN晶体管Q6基极和集电极(即B点),运算放大器OTA的同向输入端接第二电阻R2和第一电阻R1之间(即A点),运算放大器OTA输出端接第一PMOS管M1、第二PMOS管M2的栅级。
PTAT电流平方生成电路:第五PMOS管M5的源级接电源VDD,第五PMOS管M5栅级接第一PMOS管M1、第二PMOS管M2栅级,第五PMOS管M5漏级接第一NPN晶体管Q1集电极和基极,第一NPN晶体管Q1发射级接第三NPN晶体管Q3集电极和基极,第三NPN晶体管Q3发射级接地GND。第二NPN晶体管Q2集电极接电源VDD,第二NPN晶体管Q2基极接第一NPN晶体管Q1基极,第二NPN晶体管Q2发射级接第四NPN晶体管Q4集电极,第四NPN晶体管Q4基级接第三NPN晶体管Q3基极,第四NPN晶体管Q4发射级接地GND。第四电阻R4一端接第四NPN晶体管Q4集电极,另一端接地GND。第三PMOS管M3源级接电源VDD,第三PMOS管M3栅级和漏极短接,第三PMOS管M3漏极接第五NPN晶体管Q5集电极,第五NPN晶体管Q5基极接第四NPN晶体管Q4集电极,第五NPN晶体管Q5发射级接地GND。
第四PMOS管M4源级接电源VDD,第四PMOS管M4栅级接第三PMOS管M3栅级,第四PMOS管M4漏级接第五电阻R5。
本发明设计的PTAT电流平方补偿基准电压源,通过引入阻值等于第二电阻R2的第三电阻R3,消除了因第一PMOS管M1的漏源电压与第二PMOS管M2的漏源电压不等引起的电流失配。运算放大器OTA的同向和反向输入端分别接在A、B两点,输出接在第一PMOS管M1、第二PMOS管M2栅级。通过引入深度负反馈使得A、B两点电压相等,进而产生流过第一电阻R1的PTAT电流,对基准源产生一阶温度补偿。
PTAT电流平方生成电路中,通过第五PMOS管M5镜像复制PTAT电流生成电路产生的PTAT电流,进而产生PTAT平方电流。具体产生原理如下:
VBE1+VBE3=VBE2+VBE5
其中,VBE为双极晶体管的基极-发射极电压。
由于 上式转化为
其中,VT=kTq,k为波尔兹曼常数,T为绝对温度,q为电子电量,IS为反向饱和电流,IC为集电极电流。
利用对数函数的性质lnA+lnB=ln(A×B),可得:
IC1×IC3=IC2×IC5
因为IC1=IC3=IPTAT,所以
定义第三NPN晶体管Q3与第四NPN晶体管Q4发射极面积比为Y,则
由上可得
其中,ICTAT=VBE5/R4,由于VBE5与温度负相关,所以电流ICTAT与温度负相关;X为第七NPN晶体管Q7与第六NPN晶体管Q6发射级面积比;VT=kT/q,k为波尔兹曼常数,T为绝对温度,q为电子电量。
由此可见,合理地设置X、Y、R1和R4的数值可使IC5的分母项与温度近似无关,获得与PTAT电流平方相关的项。
第四PMOS管M4镜像复制PTAT电流平方电路所生成的PTAT平方电流,并将此电流注入第五电阻R5,产生与温度平方相关的电压项,补偿VBE温度系数中的平方项。
具体推导如下所示:
由上式可得
整理上式可得,基准电压表达式为
由上式可知,合理地设置双极晶体管的发射级面积比X和Y,以及电阻R1、R2、R4、R5的阻值,即可获得二阶温度补偿的高精度帯隙基准电压源。
基于图2所示的电路结构,采用仿真工具对上述参数进行优化,当X=3,Y=5,R1=2.88KΩ,R2=30.9KΩ,R4=100KΩ,R5=3KΩ时,所设计基准源具有最佳性能,基准电压仿真曲线参见图3,横坐标代表温度,纵坐标代表基准电压,通过图3可以看出,基准电压约为1.128V,经计算温度系数仅为1.58ppm/℃。
本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图,上述本发明实施例序号仅仅为了描述,不代表实施例的优劣。
以上所述仅为本发明的较佳实施例,并不用以限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。