CN103329433A - 输出模式切换放大器 - Google Patents

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Abstract

获得一种实现所期望的增益、且抑制了接收带噪声的劣化的输出模式切换放大器。具备：N个放大器，经由切换单元来串联连接；以及控制电路（80A），根据多个输出模式来切换控制N个放大器的连接状态以及接通/断开状态。N个放大器中的P个放大器构成驱动放大器（1）、并且构成包含使自身的输出信号负反馈到自身的输入侧的反馈电路（100）的负反馈型放大器（10）。N-P个放大器构成对负反馈型放大器（10）可分开地串联连接的最末级放大器（2）。控制电路（80A）在第1输出模式中将最末级放大器（2）从负反馈型放大器（10）分开并且使反馈电路（10）无效、在第2输出模式中将最末级放大器（2）串联连接到负反馈型放大器（10）并且使反馈电路（100）有效。

Description

输出模式切换放大器
技术领域
本发明涉及一种用于以宽的输出电力范围来实现高效率特性的输出模式切换放大器。
背景技术
近年来，在移动通信终端中为了将电池小型化而要求削减功耗。特别是，在便携式电话终端中为了削减功耗而根据与基站之间的距离以及通信状态的时时刻刻的变化来改变终端的发送电力，因此作为用于终端中的放大器，要求在宽的输出电力范围高效率。
为了满足上述要求，作为移动通信终端用的放大器而广泛采用能够适合于低输出电力模式和高输出电力模式的输出模式切换放大器，应用进行多个输出模式的切换的技术成为主流（例如，参照专利文献1）。
图12是表示以往的输出模式切换放大器的结构的电路框图，表示例如专利文献1所公开那样具有低输出电力以及高输出电力这两个输出模式的情况下的、与各输出模式相应的切换结构。
在图12中，输出模式切换放大器具备有驱动放大器1、最末级放大器2、插入到驱动放大器1的输入输出端的第1以及第2匹配电路3、4、插入到最末级放大器2的输入输出端的第3以及第4匹配电路5、6、输出模式切换用的开关7、8、输入端子20、输出端子21、第1以及第2路径50、51、以及控制驱动放大器1、最末级放大器2、开关7、8的控制电路80。
图13以及图14是表示各输出模式中的结构的电路框图，图13表示要求输出电力低的第1输出模式中的电路结构，图14表示要求输出电力高的第2输出模式中的电路结构。
接着，参照图12～图14说明以往的输出模式切换放大器的动作。
首先，如图13那样，在所要求的输出电力低的第1输出模式中，控制电路80对开关7、8生成第1切换控制信号，切换为不包含最末级放大器2（参照虚线）的第1路径50。
另外，与此同时，控制电路80将对驱动放大器1的电源电压供给设为接通、对最末级放大器2的电源电压供给设为断开。
在第1输出模式（图13）的情况下，从输入端子20输入的输入信号经由第1匹配电路3来输入到驱动放大器1，放大后的输入信号经由第1开关7以及第1路径50来输入到第2匹配电路4。接着，来自第2匹配电路4的输出信号经由第1开关8来从输出端子21输出。
此时，来自输入端子20的输入信号只由驱动放大器1进行放大，因此可获得低输出电力。
另一方面，如图14那样，在所要求的输出电力高的第2输出模式中，控制电路80对开关7、8生成第2切换控制信号，从第1路径50（参照虚线）切换为包含最末级放大器2的第2路径51。
另外，与此同时，控制电路80将对驱动放大器1以及最末级放大器2这两者的电源电压供给设为接通。
在第2输出模式（图14）的情况下，从输入端子20输入的输入信号经由第1匹配电路3来输入到驱动放大器1，放大后的输入信号经由第1开关7以及第2路径51来输入到第3匹配电路5。接着，来自第3匹配电路5的输出信号输入到最末级放大器2进行放大，最末级放大器2的输出信号经由第4匹配电路6以及第1开关8从输出端子21输出。
此时，来自输入端子20的输入信号由驱动放大器1以及最末级放大器2进行放大，因此可获得高输出电力。
这样，输出模式切换放大器通过根据所要求的输出电力切换进行动作的放大器，以宽的输出电力范围来实现高效率动作。
专利文献1：日本特开2001-217661号公报
发明内容
以往的输出模式切换放大器在要求输出电力低的第1输出模式中只通过驱动放大器1的一级放大就获得足够的所需增益，但是在要求输出电力高的第2输出模式中作为基于驱动放大器1以及最末级放大器2这两者的两级放大器进行动作，因此增益与所需增益相比过高，存在接收带噪声（receive band noise）劣化这样的课题。
另外，为了在第2输出模式中抑制增益，考虑在驱动放大器1与最末级放大器2的级间、或者最末级放大器2的输出侧进一步加载衰减器，但是在加载了衰减器的情况下存在招致效率下降这样的课题。
本发明是为了解决如上所述的课题而作出的，其目的在于得到实现所期望的增益、且抑制了接收带噪声的劣化的输出模式切换放大器。
本发明的输出模式切换放大器具有输出电力不同的多个输出模式，该输出模式切换放大器具备：N个放大器，经由切换单元进行串联连接，其中，N为2以上的自然数；以及控制电路，根据多个输出模式来对N个放大器的连接状态以及接通/断开状态进行切换控制，N个放大器中的P个放大器构成驱动放大器、并且构成包含将自身的输出信号负反馈到自身的输入侧的反馈电路的负反馈型放大器，其中，P为1以上的自然数、P≤N，N个放大器中的N-P个放大器构成对负反馈型放大器可分开地串联连接的最末级放大器，控制电路在所要求的输出电力较低的第1输出模式中使最末级放大器从负反馈型放大器分开，并且使并联连接于驱动放大器的反馈电路无效，控制电路在所要求的输出电力较高的第2输出模式中将最末级放大器串联连接于负反馈型放大器，并且使反馈电路有效。
根据本发明，通过具备只在第2输出模式中抑制驱动放大器的增益的负反馈电路，能够实现所期望的增益、且抑制接收带噪声的劣化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例1）
图2是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器的第1输出模式中的结构的电路框图。（实施例1）
图3是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器的第2输出模式中的结构的电路框图。（实施例1）
图4是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器的输出-增益特性的说明图。（实施例1）
图5是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器的频率-输出特性的说明图。（实施例1）
图6是表示本发明的实施方式2的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例2）
图7是表示本发明的实施方式3的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例3）
图8是表示本发明的实施方式4的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例4）
图9是表示本发明的实施方式5的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例5）
图10是表示本发明的实施方式6的输出模式切换放大器的结构的电路框图。（实施例6）
图11是表示本发明的实施方式6的输出模式切换放大器的其他的结构的电路框图。（实施例6）
图12是表示以往的输出模式切换放大器的结构的电路框图。
图13是表示以往的输出模式切换放大器的第1输出模式中的结构的电路框图。
图14是表示以往的输出模式切换放大器的第2输出模式中的结构的电路框图。
（附图标记说明）
1：驱动放大器；2：最末级放大器；7、7B、8：第1开关（第1切换单元）；10、10B～10G：负反馈型放大器；80A～80G：控制电路；100、100B～100G：反馈电路；101、101a～101m：第2开关（第2切换单元）；102、102a～102m：电容元件；103、103a～103m：电阻元件；104：直流阻止用的电容元件；105：高通滤波器的电容元件；106：高通滤波器的电阻元件；107：相位超前电路的电容元件；108：相位超前电路的电阻元件；200、200B～200G：输出模式切换放大器。
具体实施方式
（实施例1）
下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式1。
图1是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器200的结构的电路框图。
在图1中，输出模式切换放大器200作为与上述相同的结构而具备有驱动放大器1、最末级放大器2、第1～第4匹配电路3～6、第1开关7、8、输入端子20、输出端子21、第1以及第2路径50、51、以及控制电路80A。
另外，输出模式切换放大器200除了上述结构之外还具备有连接在驱动放大器1的输出端子91上的第2开关101、连接在第2开关101上的电容元件102、以及插入在电容元件102与驱动放大器1的输入端子90之间的电阻元件103。
第2开关101、电容元件102以及电阻元件103构成了驱动放大器1的反馈电路100。
其结果，驱动放大器1通过反馈电路100形成负反馈，与反馈电路100（第2开关101、电容元件102以及电阻元件103）一起构成了负反馈型放大器10。
在图1的输出模式切换放大器200中，与以往的输出模式切换放大器（图12）的不同点在于，在驱动放大器1的输入端子90与输出端子91之间与驱动放大器1并联地新具备有反馈电路100（第2开关101、电容元件102、电阻元件103）。
另外，控制电路80A根据经由输入端子20来输入的输入信号的电流水平来自动地决定输出模式，不仅控制驱动放大器1、最末级放大器2、第1开关7、8，而且还控制反馈电路100内的第2开关101。
例如控制电路80A在输入信号的电流水平比基准值高的情况下进行自动地切换为第2输出模式的控制动作。
控制电路80A在要求输出电力低的第1输出模式中，通过生成第1切换控制信号来使第2开关101断开（开放），由此维持驱动放大器1的增益。
另一方面，在要求输出电力高的第2输出模式中，控制电路80A生成第2切换控制信号来使第2开关101接通（导通），使反馈电路100有效，由此通过负反馈来抑制驱动放大器1的增益。
即，通过控制反馈电路100使得在第1输出模式中维持驱动放大器1的增益、在第2输出模式中抑制驱动放大器1的增益，由此在输出模式切换放大器200中能够获得与输出模式相应的所期望的增益。另外，根据负反馈的效果，能够降低第2输出模式中的非线性失真。
接着，参照图2以及图3说明图1所示的本发明的实施方式1的具体动作。
图2是表示第1输出模式中的结构的电路框图，图3是表示第2输出模式中的结构的电路框图。
首先，如图2那样在所要求的输出电力低的第1输出模式中，控制电路80A对第1以及第2开关7、8、101生成第1切换控制信号，通过第1开关7、8切换为不包含最末级放大器2（参照虚线）的第1路径50、并且将第2开关101设为断开来使反馈电路100（参照虚线）为无效。
另外，与此同时，控制电路80A将对驱动放大器1的电源电压供给设为接通，将对最末级放大器2的电源电压供给设为断开。
在第1输出模式（图2）的情况下，输出模式切换放大器200的动作与上述（图13）相同，一边维持驱动放大器1的增益，一边作为一级放大器而发挥功能。
另一方面，如图3那样在所要求的输出电力高的第2输出模式中，控制电路80A对第1以及第2开关7、8、101生成第2切换控制信号，通过第1开关7、8切换为包含最末级放大器2的第2路径51、并且将第2开关101设为接通来使反馈电路100有效。
另外，与此同时，控制电路80A将对驱动放大器1以及最末级放大器2这两者的电源电压供给设为接通。
在第2输出模式（图3）的情况下，从输入端子20经由第1匹配电路3来输入到驱动放大器1的输入信号被驱动放大器1放大之后、从输出端子91经由反馈电路100（第2开关101、电容元件102以及电阻元件103）来负反馈到驱动放大器1的输入端子90。
此时，来自负反馈型放大器10的输出信号的电压Vout使用向负反馈型放大器10的输入信号的电压Vin、驱动放大器1的增益Gdrv、反馈电路100的反馈量β（<1）、以及在驱动放大器1中产生的失真D来如下面的式（1）那样表示。
Vout=（Vin/β）+（D/Gdrv·β）···（1）
其中，在式（1）中，Gdrv·β>>1，第2项（右侧）的值能够忽略。
因而，如从式（1）的第1项（左侧）可明确，在对具有增益Gdrv的驱动放大器1施以反馈量β的负反馈的情况下，负反馈型放大器10的增益Gdrv_fb简要表示为下面的式（2）。
Gdrv_fb=1/β···（2）
从式（2）明确可知负反馈型放大器10的增益Gdrv_fb是从驱动放大器1的增益Gdrv下降1/β。
另外，从式（1）明确可知在驱动放大器1中产生的失真D通过施以负反馈而降低了环路增益Gdrv·β。
下面，负反馈型放大器10的输出信号经由第1开关7、第2路径51以及第3匹配电路5来输入到最末级放大器2、被最末级放大器2进一步放大之后、经由第4匹配电路6以及第1开关8来从输出端子21输出。
其结果，从输入端子20输入的输入信号由驱动放大器1以及最末级放大器2这两者进行放大，从而成为抑制了增益的高输出电力并从输出端子21输出。
一般在第2输出模式中，由驱动放大器1以及最末级放大器2构成的两个放大器的非线性性被重叠，因此与第1输出模式相比产生大的失真，但是通过驱动放大器1中的反馈电路100的负反馈，能够降低非线性失真。
图4以及图5是表示本发明的实施方式1的输出模式切换放大器200的第2输出模式中的动作特性的说明图，图4表示输出电力-增益特性，图5表示频率-输出特性。
在图4、图5中，一边与以往特性（虚线）进行比较一边表示各特性，在图4中横轴是输出电力Pout、纵轴是增益Ga，在图5中横轴是输出频率、纵轴是输出电力Pout。
在第2输出模式中，在以往特性（虚线）的情况下相对于输出电力Pout全体而增益Ga高到过剩（参照图4）、且相对于频率的输出电力Pout的失真也变大（参照图5）。
与此相对，根据本发明的实施方式1（实线），增益Ga被均匀地抑制（参照图4）、且相对于频率的输出电力Pout的失真也变小（参照图5）。
此外，这里，表示了使用各一个驱动放大器1以及最末级放大器2的情况，但是也可以根据要求增益来各使用任意数量（串联连接的P个驱动放大器1、串联连接的N-P个最末级放大器2）。
另外，以具有两个输出模式的输出模式切换放大器200为例进行了说明，但是输出模式不限于2个。当然还能够应用于具有任意的多个输出模式的输出模式切换放大器中。
如以上那样，本发明的实施方式1（图1～图5）的输出模式切换放大器是具有输出电力不同的多个输出模式的输出模式切换放大器200，具备有经由切换单元来串联连接的N个（在图1中为N=2）的放大器（驱动放大器1、最末级放大器2）、以及根据多个输出模式来切换控制N个放大器的连接状态以及接通/断开状态的控制电路80A。
N个放大器中的P个（在图1中为P=1）放大器构成驱动放大器1、并且构成包含将自身的输出信号负反馈给自身的输入侧的反馈电路100的负反馈型放大器10。
N个放大器中的N-P个（在图1中为N-P=1）放大器构成对负反馈型放大器10可分开地串联连接的最末级放大器2。
控制电路80A在所要求的输出电力较低的第1输出模式中将最末级放大器2从负反馈型放大器10分开、并且使并联连接在驱动放大器上的反馈电路100无效、在所要求的输出电力较高的第2输出模式中将最末级放大器2串联连接在负反馈型放大器10、并且使反馈电路100有效。
具体地说，在负反馈型放大器10与最末级放大器2之间插入有第1开关7（第1切换单元）、在最末级放大器2的输出侧插入有第1开关8（第1切换单元）、在驱动放大器1的输出侧与反馈电路100之间插入有第2开关101（第2切换单元）。
反馈电路100包含电阻元件103以及电容元件102中的至少一个，例如图1那样包含由电阻元件103以及电容元件102构成的串联连接电路。
控制电路80A在第1输出模式中切换第1开关7、8使得最末级放大器2短路、并且将第2开关101设为断开来使反馈电路100无效、在第2输出模式中切换第1开关7、8使得在负反馈型放大器10上串联连接最末级放大器2、并且将第2开关101设为接通来使反馈电路100有效。
负反馈型放大器10在第2输出模式中以比第1输出模式中的放大率更低的放大率来放大输入信号。
另外，最末级放大器2只在第2输出模式中进一步放大来自负反馈型放大器10的输出信号。
这样，在第1输出模式中使反馈电路100无效来维持驱动放大器1的增益、在第2输出模式中使反馈电路100有效来抑制驱动放大器1的增益，由此能够防止在第2输出模式中成为过大的增益。
因而，在不同的输出模式中获得所期望的增益、并且能够抑制接收带噪声的劣化。
另外，在非线性性强的第2输出模式中也获得能够降低失真这样的效果。
（实施例2）
此外，在上述实施方式1（图1）中，在反馈电路100内设置了第2开关101，但是也可以如图6那样将第2开关101的功能与第1开关7B共有而省略第2开关101。
图6是表示本发明的实施方式2的输出模式切换放大器200B的结构的电路框图，关于与上述（参照图1）相同的部分附加与上述相同的标记、或者在标记后面附加“B”来省略详述。
在图6中，反馈电路100B内的电容元件102的一端连接在第1开关7B的输出端子92。
在图6的输出模式切换放大器200B中，与上述（图1）的输出模式切换放大器200的不同点在于，去掉第2开关101而使用第1开关7B来进行第1路径50与第2路径51的切换动作、以及反馈电路100B的接通/断开切换动作。
在这种情况下，第1开关7B与电容元件102以及电阻元件103一起构成反馈电路100B、并且还与驱动放大器1一起构成负反馈型放大器10B，不仅是在模式变更时的信号路径的切换动作中使用、而且还在反馈电路100B的接通/断开切换动作中并用。
由此，与上述的实施方式1相比，不需要在反馈电路100B内加载第2开关，能够实现小型化。
接着，说明图6所示的本发明的实施方式2的具体动作。
首先，在第1输出模式中，控制电路80B通过第1切换控制信号将第1开关7B、8连接到第1路径50侧、并且只将驱动放大器1设为接通。
此时，电容元件102从第1开关7B分开，因此反馈电路100B成为无效，成为与上述（图2）相同的动作。
另一方面，在第2输出模式中，控制电路80B通过第2切换控制信号将第1开关7B、8连接到第2路径51侧、并且将驱动放大器1以及最末级放大器2这两者设为接通。
此时，电容元件102连接到第1开关7B，因此反馈电路100B成为有效、成为与上述（图3）相同的动作。
如以上那样，根据本发明的实施方式2（图6），设为第2开关101的功能由单一的切换单元（第1开关7B）来共用、将第1开关7B不仅是在输入信号的路径切换中使用、而且还在反馈电路100B的接通/断开中并用的结构，因此在第1输出模式中维持驱动放大器1的增益、在第2输出模式中能够一边抑制驱动放大器1的增益、一边降低非线性失真。
另外，没有必要在反馈电路100B中加载第2开关，因此与上述的实施方式1相比，能够进一步实现小型化。
（实施例3）
此外，在上述实施方式1、2（图1、图6）中没有特别提及，但是也可以如图7那样在驱动放大器1的输入端子90侧插入直流阻止用的电容元件104。
图7是表示本发明的实施方式3的输出模式切换放大器200C的结构的电路框图，关于与上述（参照图1）相同的部分附加与上述相同的标记、或者在标记后面附加“C”来省略详述。这里，表示了在图1的电路结构中追加了直流阻止用的电容元件104的情况，但是也可以在图6的电路结构中追加直流阻止用的电容元件104。
在图7中，在驱动放大器1的输入端子90侧插入有直流阻止用的电容元件104，直流阻止用的电容元件104与第2开关101、电容元件102以及电阻元件103一起构成了负反馈型放大器10C。
在图7的输出模式切换放大器200C中，与上述（图1）的输出模式切换放大器200的不同点在于，在驱动放大器1的输入侧加载直流阻止用的电容元件104来构成包含直流阻止用的电容元件104的负反馈型放大器10C（反馈环路）。
即，反馈电路100C除了第2开关101、电容元件102以及电阻元件103之外还包含串联连接在驱动放大器1的输入侧的直流阻止用的电容元件104。
由此，与上述的实施方式1相比，在低频率中由于直流阻止用的电容元件104的效果而使输入到驱动放大器1的电力下降，从而环路增益下降，因此能够抑制低频率下的振荡。
接着，说明图7所示的本发明的实施方式3的具体动作。
首先，在第1输出模式中，与上述（图2）同样地第1开关7、8被切换到第2匹配电路4侧，最末级放大器2成为短路状态（分开状态），断开第2开关101来使反馈电路100C无效。此时的动作与上述相同。
另一方面，在第2输出模式中，与上述（图3）同样地切换第1开关7、8来在负反馈型放大器10C上串联连接最末级放大器2、且接通第2开关101来使反馈电路100C有效。
此时，从驱动放大器1的输出端子91负反馈到输入端子90的信号在低频率时将直流阻止用的电容元件104视为高阻抗，因此容易流到输入端子20侧。
因而，输入到驱动放大器1的负反馈信号的电力下降，环路增益下降，因此能够抑制低频率时的驱动放大器1的振荡。
如以上那样，本发明的实施方式3（图7）的反馈电路100C包含加载在驱动放大器1的输入侧的直流阻止用的电容元件104，包含直流阻止用的电容元件104而构成负反馈型放大器10C（反馈环路），因此在低频率时直流阻止用的电容元件104作为高阻抗而发挥作用。
由此，输入到驱动放大器1的负反馈信号的电力下降而环路增益下降，因此与上述的实施方式1相比能够抑制低频率时的振荡。
另外，直流阻止用的电容元件104能够与通常加载在驱动放大器1的输入侧的电容元件共用，因此也不会招致特别的成本上升。
（实施例4）
此外，在上述实施方式1～3（图1、图6、图7）中，使用了根据第1以及第2输出模式进行2种增益切换动作的负反馈型放大器10、10B、10C，但是也可以如图8那样使用进行任意的M种增益切换动作的负反馈型放大器10D。
图8是表示本发明的实施方式4的输出模式切换放大器200D的结构的电路框图，关于与上述（参照图1）相同的部分附加与上述相同的标记、或者在标记后面附加“D”来省略详述。这里，代表性地表示了应用于图1的结构中的情况，但是当然也能够应用于图6或者图7的结构中。
在图8中，并联地插入到驱动放大器1的输入输出端子90、91之间的反馈电路100D由M（M为2以上的自然数）个并联环形电路（parallel loop circuit）构成，具备有M个第2开关101a、101b、···、101m、M个电容元件102a、102b、···、102m、以及M个电阻元件103a、103b、···、103m。
在图8的输出模式切换放大器200D中，与上述（图1）的输出模式切换放大器200的不同点在于，加载由M个电容元件102a～102m和M个电阻元件103a～103m构成的M个串联连接电路，在第2输出模式时控制电路80D通过对M个第2开关101a～101m的所需数进行接通控制来调整反馈电路100D的反馈量β。
由此，与上述的实施方式1相比，能够获得M种增益，因此能够进行增益的微调整，还能够应用于要求很多输出模式那样的多模（multi-mode）系统。
接着，说明图8所示的本发明的实施方式4的具体动作。
首先，第1输出模式的动作与上述（图2）相同，因此省略。
另一方面，在第2输出模式中，控制电路80D控制第1开关7、8使得在负反馈型放大器10D上串联连接最末级放大器2，并且与所要求的增益相应地选择第2开关101a～101m的接通/断开，从而接通控制第2开关101a～101m的所需数。
即，在只使最下级的电容元件102a以及电阻元件103a有效的情况下，只接通第2开关101a，在只使从下面起第2级为止的电容元件102a、102b以及电阻元件103a、103b有效的情况下，只接通第2开关101a、101b，在使直到最上级为止的电容元件102a～102m以及电阻元件103a～103m有效的情况下，接通全部M个第2开关101a～101m。由此，反馈电路100D的电阻值依次减少而反馈量β增大、增益减少，因此能够将负反馈型放大器10D的增益调整为M种。
如以上那样，根据本发明的实施方式4（图8），将由电容元件以及电阻元件构成的串联连接电路并联地在驱动放大器1的输入输出端子90、91之间加载M个来构成反馈电路100D，通过M个第2开关101a～101m的接通/断开来调整反馈电路100D的反馈量β，由此能够获得M种增益，因此与上述的实施方式1相比能够进行增益的微调整。
即，由经由第2开关101a～101m来并联连接的M个串联连接电路（分别串联连接的电容元件102a～102m以及电阻元件103a～103m）构成的反馈电路100D的电阻值以及电容值通过第2开关101a～101m的接通/断开来可变地设定，因此能够将与电阻值相应的反馈量β、和与电容值相应的频率特性这两者可变地设定。
另外，还能够应用于要求更多输出模式那样的多模系统中。
（实施例5）
此外，在上述实施方式4（图8）中，在第2输出模式中通过使由电容元件以及电阻元件构成的M个串联连接电路选择性地有效，由此将反馈电路100D的电阻值以及电容值（反馈量β以及频率特性）这两者可变地设定，但是也可以将电容元件或者电阻元件中的任一个设为固定值、选择性地只切换另一个。
例如图9所示，如果构成为在第2开关101a与驱动放大器1的输出端子91之间插入单一的电容元件102、经由第2开关101a～101m来并联连接M个电阻元件103a～103m、并通过第2开关101a～101m的接通/断开只将反馈电路100E的电阻值可变地设定，则能够任意地只设定反馈量β（增益）。
另一方面，如果构成为代替图9内的电容元件102而在第2开关101a与驱动放大器1的输出端子91之间插入单一的电阻元件103、经由第2开关101a～101m来并联连接M个电容元件102a～102m（参照图8）、并通过第2开关101a～101m的接通/断开只将反馈电路的电容值进行可变设定，则能够任意地设定反馈电路100E的电容值（频率特性）。
（实施例6）
此外，在上述实施方式1～5中没有特别提及，但是也可以在反馈电路100、100B、100C、100D内追加插入高通滤波器、低通滤波器或者相位超前电路。
例如在上述的实施方式1（图1）的反馈电路100中追加高通滤波器的情况下，只要如图10所示地将构成高通滤波器的电容元件105追加插入到反馈电路100F、并且在反馈电路100F与地之间插入构成高通滤波器的电阻元件106即可。
由此，能够阻止低频信号的反馈来只对高频域信号的反馈量进行增大设定。
另一方面，在反馈电路中追加低通滤波器的情况下，只要代替图10内的电容元件105而将构成低通滤波器的电阻元件追加插入到反馈电路、并且在反馈电路与地之间插入构成低通滤波器的电容元件即可。
由此，能够阻止高频信号的反馈来只对低频域信号的反馈量进行增大设定。
而且，在反馈电路中追加相位超前电路的情况下，只要如图11所示地将构成相位超前电路的电容元件107以及电阻元件108的并联连接电路追加插入到反馈电路即可。
由此，能够防止反馈信号的相位延迟来避免振荡。
（实施例7）
此外，在上述实施方式1～6中没有特别提及，但是作为驱动放大器1以及最末级放大器2也可以使用异质结双极晶体管（HBT：Heterojunction Bipolar Transistor）。
由此，能够以宽的输出电力范围不损失高效率特性来进行输出模式切换放大器的高速动作，因此能够应用于广泛的用途。
另外，在上述实施方式1～6中，说明了具有两个输出模式（低输出电力模式以及高输出电力模式）的输出模式切换放大器，但是不限于两个输出模式，还能够应用于具有任意的多个输出模式的输出模式切换放大器。
在这种情况下，例如只要以如下方式构成即可：将驱动放大器1以及最末级放大器2分别由增益不同的多个并联放大器构成，经由切换开关来选择所需的放大器。
而且，在上述各实施方式中，分别说明了代表性的应用例，但是能够将各实施方式的结构任意地组合而应用，在这种情况下当然重复获得各实施方式中的效果。

Claims (17)

1.一种输出模式切换放大器，具有输出电力不同的多个输出模式，该输出模式切换放大器的特征在于，具备：
N个放大器，经由切换单元进行串联连接，其中，N为2以上的自然数；以及
控制电路，根据所述多个输出模式来对所述N个放大器的连接状态以及接通/断开状态进行切换控制，
所述N个放大器中的P个放大器构成驱动放大器、并且构成包含将自身的输出信号负反馈到自身的输入侧的反馈电路的负反馈型放大器，其中，P为1以上的自然数、P≤N，
所述N个放大器中的N-P个放大器构成对所述负反馈型放大器可分开地串联连接的最末级放大器，
所述控制电路在所要求的输出电力较低的第1输出模式中使所述最末级放大器从所述负反馈型放大器分开，并且使并联连接于所述驱动放大器的所述反馈电路无效，
所述控制电路在所要求的输出电力较高的第2输出模式中将所述最末级放大器串联连接于所述负反馈型放大器，并且使所述反馈电路有效。
2.根据权利要求1所述的输出模式切换放大器，其特征在于，具备：
第1切换单元，设置于所述最末级放大器；以及
第2切换单元，设置于所述反馈电路，
所述控制电路在所述第1输出模式中切换所述第1切换单元使得所述最末级放大器短路，并且将所述第2切换单元设为断开来使所述反馈电路无效，
所述控制电路在所述第2输出模式中切换所述第1切换单元使得对所述负反馈型放大器串联连接所述最末级放大器，并且将所述第2切换单元设为接通来使所述反馈电路有效，
所述负反馈型放大器在所述第2输出模式中以比所述第1输出模式中的放大率还低的放大率来放大输入信号，
所述最末级放大器只在所述第2输出模式中进一步放大来自所述负反馈型放大器的输出信号。
3.根据权利要求2所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述第1切换单元以及第2切换单元分别由第1开关以及第2开关构成。
4.根据权利要求2或者3所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述第1切换单元以及第2切换单元是共用了单一的切换单元。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含电阻元件以及电容元件中的至少一个。
6.根据权利要求5所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含由电阻元件以及电容元件构成的串联连接电路。
7.根据权利要求1～6中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含串联连接在所述驱动放大器的输入侧的直流阻止用的电容元件。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含高通滤波器。
9.根据权利要求8所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述高通滤波器由追加插入到所述反馈电路的电容元件、以及插入在所述反馈电路与地之间的电阻元件构成。
10.根据权利要求1～7中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含低通滤波器。
11.根据权利要求10所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述低通滤波器由追加插入到所述反馈电路的电阻元件、以及插入在所述反馈电路与地之间的电容元件构成。
12.根据权利要求1～7中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含相位超前电路。
13.根据权利要求12所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述相位超前电路由追加插入到所述反馈电路的电阻元件以及电容元件的并联连接电路构成。
14.根据权利要求2～13中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含经由所述第2切换单元来并联连接的M个电阻元件，通过所述第2切换单元的接通/断开来可变地设定电阻值，其中，M为2以上的自然数。
15.根据权利要求2～13中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含经由所述第2切换单元来并联连接的M个电容元件，通过所述第2切换单元的接通/断开来可变地设定电容值，其中，M为2以上的自然数。
16.根据权利要求2～13中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述反馈电路包含经由所述第2切换单元来并联连接的M个串联连接电路，其中，M为2以上的自然数，
所述M个串联连接电路分别由串联连接的电容元件以及电阻元件构成，
所述反馈电路的电阻值以及电容值通过所述第2切换单元的接通/断开来可变地设定。
17.根据权利要求1～16中的任一项所述的输出模式切换放大器，其特征在于，
所述N个放大器分别由异质结双极晶体管构成。
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PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
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WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20130925