WO2016103845A1 - 信号検出器、電子装置、および、信号検出器の制御方法 - Google Patents

信号検出器、電子装置、および、信号検出器の制御方法 Download PDF

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Definitions

  • the present technology relates to a signal detector, an electronic device, and a control method of the signal detector.
  • the present invention relates to a signal detector, an electronic device, and a signal detector control method for detecting the presence or absence of a signal exceeding a reference level.
  • a signal detector has been proposed in which a comparator that compares the signal level of the amplified signal with a fixed reference level is provided to detect the presence or absence of a received signal based on whether or not the signal level is higher than the reference level (for example, refer nonpatent literature 1.).
  • the gain of the amplifier circuit varies greatly due to changes in so-called PVT (Process / Voltage / Temperature) conditions, which are process, voltage and temperature conditions, the presence or absence of a received signal is erroneously detected.
  • PVT Process / Voltage / Temperature
  • the gain of the amplifier circuit increases due to a change in PVT conditions, the level of noise after amplification becomes higher than the reference level, and there is a possibility that the noise is erroneously detected as a received signal.
  • the gain is reduced, the signal level after amplification becomes lower than the reference level, and there is a possibility that the received signal is erroneously detected as not input even though the received signal is input.
  • the above-described communication apparatus has a problem that the presence / absence of a signal cannot be accurately detected.
  • This technology has been created in view of such circumstances, and aims to accurately detect the presence or absence of a signal.
  • a first aspect of the present technology is that an input signal amplification circuit that amplifies an input signal with a predetermined gain, and substantially matches the predetermined gain.
  • a reference signal amplifying circuit for amplifying a reference signal having a constant signal level by a gain to be compared, and comparing the signal levels of the amplified input signal and the amplified reference signal and outputting the comparison result as a detection signal And a control method therefor. This brings about the effect that the signal levels of the input signal amplified by substantially the same gain and the reference signal are compared.
  • the input signal and the reference signal may be periodic signals whose values change at a constant period, and the frequency of the reference signal may be lower than that of the input signal. This brings about the effect that a reference signal having a frequency lower than that of the input signal is amplified.
  • an input signal amplitude detection circuit that detects the amplitude of the amplified input signal and supplies the detected signal as the signal level, and detects the amplitude of the amplified reference signal.
  • a reference signal amplitude detection circuit for supplying the comparator with the signal level may be further included. Thereby, the amplitude of the amplified input signal and the reference signal is detected.
  • the input signal amplitude detection circuit detects the amplitude of the input signal by full-wave rectification with respect to the amplified input signal
  • the reference signal amplitude detection circuit detects the amplified reference signal.
  • the amplitude of the reference signal may be detected by full-wave rectification on the signal. This brings about the effect that the amplitude is detected by full-wave rectification.
  • the input signal amplitude detection circuit detects a peak value of the amplified input signal as the amplitude of the input signal
  • the reference signal amplitude detection circuit detects the amplified reference signal. May be detected as the amplitude of the reference signal. This brings about the effect that the peak values of the input signal and the reference signal are detected as amplitudes.
  • the input signal amplifier circuit compensates an offset voltage of the input side amplifier based on the input side amplifier that amplifies the input signal by the predetermined gain and the amplified input signal.
  • An input side offset compensation circuit, and the reference signal amplifier circuit amplifies the reference signal by the predetermined gain, and calculates an offset voltage of the reference side amplifier based on the amplified reference signal.
  • a reference-side offset compensation circuit for compensation may be provided. This brings about the effect that the offset voltage is guaranteed.
  • the input signal amplifier circuit includes an input-side amplifier that amplifies the input signal with the predetermined gain, and an input-side high-pass filter that passes a high-frequency component higher than a predetermined cutoff frequency.
  • the reference signal amplifier circuit may include a reference side amplifier that amplifies the reference signal with the predetermined gain, and a reference side high-pass filter that passes a high frequency component higher than the predetermined cutoff frequency. This brings about the effect that frequency components higher than the cutoff frequency are compared.
  • an input signal amplification circuit that amplifies an input signal with a predetermined gain, and a reference signal that amplifies a reference signal with a constant signal level with a gain that substantially matches the predetermined gain.
  • An amplifier circuit a comparator that compares the signal levels of the amplified input signal and the amplified reference signal and outputs the comparison result as a detection signal, and the signal level of the input signal is greater than that of the reference signal
  • An electronic apparatus comprising: a signal processing unit that performs predetermined signal processing on the amplified input signal when the detection signal indicating high is output. This brings about the effect that the signal levels of the input signal amplified by substantially the same gain and the reference signal are compared.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a limiting amplifier and a replica circuit in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an amplifier-side amplitude detection circuit according to the first embodiment. It is a graph which shows an example of the change of the amplitude accompanying progress of time in a 1st embodiment. It is a graph which shows an example of the signal level and noise level of each stage in a 1st embodiment.
  • First embodiment an example of amplifying an input signal and a reference signal
  • Second embodiment example in which an input signal and a reference signal are amplified and peak values are held
  • Third embodiment an example in which an input signal and a reference signal are amplified and offset is compensated
  • Fourth embodiment an example in which an input signal and a reference signal are amplified and passed through a high-pass filter
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of the communication apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the communication device 100 includes a photoelectric conversion unit 110, a current-voltage conversion circuit 120, a signal detector 200, a signal processing unit 130, and a reference signal generation unit 140.
  • the photoelectric conversion unit 110 includes a photodiode 111.
  • the photodiode 111 converts an optical signal received via an optical fiber or the like into a current signal.
  • the photodiode 111 supplies a current signal to the current-voltage conversion circuit 120 via a signal line 119.
  • the current / voltage conversion circuit 120 converts a current signal into a voltage signal.
  • the current-voltage conversion circuit 120 supplies a voltage signal as an input signal to the signal detector 200 via a signal line 129.
  • As this input signal for example, a differential signal carrying a clock signal is supplied.
  • the signal detector 200 detects the presence / absence of an input signal whose signal level is higher than a predetermined level (hereinafter referred to as “reference level”). As the signal level, for example, a voltage value is used. The signal detector 200 detects the presence or absence of an input signal from the current-voltage conversion circuit 120 using the reference signal from the reference signal generation unit 140. The signal detector 200 supplies a detection signal indicating the detection result to the signal processing unit 130 via the signal line 209. The signal detector 200 amplifies the input signal and supplies the amplified signal to the signal processing unit 130 as an output signal.
  • a predetermined level hereinafter referred to as “reference level”.
  • the signal detector 200 detects the presence or absence of an input signal from the current-voltage conversion circuit 120 using the reference signal from the reference signal generation unit 140.
  • the signal detector 200 supplies a detection signal indicating the detection result to the signal processing unit 130 via the signal line 209.
  • the signal detector 200 amplifies the input signal and supplies the amplified signal to the signal processing unit 130 as
  • the reference signal generator 140 generates a reference level signal as a reference signal.
  • this reference signal for example, a differential signal carrying a clock signal is generated.
  • the reference signal generation unit 140 supplies the generated reference signal to the signal detector 200 via the signal line 149.
  • the signal processing unit 130 performs predetermined signal processing on the output signal from the signal detector 200 based on the detection signal. For example, when the detection signal indicates that there is an input signal having a signal level higher than the reference level, the signal processing unit 130 performs demodulation processing or the like on the output signal as signal processing.
  • the communication device 100 inputs a voltage signal as an input signal to the signal detector 200. However, even when the signal processing unit 130 supports current input, the communication device 100 may input a current signal as an input signal. Good. In this case, it is not necessary to provide the current / voltage conversion circuit 120 in the communication device 100. In addition, a current value is used as the signal level.
  • the signal detector 200 is provided in the communication device 100, the signal detector 200 may be provided in an electronic device other than the communication device.
  • the communication device 100 is an example of an electronic device described in the claims.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the signal detector 200 according to the first embodiment.
  • the signal detector 200 includes a limiting amplifier 210, an amplifier-side amplitude detection circuit 220, a comparator 240, a replica-side amplitude detection circuit 250, and a replica circuit 260.
  • the limiting amplifier 210 amplifies the input signal with a predetermined gain. For example, an input signal composed of a positive side input signal and a negative side input signal that are 180 degrees out of phase with each other is input to the limiting amplifier 210. The limiting amplifier 210 amplifies this input signal with a predetermined gain Ga within a range that does not exceed a certain limit level, and supplies the amplified signal to the amplifier-side amplitude detection circuit 220.
  • the limiting amplifier 210 amplifies the input signal with a gain Gb larger than Ga within a range not exceeding a certain limit level, and supplies the amplified signal to the signal processing unit 130 as an output signal.
  • This output signal includes a positive output signal and a negative output signal that are 180 degrees out of phase with each other.
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 detects the amplitude of the amplified input signal as a signal level.
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 supplies the detected amplitude (that is, the signal level) to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 240.
  • the amplifier side amplitude detection circuit is an example of the input side amplitude detection circuit recited in the claims.
  • the replica circuit 260 amplifies the reference signal by a gain Ga ′ that substantially matches the gain Ga.
  • a reference signal composed of a positive reference signal and a negative reference signal that are 180 degrees out of phase with each other is input to the replica circuit 260.
  • Ga and Ga ′ substantially match means that the difference between Ga and Ga ′ is within a predetermined allowable range (for example, ⁇ 0.1 dB).
  • the replica circuit 260 supplies the amplified reference signal to the replica side amplitude detection circuit 250.
  • the replica circuit 260 is an example of a reference signal amplifier circuit described in the claims.
  • the gain of the replica circuit 260 is matched with the gain of the limiting amplifier 210, it is not limited to this configuration. Since the current / voltage conversion circuit 120 is also provided with an amplifier, the gain of the replica circuit 260 may be set in consideration of the gain of the amplifier. In the decibel notation, when the gain of the current-voltage conversion circuit 120 is Gc, the same gain as Ga + Gc is set as the gain of the replica circuit 260.
  • the reference signal generation unit 240 is configured to generate a reference signal having a frequency lower than that of the input signal, the power consumption of the replica circuit 260 can be reduced.
  • the replica side amplitude detection circuit 250 detects the amplitude of the amplified reference signal as a signal level.
  • the replica-side amplitude detection circuit 250 supplies the detected amplitude (ie, signal level) to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the comparator 240.
  • the replica side amplitude detection circuit is an example of the reference side amplitude detection circuit described in the claims.
  • the comparator 240 compares the signal level (amplitude) of the amplified input signal with the signal level (amplitude) of the amplified reference signal and outputs the comparison result as a detection signal.
  • this comparator 240 for example, a comparator with hysteresis is used.
  • the comparator with hysteresis is different in the voltage between the input terminals when the output terminal is inverted from the high level to the low level and the voltage between the input terminals when the output terminal is inverted from the low level to the high level. It is a comparator.
  • a comparator without hysteresis may be provided as the comparator 240.
  • the comparator 240 is an example of a comparator described in the claims.
  • the input signal and the reference signal are differential signals, but these signals may be single-ended signals.
  • the input signal and the reference signal are signals on which a clock signal is placed, but may be signals that do not correspond to the clock signal.
  • the amplifier-side amplitude detection circuit 220 and the replica-side amplitude detection circuit 250 need not be provided in the signal detector 200.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 in the first embodiment.
  • a is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210
  • b in the figure is a circuit diagram showing a configuration example of the replica circuit 260.
  • the limiting amplifier 210 includes a pre-stage amplifier 211 composed of a differential amplifier 212 having a predetermined number of stages and a post-stage amplifier 218 composed of a differential amplifier 219 having a predetermined number of stages.
  • the pre-stage amplifier 211 amplifies the input signal with a gain Ga.
  • the front-stage amplifier 211 supplies the amplified input signal to the amplifier-side amplitude detection circuit 220 and the rear-stage amplifier 218.
  • the differential amplifier 212 is an example of an input side amplifier described in the claims.
  • the post-stage amplifier 218 amplifies the input signal from the pre-stage amplifier 211 and outputs it to the signal processing unit 130 as an output signal.
  • the overall gain of these pre-stage amplifier 211 and post-stage amplifier 218 corresponds to Gb described above. Specifically, the gain of the post-stage amplifier 218 is Gb-Ga in decibel notation.
  • a maximum value at which the signal level after amplification in the pre-stage amplifier 211 is equal to or lower than the limit level is set. For example, when the total number of stages of the pre-stage amplifier 211 and the post-stage amplifier 218 is 10 and the signal level exceeds the limit level at the 5th stage, the number of stages of the pre-stage amplifier 211 is set to 4. This is because, in the fifth and subsequent stages where the signal level is limited, the signal level is limited, while the noise level is amplified unless the limit level is reached, and it becomes difficult to separate the signal and noise.
  • the signal detector 200 is provided with the limiting amplifier 210 that limits the signal level.
  • an amplifier circuit that does not limit the signal level may be provided instead of the limiting amplifier 210.
  • the amplifier circuit is provided with a predetermined number of differential amplifiers 212, and the output terminal of the final stage is connected to the signal processing unit 130 and the amplifier-side amplitude detection circuit 220.
  • the replica circuit 260 is provided with a predetermined number of differential amplifiers 261.
  • the number of stages of the differential amplifier 261 is set to a value at which the gain of the pre-stage amplifier 211 and the gain of the replica circuit 260 are substantially the same.
  • the number of stages is set to be the same.
  • the gain of the differential amplifier 261 is twice the gain of the differential amplifier 212 in decibel notation
  • the number of stages of the differential amplifier 261 is set to half the number of stages of the differential amplifier 212.
  • the gain characteristics of the differential amplifier 261 with respect to fluctuations in the PVT conditions are substantially the same as those of the differential amplifier 212.
  • the differential amplifier 261 is an example of a reference side amplifier described in the claims.
  • FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the amplifier-side amplitude detection circuit 220 in the first embodiment.
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 includes a full wave rectification circuit 221.
  • Full-wave rectifier circuit 221 includes differential transistors 222 and 223, a constant current source 225, and a capacitor 224.
  • the differential transistors 222 and 223, for example n-type MOS (Metal-Oxide-Semiconductor) transistors are used.
  • the positive input signal after amplification is input to the gate of the differential transistor 222, the drain is connected to the power supply, and the source is connected to the constant current source 225, the differential transistor 223, the capacitor 224, and the comparator 240.
  • the negative input signal after amplification is input to the gate of the differential transistor 223, the drain is connected to the power supply, and the source is connected to the constant current source 225, the differential transistor 222, the capacitor 224, and the comparator 240.
  • the One end of the capacitor is connected to the power supply, and the other end is connected to the differential transistors 222 and 223, the constant current source 225, and the comparator 240.
  • the configuration of the replica side amplitude detection circuit 250 is the same as that of the amplifier side amplitude detection circuit 220.
  • the differential transistors 222 and 223 output a current corresponding to the difference between the positive input signal and the negative input signal, and the capacitor 224 is charged by the current. As a result, the amplitude of the differential signal composed of the positive side input signal and the negative side input signal is detected.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of a change in amplitude over time in the first embodiment.
  • the vertical axis indicates the level of the signal level
  • the horizontal axis indicates time.
  • the solid line indicates the fluctuation of the signal level of the positive input signal
  • the thin dotted line indicates the fluctuation of the signal level of the negative input signal.
  • An alternate long and short dash line indicates the detection result of the amplitude
  • a thick dotted line indicates the reference level amplified in the replica circuit 260.
  • the comparator 240 determines that there is a signal. . Then, at time T2, when the amplitude drops below the amplified reference level, it is determined that there is no signal.
  • FIG. 6 is a graph showing an example of the signal level and noise level of each stage in the first embodiment.
  • the vertical axis indicates the signal level
  • the horizontal axis indicates the number of amplifier stages.
  • a is a graph showing an example of the signal level and noise level of the pre-stage amplifier 211 and the replica circuit 260, respectively.
  • the thick solid line indicates the signal level of the data signal amplified with the maximum gain
  • the thick dotted line indicates the signal level of the data signal amplified with the minimum gain.
  • the alternate long and short dash line indicates the reference level amplified with the maximum gain
  • the alternate long and two short dashes line indicates the reference level amplified with the minimum gain.
  • the thin solid line indicates the noise level of the noise amplified with the maximum gain
  • the thin dotted line indicates the noise level amplified with the minimum gain.
  • b in FIG. 6 is a graph showing an example of a signal level and a noise level in a signal detector having a fixed reference level as described in Non-Patent Document 1.
  • the thick solid line indicates the signal level of the data signal amplified with the maximum gain
  • the thick dotted line indicates the signal level of the data signal amplified with the minimum gain.
  • a one-dot chain line indicates a reference level.
  • a thin solid line indicates a noise level amplified by the maximum gain
  • a thin dotted line indicates a noise level amplified by the minimum gain.
  • the gain is maximized due to changes in PVT conditions.
  • the amplified noise level may exceed the reference level, as indicated by b in FIG.
  • noise may be erroneously detected as a data signal.
  • the reference level is also amplified with the same gain, as indicated by a in the figure. Therefore, after amplification, the noise level becomes equal to or lower than the reference level, thereby preventing erroneous detection. .
  • the reference level is also amplified with the same gain as indicated by a in FIG. it can.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating an example of the operation of the communication apparatus 100 according to the first embodiment. This operation starts, for example, when the communication apparatus 100 is powered on.
  • the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 in the communication device 100 amplify the input signal and the reference signal (step S901).
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 and the replica side amplitude detection circuit 250 detect the amplitudes of the amplified input signal and the reference signal (step S902).
  • the comparator 240 compares the amplitude of the input signal with the amplitude of the reference signal to detect the presence / absence of a data signal (step S903).
  • the signal processing unit 130 determines whether or not there is a data signal (step S904). When there is a data signal (step S904: Yes), the signal processing unit 130 performs predetermined signal processing (step S905). When there is no data signal (step S904: No), or after step S905, the signal processing unit 130 returns to step S904.
  • the signal detector 200 amplifies both the input signal and the reference signal with substantially the same gain, and compares the two signals. Even if the gain increases or decreases, the presence or absence of a signal can be accurately detected.
  • the amplitude is detected by the full-wave rectifier circuit 221, but the amplitude can also be detected by a circuit other than the full-wave rectifier circuit 221.
  • the signal detector 200 may detect the amplitude by a peak hold circuit that holds the peak value of the signal.
  • the signal detector 200 according to the second embodiment is different from the first embodiment in that the amplitude is detected by a peak hold circuit.
  • FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the amplifier-side amplitude detection circuit 220 according to the second embodiment.
  • the amplifier-side amplitude detection circuit 220 according to the second embodiment includes a peak hold circuit 230 instead of the full-wave rectification circuit 221.
  • the peak hold circuit 230 includes a comparator 231, a diode 232, a capacitor 233, a resistor 234 and an operational amplifier 235.
  • One of the positive input signal and the negative input signal after amplification is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 231, and the inverting input terminal ( ⁇ ) is the inverting input terminal ( ⁇ ) of the operational amplifier 235 and the output.
  • the terminal and the comparator 240 are connected.
  • the output terminal of the comparator 231 is connected to the anode of the diode 232.
  • the cathode of the diode 232 is connected to the capacitor 233 and the resistor 234, and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 235.
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 detects only one peak value of the positive side input signal and the negative side input signal, but may detect both peak values.
  • a peak hold circuit for detecting the peak value of the positive input signal and a peak hold circuit for detecting the peak value of the negative input signal are provided in the amplifier side amplitude detection circuit 220. Further, a circuit for obtaining an average value of each peak value is provided at the subsequent stage of these peak hold circuits.
  • the amplifier side amplitude detection circuit 220 may detect the peak value after converting the differential signal into a single-ended signal.
  • a conversion circuit that converts the differential signal into a single-ended signal is further provided in front of the peak hold circuit 230.
  • the signal detector 200 is provided with the peak hold circuit 230 that detects the peak values of the input signal and the reference signal as amplitudes. Therefore, the presence or absence of a periodic signal such as a clock signal is detected. Can be detected.
  • the offset voltages of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 are not compensated. However, if this offset voltage is large, the duty ratio of the output signal may fluctuate and a duty error may occur in the signal processing unit 130. Therefore, it is desirable to provide an offset compensation circuit that compensates for the offset voltage.
  • the signal detector 200 of the third embodiment is different from that of the first embodiment in that an offset compensation circuit is provided.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 in the third embodiment.
  • a is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210 in the third embodiment
  • b in the figure shows a configuration example of the replica circuit 260 in the third embodiment. It is a circuit diagram.
  • the limiting amplifier 210 of the third embodiment is different from that of the first embodiment in that an offset compensation circuit 213 is further provided.
  • the offset compensation circuit 213 compensates the offset voltage by feeding back the signal output from the final-stage differential amplifier 212 to the input terminal of the first-stage differential amplifier 212.
  • V out Ga ⁇ (V in + ⁇ V in ⁇ + V ofs )
  • V in + is the voltage of the positive side input signal
  • V in ⁇ is the voltage of the negative side input signal.
  • the offset compensation circuit 213 generates a voltage ( ⁇ V ofs ) that compensates the offset voltage V ofs based on the signal output from the differential amplifier 212 at the final stage, and feeds it back to the first stage.
  • the offset compensation circuit 262 is further provided in the replica circuit 260 of the third embodiment.
  • the offset compensation circuit 213 is an example of an input-side offset compensation circuit described in the claims, and the offset compensation circuit 262 is an example of a reference-side offset compensation circuit described in the claims.
  • the signal detector 200 includes the offset compensation circuit 213 that generates and feeds back the voltage that compensates the offset voltage. Can be suppressed.
  • the offset voltage is removed by the offset compensation circuit. Since the offset voltage is a direct current component, the offset voltage can also be removed by providing a high-pass filter that passes the alternating current component preferentially instead of the offset compensation circuit.
  • the signal detector 200 of the fourth embodiment is different from the third embodiment in that the offset voltage is removed by a high-pass filter.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 in the fourth embodiment.
  • a is a circuit diagram showing a configuration example of the limiting amplifier 210 in the fourth embodiment
  • b in the figure shows a configuration example of the replica circuit 260 in the fourth embodiment. It is a circuit diagram.
  • a high-pass filter 214 including a capacitor 215 and a resistor 216 is provided for each differential amplifier 212.
  • the post-stage amplifier 218 is provided with a high-pass filter 214 for each differential amplifier 219.
  • the resistors 216 other than the first stage are omitted for convenience of description.
  • the high-pass filter 214 is provided for each differential amplifier 212, the present invention is not limited to this configuration, and the number of the high-pass filters 214 can be changed as necessary.
  • a high pass filter 214 may be provided for each of the two differential amplifiers 212.
  • the capacitor 215 and the resistor 216 are provided on the positive side and the negative side, respectively.
  • the positive side capacitor 215 is inserted between the positive side output terminal of the corresponding differential amplifier 212 and the positive side input terminal of the subsequent stage.
  • the negative capacitor 215 is inserted between the negative output terminal of the corresponding differential amplifier 212 and the negative input terminal of the subsequent stage.
  • One end of the positive-side resistor 216 is connected to the positive-side capacitor 215 and the negative-side input terminal of the differential amplifier 212, and the other end is connected to the common terminal.
  • one end of the negative-side resistor 216 is connected to the positive-side capacitor 215 and the negative-side input terminal of the differential amplifier 212, and the other end is connected to the common terminal.
  • These high-pass filters 214 remove DC components (offset components, etc.) having a frequency equal to or lower than the cut-off frequency fc represented by the following expression, and pass AC components having frequencies higher than fc. In this way, a circuit that allows an AC component to pass therethrough and couples amplifiers together is also called AC coupling.
  • Equation 1 R is the total resistance value of the resistor 215, and the unit is, for example, ohm ( ⁇ ).
  • C is the total capacity of the capacitor 216, and the unit is, for example, farad (F).
  • the unit of the cutoff frequency fc is hertz (Hz), for example.
  • the replica circuit 260 is further provided with a high-pass filter 263 including a capacitor 264 and a resistor 265 for each differential amplifier 261.
  • the cutoff frequency by these circuits is set to be substantially the same as the cutoff frequency of the pre-stage amplifier 211.
  • the resistors 265 other than the first stage are omitted for convenience of description.
  • the high-pass filter 263 is provided for each differential amplifier 261, the present invention is not limited to this configuration, and the number of high-pass filters 263 can be changed as necessary.
  • a high pass filter 263 may be provided for each of the two differential amplifiers 261.
  • the high-pass filter 214 is an example of an input-side high-pass filter described in the claims.
  • the high-pass filter 263 is an example of a reference-side high-pass filter described in the claims.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of gain characteristics of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 in the fourth embodiment.
  • the vertical axis represents the gain
  • the horizontal axis represents the frequency of the input signal or the reference signal.
  • the solid line indicates the gain characteristic of the limiting amplifier 210
  • the alternate long and short dash line indicates the gain characteristic of the replica circuit 260.
  • the gains of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 vary depending on the frequency.
  • the gain is constant regardless of the frequency.
  • the gain of the replica circuit 260 changes according to the frequency, and the gains of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 have different values.
  • a frequency within a frequency band in which the gain is constant is used as the frequency of the reference signal.
  • the circuit scale of the replica circuit 260 can be implemented in a small area by designing the RC small within a range in which a frequency band in which the gain of the replica circuit 260 is constant can be sufficiently secured. .
  • the high-pass filters 214 and 263 are provided, the offset voltage of the limiting amplifier 210 and the replica circuit 260 is removed, and the occurrence of an error due to the offset voltage is suppressed. can do.
  • this technique can also take the following structures.
  • an input signal amplification circuit for amplifying an input signal with a predetermined gain;
  • a reference signal amplifying circuit for amplifying a reference signal having a constant signal level with a gain substantially matching the predetermined gain;
  • a signal detector comprising: a comparator that compares signal levels of the amplified input signal and the amplified reference signal and outputs the comparison result as a detection signal.
  • the input signal and the reference signal are periodic signals whose values change at a constant period; The signal detector according to (1), wherein the frequency of the reference signal is lower than that of the input signal.
  • an input signal amplitude detection circuit for detecting the amplitude of the amplified input signal and supplying the detected signal as the signal level;
  • the signal detector according to (2) further comprising a reference signal amplitude detection circuit that detects the amplitude of the amplified reference signal and supplies the detected signal as the signal level to the comparator.
  • the input signal amplitude detection circuit detects the amplitude of the input signal by full-wave rectification with respect to the amplified input signal
  • the signal detector according to (3), wherein the reference signal amplitude detection circuit detects an amplitude of the reference signal by full-wave rectification with respect to the amplified reference signal.
  • the input signal amplitude detection circuit detects a peak value of the amplified input signal as an amplitude of the input signal
  • the input signal amplifier circuit includes: An input side amplifier for amplifying the input signal by the predetermined gain; An input-side offset compensation circuit for compensating an offset voltage of the input-side amplifier based on the amplified input signal;
  • the reference signal amplifier circuit includes: A reference-side amplifier that amplifies the reference signal by the predetermined gain;
  • the signal detector according to any one of (1) to (5), further comprising a reference-side offset compensation circuit that compensates an offset voltage of the reference-side amplifier based on the amplified reference signal.
  • the input signal amplifier circuit includes: An input side amplifier for amplifying the input signal by the predetermined gain; An input-side high-pass filter that passes high-frequency components higher than a predetermined cutoff frequency,
  • the reference signal amplifier circuit includes: A reference-side amplifier that amplifies the reference signal by the predetermined gain;
  • the signal detector according to any one of (1) to (7), further comprising: a reference-side high-pass filter that passes a high-frequency component higher than the predetermined cutoff frequency.
  • an input signal amplification circuit that amplifies the input signal with a predetermined gain
  • a reference signal amplifying circuit for amplifying a reference signal having a constant signal level with a gain substantially matching the predetermined gain
  • a comparator that compares the signal levels of the amplified input signal and the amplified reference signal and outputs the comparison result as a detection signal; and indicates that the signal level of the input signal is higher than the reference signal
  • An electronic apparatus comprising: a signal processing unit that performs predetermined signal processing on the amplified input signal when the detection signal is output.
  • An input signal amplification procedure in which the input signal amplification circuit amplifies the input signal with a predetermined gain
  • a reference signal amplification procedure in which a reference signal amplification circuit amplifies a reference signal having a constant signal level with a gain substantially matching the predetermined gain
  • a method for controlling a signal detector comprising: a comparison procedure in which the comparator compares the signal levels of the amplified input signal and the amplified reference signal and outputs the comparison result as a detection signal.

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Abstract

　信号の有無を正確に検出する。　信号検出器は、入力信号増幅回路、基準信号増幅回路、および、比較器を具備する。この信号検出器において、入力信号増幅回路が、入力信号を所定のゲインにより増幅する。基準信号増幅回路が、所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する。比較器が、増幅された入力信号と増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する。

Description

信号検出器、電子装置、および、信号検出器の制御方法
　本技術は、信号検出器、電子装置、および、信号検出器の制御方法に関する。詳しくは、基準レベルを超える信号の有無を検出する信号検出器、電子装置、および、信号検出器の制御方法に関する。
　従来より、通信装置などにおいては、受信信号が微弱な場合に、その信号を増幅するために増幅回路が用いられている。ただし、この増幅回路では、受信信号のみならず、ノイズも増幅してしまう。このため、増幅回路により増幅された信号が受信信号であるのか、または、ノイズであるのか（言い換えれば、受信信号の有無）を判定する信号検出器を設ける必要がある。受信信号であれば、その信号検出器の後段の信号処理回路において、受信信号に対して信号処理が行われ、ノイズであれば、その信号処理は行われない。例えば、増幅後の信号の信号レベルと固定の基準レベルとを比較するコンパレータを設けて、信号レベルが基準レベルより高いか否かにより受信信号の有無を検出する信号検出器が提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。
W. B. Chen, et al, "A Limiting Amplifier with LOS Indication for Gigabit Ethernet（登録商標）", IEEE International Conference on Electron Devices and Solid-State Circuits (EDSSC), 2008
　しかしながら、上述の信号検出器では、プロセス、電圧および温度の条件である、いわゆるＰＶＴ（Process/Voltage/Temperature）条件の変化により増幅回路のゲインが大きく変動すると、受信信号の有無が誤って検出されることがある。例えば、ＰＶＴ条件の変化により増幅回路のゲインが大きくなると、増幅後のノイズのレベルが基準レベルより高くなり、ノイズが受信信号であると誤って検出されるおそれがある。一方、ゲインが小さくなると、増幅後の信号レベルが基準レベル以下となり、受信信号が入力されているにもかかわらず、受信信号が未入力と誤って検出されるおそれがある。このように、上述の通信装置では、信号の有無を正確に検出することができないという問題がある。
　本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、信号の有無を正確に検出することを目的とする。
　本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第１の側面は、入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器とを具備する信号検出器、および、その制御方法である。これにより、実質的に同一のゲインにより増幅された入力信号と基準信号とのそれぞれの信号レベルが比較されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記入力信号および前記基準信号は、一定の周期で値が変化する周期信号であり、前記基準信号の周波数は、前記入力信号より低くてもよい。これにより、入力信号より低い周波数の基準信号が増幅されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記増幅された入力信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する入力信号振幅検出回路と、前記増幅された基準信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する基準信号振幅検出回路とをさらに具備してもよい。これにより、増幅された入力信号および基準信号の振幅が検出されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号に対する全波整流により前記入力信号の振幅を検出し、前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号に対する全波整流により前記基準信号の振幅を検出してもよい。これにより、全波整流により振幅が検出されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号のピーク値を前記入力信号の振幅として検出し、前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号のピーク値を前記基準信号の振幅として検出してもよい。これにより、入力信号および基準信号のピーク値が振幅として検出されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記入力信号増幅回路は、前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、前記増幅された入力信号に基づいて前記入力側アンプのオフセット電圧を補償する入力側オフセット補償回路とを備え、前記基準信号増幅回路は、前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、前記増幅された基準信号に基づいて前記基準側アンプのオフセット電圧を補償する基準側オフセット補償回路とを備えてもよい。これにより、オフセット電圧が保障されるという作用をもたらす。
　また、この第１の側面において、前記入力信号増幅回路は、前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる入力側ハイパスフィルタとを備え、前記基準信号増幅回路は、前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、前記所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる基準側ハイパスフィルタとを備えてもよい。これにより、遮断周波数より高い周波数成分が比較されるという作用をもたらす。
　また、本技術の第２の側面は、入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器と前記入力信号の信号レベルが前記基準信号より高いことを示す前記検出信号が出力された場合には前記増幅された入力信号に対する所定の信号処理を行う信号処理部とを具備する電子装置である。これにより、実質的に同一のゲインにより増幅された入力信号と基準信号とのそれぞれの信号レベルが比較されるという作用をもたらす。
　本技術によれば、信号の有無を正確に検出することができるという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
第１の実施の形態における通信装置の一構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態における信号検出器の一構成例を示すブロック図である。 第１の実施の形態におけるリミッティングアンプおよびレプリカ回路の一構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態におけるアンプ側振幅検出回路の一構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態における時間の経過に伴う振幅の変化の一例を示すグラフである。 第１の実施の形態における各段の信号レベルおよびノイズレベルの一例を示すグラフである。 第１の実施の形態における通信装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第２の実施の形態におけるアンプ側振幅検出回路の一構成例を示す回路図である。 第３の実施の形態におけるリミッティングアンプおよびレプリカ回路の一構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態におけるリミッティングアンプおよびレプリカ回路の一構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態におけるリミッティングアンプおよびレプリカ回路のゲイン特性の一例を示すグラフである。
　以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態と称する）について説明する。説明は以下の順序により行う。
　１．第１の実施の形態（入力信号および基準信号を増幅する例）
　２．第２の実施の形態（入力信号および基準信号を増幅し、ピーク値を保持する例）
　３．第３の実施の形態（入力信号および基準信号を増幅し、オフセットを補償する例）
　４．第４の実施の形態（入力信号および基準信号を増幅し、ハイパスフィルタを通過させる例）
　＜１．第１の実施の形態＞
　［通信装置の構成例］
　図１は、第１の実施の形態における通信装置１００の一構成例を示すブロック図である。この通信装置１００は、光電変換部１１０、電流電圧変換回路１２０、信号検出器２００、信号処理部１３０および基準信号生成部１４０を備える。光電変換部１１０は、フォトダイオード１１１を備える。
　フォトダイオード１１１は、光ファイバーなどを介して受信した光信号を電流信号に変換するものである。このフォトダイオード１１１は、電流信号を電流電圧変換回路１２０に信号線１１９を介して供給する。
　電流電圧変換回路１２０は、電流信号を電圧信号に変換するものである。この電流電圧変換回路１２０は、電圧信号を入力信号として信号検出器２００に信号線１２９を介して供給する。この入力信号として、例えば、クロック信号を乗せた差動信号が供給される。
　信号検出器２００は、予め設定された一定のレベル（以下、「基準レベル」と称する。）より信号レベルが高い入力信号の有無を検出するものである。信号レベルとしては、例えば、電圧の値が用いられる。この信号検出器２００は、基準信号生成部１４０からの基準信号を用いて、電流電圧変換回路１２０からの入力信号の有無を検出する。信号検出器２００は、検出結果を示す検出信号を信号処理部１３０に信号線２０９を介して供給する。また、信号検出器２００は、入力信号を増幅して、出力信号として信号処理部１３０に供給する。
　基準信号生成部１４０は、基準レベルの信号を基準信号として生成するものである。この基準信号として、例えば、クロック信号を乗せた差動信号が生成される。基準信号生成部１４０は、生成した基準信号を信号検出器２００に信号線１４９を介して供給する。ここで、基準信号生成部１４０は、入力信号よりも低い周波数のクロック信号を基準信号として生成することが望ましい。
　信号処理部１３０は、検出信号に基づいて、信号検出器２００からの出力信号に対して所定の信号処理を行うものである。例えば、基準レベルより高い信号レベルの入力信号があったことを検出信号が示す場合には、信号処理部１３０は、出力信号に対して復調処理などを信号処理として行う。
　なお、通信装置１００は、電圧信号を入力信号として信号検出器２００に入力しているが、信号処理部１３０が電流入力に対応している場合などにおいて、電流信号を入力信号として入力してもよい。この場合には、電流電圧変換回路１２０を通信装置１００に設ける必要はない。また、信号レベルとして、電流の値が用いられる。
　また、通信装置１００に信号検出器２００を設けているが、通信装置以外の電子装置に信号検出器２００を設けてもよい。また、通信装置１００は、特許請求の範囲に記載の電子装置の一例である。
　［信号検出器］
　図２は、第１の実施の形態における信号検出器２００の一構成例を示すブロック図である。この信号検出器２００は、リミッティングアンプ２１０、アンプ側振幅検出回路２２０、コンパレータ２４０、レプリカ側振幅検出回路２５０およびレプリカ回路２６０を備える。
　リミッティングアンプ２１０は、入力信号を所定のゲインにより増幅するものである。このリミッティングアンプ２１０には、例えば、互いに位相が１８０度異なる正側入力信号および負側入力信号からなる入力信号が入力される。リミッティングアンプ２１０は、この入力信号を、所定のゲインＧａにより、一定の制限レベルを超えない範囲で増幅してアンプ側振幅検出回路２２０に供給する。
　また、リミッティングアンプ２１０は、入力信号をＧａより大きなゲインＧｂにより一定の制限レベルを超えない範囲で増幅し、出力信号として信号処理部１３０に供給する。この出力信号は、互いに位相が１８０度異なる正側出力信号および負側出力信号を含む。
　アンプ側振幅検出回路２２０は、増幅後の入力信号の振幅を信号レベルとして検出するものである。このアンプ側振幅検出回路２２０は、検出した振幅（すなわち、信号レベル）をコンパレータ２４０の非反転入力端子（＋）に供給する。なお、アンプ側振幅検出回路は、特許請求の範囲に記載の入力側振幅検出回路の一例である。
　レプリカ回路２６０は、ゲインＧａに実質的に一致するゲインＧａ’により基準信号を増幅するものである。このレプリカ回路２６０には、例えば、互いに位相が１８０度異なる正側基準信号および負側基準信号からなる基準信号が入力される。ここで、ＧａおよびＧａ’が実質的に一致するとは、ＧａおよびＧａ’の差分が、所定の許容範囲（例えば、±０．１デシベル）内であることを意味する。レプリカ回路２６０は、増幅した基準信号をレプリカ側振幅検出回路２５０に供給する。なお、レプリカ回路２６０は、特許請求の範囲に記載の基準信号増幅回路の一例である。
　また、レプリカ回路２６０のゲインをリミッティングアンプ２１０のゲインに一致させているが、この構成に限定されない。電流電圧変換回路１２０にもアンプが設けられるため、このアンプのゲインをさらに考慮して、レプリカ回路２６０のゲインを設定してもよい。デシベル表記で、電流電圧変換回路１２０のゲインがＧｃである場合には、Ｇａ＋Ｇｃと同一のゲインがレプリカ回路２６０のゲインとして設定される。
　また、前述したように、基準信号生成部２４０が、入力信号より低い周波数の基準信号を生成する構成とすれば、レプリカ回路２６０の消費電力を低減することができる。
　レプリカ側振幅検出回路２５０は、増幅後の基準信号の振幅を信号レベルとして検出するものである。このレプリカ側振幅検出回路２５０は、検出した振幅（すなわち、信号レベル）をコンパレータ２４０の反転入力端子（－）に供給する。なお、レプリカ側振幅検出回路は、特許請求の範囲に記載の基準側振幅検出回路の一例である。
　コンパレータ２４０は、増幅後の入力信号の信号レベル（振幅）と、増幅後の基準信号の信号レベル（振幅）とを比較して比較結果を検出信号として出力するものである。このコンパレータ２４０として、例えば、ヒステリシス付コンパレータが用いられる。ここで、ヒステリシス付コンパレータとは、出力端子がハイレベルからローレベルに反転する際の入力端子間の電圧と、出力端子がローレベルからハイレベルに反転する際の入力端子間の電圧とが異なるコンパレータである。なお、ヒステリシスの付いていないコンパレータをコンパレータ２４０として設けてもよい。また、コンパレータ２４０は、特許請求の範囲に記載の比較器の一例である。
　なお、信号検出器２００において、入力信号および基準信号は差動信号であるが、これらの信号は、シングルエンド信号であってもよい。また、入力信号および基準信号は、クロック信号を乗せた信号であるが、クロック信号に該当しない信号であってもよい。入力信号および基準信号が、周期的に変化しない信号である場合には、アンプ側振幅検出回路２２０およびレプリカ側振幅検出回路２５０を信号検出器２００に設ける必要はない。
　［リミッティングアンプおよびレプリカ回路の構成例］
　図３は、第１の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。同図におけるａは、リミッティングアンプ２１０の一構成例を示す回路図であり、同図におけるｂは、レプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。
　リミッティングアンプ２１０は、所定段数の差動アンプ２１２からなる前段アンプ２１１と、所定段数の差動アンプ２１９からなる後段アンプ２１８とを備える。前段アンプ２１１は、入力信号をゲインＧａにより増幅するものである。この前段アンプ２１１は、増幅した入力信号をアンプ側振幅検出回路２２０と、後段アンプ２１８とに供給する。なお、差動アンプ２１２は、特許請求の範囲に記載の入力側アンプの一例である。
　後段アンプ２１８は、前段アンプ２１１からの入力信号を増幅して出力信号として信号処理部１３０へ出力するものである。これらの前段アンプ２１１および後段アンプ２１８の全体のゲインが、前述のＧｂに相当する。具体的には、後段アンプ２１８のゲインは、デシベル表記では、Ｇｂ－Ｇａとなる。
　ここで、前段アンプ２１１の段数には、その前段アンプ２１１における増幅後の信号レベルが、制限レベル以下となる最大値が設定される。例えば、前段アンプ２１１および後段アンプ２１８の合計の段数が１０段で、５段目で信号レベルが制限レベルを超える場合には、前段アンプ２１１の段数は、４段に設定される。信号レベルが制限される５段目以降においては、信号レベルが制限される一方、ノイズレベルは制限レベルに達しない限り増幅されて、信号とノイズとの切り分けが困難となるためである。
　なお、信号検出器２００には、信号レベルを制限するリミッティングアンプ２１０を設けているが、信号レベルの制限を行わない増幅回路をリミッティングアンプ２１０の代わりに設けてもよい。この構成において、その増幅回路には、所定段数の差動アンプ２１２が設けられ、その最終段の出力端子が信号処理部１３０およびアンプ側振幅検出回路２２０に接続される。
　一方、レプリカ回路２６０には、所定段数の差動アンプ２６１が設けられる。この差動アンプ２６１の段数には、前段アンプ２１１のゲインとレプリカ回路２６０のゲインとが実質的に同一となる値が設定される。例えば、差動アンプ２１２のゲインと差動アンプ２６１のゲインとが同一である場合には、それらの段数は同一に設定される。また、差動アンプ２６１のゲインが、デシベル表記で差動アンプ２１２のゲインの２倍である場合には、差動アンプ２６１の段数は、差動アンプ２１２の段数の半分に設定される。また、ＰＶＴ条件の変動に対する差動アンプ２６１のゲイン特性は、差動アンプ２１２と実質的に同一である。なお、差動アンプ２６１は、特許請求の範囲に記載の基準側アンプの一例である。
　［アンプ側振幅検出回路の構成例］
　図４は、第１の実施の形態におけるアンプ側振幅検出回路２２０の一構成例を示す回路図である。このアンプ側振幅検出回路２２０は、全波整流回路２２１を備える。全波整流回路２２１は、差動トランジスタ２２２および２２３と、定電流源２２５と、コンデンサ２２４とを備える。差動トランジスタ２２２および２２３として、例えば、ｎ型のＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタが用いられる。
　差動トランジスタ２２２のゲートには、増幅後の正側入力信号が入力され、ドレインは電源に接続され、ソースは、定電流源２２５、差動トランジスタ２２３、コンデンサ２２４およびコンパレータ２４０に接続される。また、差動トランジスタ２２３のゲートには、増幅後の負側入力信号が入力され、ドレインは電源に接続され、ソースは、定電流源２２５、差動トランジスタ２２２、コンデンサ２２４およびコンパレータ２４０に接続される。また、コンデンサの一端は、電源に接続され、他端は、差動トランジスタ２２２および２２３と定電流源２２５とコンパレータ２４０とに接続される。なお、レプリカ側振幅検出回路２５０の構成は、アンプ側振幅検出回路２２０と同様である。
　上述の構成により、差動トランジスタ２２２および２２３は、正側入力信号および負側入力信号の差に応じた電流を出力し、その電流によりコンデンサ２２４が充電される。この結果、正側入力信号および負側入力信号からなる差動信号の振幅が検出される。
　図５は、第１の実施の形態における時間の経過に伴う振幅の変化の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、信号レベルの高さを示し、横軸は時間を示す。また、実線は、正側入力信号の信号レベルの変動を示し、細い点線は負側入力信号の信号レベルの変動を示す。一点鎖線は、振幅の検出結果を示し、太い点線は、レプリカ回路２６０において増幅された基準レベルを示す。
　図５に例示するように、正側入力信号および負側入力信号からなる差動信号の振幅が、例えば、時刻Ｔ１において増幅後の基準レベルを超えると、コンパレータ２４０において信号が有ると判定される。そして、時刻Ｔ２において、増幅後の基準レベル以下に振幅が低下すると、信号が無いと判定される。
　図６は、第１の実施の形態における各段の信号レベルおよびノイズレベルの一例を示すグラフである。同図における縦軸は、信号レベルを示し、横軸はアンプの段数を示す。同図におけるａは、前段アンプ２１１およびレプリカ回路２６０のそれぞれの信号レベルおよびノイズレベルの一例を示すグラフである。同図のａにおいて、太い実線は、最大のゲインにより増幅されたデータ信号の信号レベルを示し、太い点線は、最小のゲインにより増幅されたデータ信号の信号レベルを示す。また、一点鎖線は、最大のゲインにより増幅された基準レベルを示し、二点鎖線は、最小のゲインにより増幅された基準レベルを示す。また、細い実線は、最大のゲインにより増幅されたノイズのノイズレベルを示し、細い点線は、最小のゲインにより増幅されたノイズレベルを示す。
　一方、図６におけるｂは、非特許文献１に記載のように、基準レベルを固定値とした信号検出器における信号レベルおよびノイズレベルの一例を示すグラフである。同図のｂにおいて、太い実線は、最大のゲインにより増幅されたデータ信号の信号レベルを示し、太い点線は、最小のゲインにより増幅されたデータ信号の信号レベルを示す。また、一点鎖線は基準レベルを示す。また、細い実線は、最大のゲインにより増幅されたノイズレベルを示し、細い点線は、最小のゲインにより増幅されたノイズレベルを示す。
　ＰＶＴ条件の変化によりゲインが最大となった場合を考える。この場合において、基準レベルを固定とすると、図６におけるｂに示すように、増幅後のノイズレベルが基準レベルを超えてしまうおそれがある。この結果、ノイズがデータ信号であると誤って検出されるおそれがある。これに対して、信号検出器２００では、同図におけるａに示すように、基準レベルも同じゲインで増幅されるため、増幅後においてノイズレベルが基準レベル以下となり、誤検出を防止することができる。
　また、ゲインが最小となった場合、基準レベルが固定値の信号検出器では、増幅後の信号レベルが基準レベル以下になり、データ信号が入力されているにも関わらず、データ信号が無いと誤って検出されるおそれがある。これに対して、信号検出器２００では、図６におけるａに示すように、基準レベルも同じゲインで増幅されるため、増幅後において信号レベルが基準レベルより大きくなり、誤検出を防止することができる。
　［信号検出器の動作例］
　図７は、第１の実施の形態における通信装置１００の動作の一例を示すフローチャートである。この動作は、例えば、通信装置１００に電源が投入されたときに開始する。通信装置１００におけるリミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０は、入力信号および基準信号を増幅する（ステップＳ９０１）。
　そして、アンプ側振幅検出回路２２０およびレプリカ側振幅検出回路２５０は、増幅後の入力信号および基準信号の振幅を検出する（ステップＳ９０２）。コンパレータ２４０は、入力信号の振幅と、基準信号との振幅を比較して、データ信号の有無を検出する（ステップＳ９０３）。
　また、信号処理部１３０は、データ信号が有るか否かを判断する（ステップＳ９０４）。データ信号が有る場合に（ステップＳ９０４：Ｙｅｓ）、信号処理部１３０は、所定の信号処理を行う（ステップＳ９０５）。データ信号が無い場合（ステップＳ９０４：Ｎｏ）、または、ステップＳ９０５の後、信号処理部１３０は、ステップＳ９０４に戻る。
　このように、本技術の第１の実施の形態によれば、信号検出器２００は、入力信号および基準信号の両者を実質的に同一のゲインにより増幅して、両者を比較するため、ＰＶＴ条件によりゲインが増減した場合であっても信号の有無を正確に検出することができる。
　＜２．第２の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態の信号検出器２００では、全波整流回路２２１により振幅を検出していたが、全波整流回路２２１以外の回路により振幅を検出することもできる。例えば、信号検出器２００は、信号のピーク値を保持するピークホールド回路により振幅を検出してもよい。この第２の実施の形態の信号検出器２００は、ピークホールド回路により振幅を検出する点において第１の実施の形態と異なる。
　図８は、第２の実施の形態におけるアンプ側振幅検出回路２２０の一構成例を示す回路図である。第２の実施の形態のアンプ側振幅検出回路２２０は、全波整流回路２２１の代わりにピークホールド回路２３０を備える。このピークホールド回路２３０は、コンパレータ２３１、ダイオード２３２、コンデンサ２３３、抵抗２３４およびオペアンプ２３５を備える。
　コンパレータ２３１の非反転入力端子（＋）には、増幅後の正側入力信号および負側入力信号の一方が入力され、反転入力端子（－）は、オペアンプ２３５の反転入力端子（－）および出力端子とコンパレータ２４０とに接続される。また、コンパレータ２３１の出力端子は、ダイオード２３２のアノードに接続される。また、ダイオード２３２のカソードは、コンデンサ２３３および抵抗２３４と、オペアンプ２３５の非反転入力端子（＋）とに接続される。この構成により、増幅後の正側入力信号または負側入力信号のピーク値が振幅として、コンデンサ２３３に保持される。なお、第２の実施の形態のレプリカ側振幅検出回路２５０にも、アンプ側振幅検出回路２２０と同様に、ピークホールド回路が設けられる。
　なお、アンプ側振幅検出回路２２０は、正側入力信号および負側入力信号の一方のピーク値のみを検出しているが、両方のピーク値を検出してもよい。この場合には、正側入力信号のピーク値を検出するピークホールド回路と、負側入力信号のピーク値を検出するピークホールド回路とがアンプ側振幅検出回路２２０に設けられる。また、これらのピークホールド回路の後段に、各ピーク値の平均値を求める回路が設けられる。
　また、アンプ側振幅検出回路２２０は、差動信号をシングルエンド信号に変換してから、ピーク値を検出してもよい。この場合には、ピークホールド回路２３０の前段に、差動信号をシングルエンド信号に変換する変換回路がさらに設けられる。
　このように、第２の実施の形態によれば、信号検出器２００は、入力信号および基準信号のピーク値を振幅として検出するピークホールド回路２３０を設けたため、クロック信号等の周期信号の有無を検出することができる。
　＜３．第３の実施の形態＞
　上述の第１の実施の形態の信号検出器２００では、リミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０のオフセット電圧を補償していなかった。しかし、このオフセット電圧が大きいと、出力信号のデューティ比が変動して、信号処理部１３０においてデューティエラーが生じるおそれがある。このため、オフセット電圧を補償するオフセット補償回路を設けることが望ましい。この第３の実施の形態の信号検出器２００は、オフセット補償回路を設けた点において第１の実施の形態と異なる。
　図９は、第３の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。同図におけるａは、第３の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０の一構成例を示す回路図であり、同図におけるｂは、第３の実施の形態におけるレプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。
　第３の実施の形態のリミッティングアンプ２１０は、オフセット補償回路２１３をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。オフセット補償回路２１３は、最終段の差動アンプ２１２から出力された信号を、１段目の差動アンプ２１２の入力端子に帰還させて、オフセット電圧を補償するものである。
　ここで、オフセット電圧Ｖofsを考慮すると、前段アンプ２１１により増幅された信号の電圧Ｖoutは、次式により表される。
　　Ｖout＝Ｇａ×（Ｖin＋－Ｖin－＋Ｖofs）
上式において、Ｖin＋は、正側入力信号の電圧であり、Ｖin－は、負側入力信号の電圧である。
　オフセット補償回路２１３は、最終段の差動アンプ２１２から出力された信号に基づいて、オフセット電圧Ｖofsを補償する電圧（－Ｖofs）を生成し、１段目に帰還させる。
　また、第３の実施の形態のレプリカ回路２６０にもオフセット補償回路２６２がさらに設けられる。
　なお、オフセット補償回路２１３は、特許請求の範囲に記載の入力側オフセット補償回路の一例であり、オフセット補償回路２６２は、特許請求の範囲に記載の基準側オフセット補償回路の一例である。
　このように、本技術の第３の実施の形態によれば、信号検出器２００は、オフセット電圧を補償する電圧を生成して帰還させるオフセット補償回路２１３を設けたため、オフセット電圧によるエラーの発生を抑制することができる。
　＜４．第４の実施の形態＞
　上述の第３の実施の形態の信号検出器２００では、オフセット補償回路によりオフセット電圧を除去していた。このオフセット電圧は直流成分であるため、交流成分を優先して通過させるハイパスフィルタをオフセット補償回路の代わりに設けることによっても、オフセット電圧を除去することができる。この第４の実施の形態の信号検出器２００は、ハイパスフィルタによりオフセット電圧を除去する点において第３の実施の形態と異なる。
　図１０は、第４の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。同図におけるａは、第４の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０の一構成例を示す回路図であり、同図におけるｂは、第４の実施の形態におけるレプリカ回路２６０の一構成例を示す回路図である。
　第４の実施の形態の前段アンプ２１１においては、差動アンプ２１２ごとに、コンデンサ２１５および抵抗２１６からなるハイパスフィルタ２１４が設けられる。後段アンプ２１８においても同様に、差動アンプ２１９ごとに、ハイパスフィルタ２１４が設けられる。なお、同図におけるａにおいて、１段目以外の抵抗２１６は、記載の便宜上、省略されている。なお、差動アンプ２１２ごとに、ハイパスフィルタ２１４を設けているが、この構成に限定されず、ハイパスフィルタ２１４の個数は必要に応じて変更することができる。例えば、２つの差動アンプ２１２ごとにハイパスフィルタ２１４を設けてもよい。
　コンデンサ２１５および抵抗２１６は、正側および負側のそれぞれに設けられる。正側のコンデンサ２１５は、対応する差動アンプ２１２の正側の出力端子と、その後段の正側の入力端子との間に挿入される。負側のコンデンサ２１５も同様に、対応する差動アンプ２１２の負側の出力端子と、その後段の負側の入力端子との間に挿入される。正側の抵抗２１６の一端は、正側のコンデンサ２１５と差動アンプ２１２の負側の入力端子とに接続され、他端はコモン端子に接続される。負側の抵抗２１６も同様に、その一端が正側のコンデンサ２１５と差動アンプ２１２の負側の入力端子とに接続され、他端はコモン端子に接続される。これらのハイパスフィルタ２１４は、次式に表す遮断周波数ｆｃ以下の周波数の直流成分（オフセット成分など）を除去し、ｆｃより高い周波数の交流成分を通過させる。このように、交流成分を通過させ、アンプ同士を結合する回路は、ＡＣ結合とも呼ばれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式１において、Ｒは抵抗２１５の抵抗値の合計であり、単位は、例えば、オーム（Ω）である。Ｃは、コンデンサ２１６の容量の合計であり、単位は、例えば、ファラッド（Ｆ）である。また、遮断周波数ｆｃの単位は、例えば、ヘルツ（Ｈｚ）である。
　一方、レプリカ回路２６０においても、差動アンプ２６１ごとに、コンデンサ２６４および抵抗２６５からなるハイパスフィルタ２６３がさらに設けられる。これらの回路による遮断周波数は、前段アンプ２１１の遮断周波数と実質的に同一に設定される。なお、同図におけるｂにおいて、１段目以外の抵抗２６５は、記載の便宜上、省略されている。なお、差動アンプ２６１ごとに、ハイパスフィルタ２６３を設けているが、この構成に限定されず、ハイパスフィルタ２６３の個数は必要に応じて変更することができる。例えば、２つの差動アンプ２６１ごとにハイパスフィルタ２６３を設けてもよい。
　なお、ハイパスフィルタ２１４は、特許請求の範囲に記載の入力側ハイパスフィルタの一例である。また、ハイパスフィルタ２６３は、特許請求の範囲に記載の基準側ハイパスフィルタの一例である。
　図１１は、第４の実施の形態におけるリミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０のゲイン特性の一例を示すグラフである。同図における縦軸はゲインであり、横軸は、入力信号または基準信号の周波数である。また、実線は、リミッティングアンプ２１０のゲイン特性を示し、一点鎖線は、レプリカ回路２６０のゲイン特性を示す。
　ＡＣ結合の遮断周波数ｆｃ以下の周波数帯域では、リミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０のゲインは、周波数に応じて変動する。一方、遮断周波数ｆｃより高く、ある周波数ｆｒ以下の周波数帯域では、周波数に関わらずに、ゲインが一定となる。ｆｒより高い周波数帯域では、レプリカ回路２６０のゲインが周波数に応じて変化し、リミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０のそれぞれのゲインが異なる値となる。このゲインが一定の周波数帯域内の周波数が、基準信号の周波数として用いられる。
　ここで、式１を参照すると、抵抗値Ｒと容量Ｃとの積ＲＣを大きくすれば、遮断周波数ｆｃが低くなり、レプリカ回路２６０のゲインが一定となる周波数帯域を広くすることができるが、一方でレプリカ回路２６０の実装面積が大きくなる。しかし、消費電力低減のために基準信号を入力信号より低速とするのであれば、このような広帯域性は、あまり必要ではない。このため、レプリカ回路２６０のゲインが一定となる周波数帯域を十分に確保することができる範囲内で、ＲＣを小さく設計することにより、レプリカ回路２６０の回路規模を小面積にて実装することができる。
　このように、本技術の第４の実施の形態によれば、ハイパスフィルタ２１４および２６３を設けたため、リミッティングアンプ２１０およびレプリカ回路２６０のオフセット電圧を除去して、オフセット電圧によるエラーの発生を抑制することができる。
　なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。
　なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
　なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、
　前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、
　前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器と
を具備する信号検出器。
（２）前記入力信号および前記基準信号は、一定の周期で値が変化する周期信号であり、
　前記基準信号の周波数は、前記入力信号より低い
前記（１）記載の信号検出器。
（３）前記増幅された入力信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する入力信号振幅検出回路と、
　前記増幅された基準信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する基準信号振幅検出回路と
をさらに具備する前記（２）記載の信号検出器。
（４）前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号に対する全波整流により前記入力信号の振幅を検出し、
　前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号に対する全波整流により前記基準信号の振幅を検出する
前記（３）記載の信号検出器。
（５）前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号のピーク値を前記入力信号の振幅として検出し、
　前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号のピーク値を前記基準信号の振幅として検出する
前記（３）記載の信号検出器。
（６）前記入力信号増幅回路は、
　前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、
　前記増幅された入力信号に基づいて前記入力側アンプのオフセット電圧を補償する入力側オフセット補償回路と
を備え、
　前記基準信号増幅回路は、
　前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、
　前記増幅された基準信号に基づいて前記基準側アンプのオフセット電圧を補償する基準側オフセット補償回路と
を備える前記（１）から（５）のいずれかに記載の信号検出器。
（７）前記入力信号増幅回路は、
　前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、
　所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる入力側ハイパスフィルタと
を備え、
　前記基準信号増幅回路は、
　前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、
　前記所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる基準側ハイパスフィルタと
を備える前記（１）から（７）のいずれかに記載の信号検出器。
（８）入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、
　前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、
　前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器と
　前記入力信号の信号レベルが前記基準信号より高いことを示す前記検出信号が出力された場合には前記増幅された入力信号に対する所定の信号処理を行う信号処理部と
を具備する電子装置。
（９）入力信号増幅回路が、入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅手順と、
　基準信号増幅回路が、前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅手順と、
　比較器が、前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較手順と
を具備する信号検出器の制御方法。
　１００　通信装置
　１１０　光電変換部
　１１１　フォトダイオード
　１２０　電流電圧変換回路
　１３０　信号処理部
　１４０　基準信号生成部
　２００　信号検出器
　２１０　リミッティングアンプ
　２１１　前段アンプ
　２１２、２１９、２６１　差動アンプ
　２１３、２６２　オフセット補償回路
　２１４、２６３　ハイパスフィルタ
　２１５、２２４、２３３、２６４　コンデンサ
　２１６、２３４、２６５　抵抗
　２１８　後段アンプ
　２２０　アンプ側振幅検出回路
　２２１　全波整流回路
　２２２、２２３　差動トランジスタ
　２２５　定電流源
　２３０　ピークホールド回路
　２３１　コンパレータ
　２３２　ダイオード
　２３５　オペアンプ
　２４０　コンパレータ
　２５０　レプリカ側振幅検出回路
　２６０　レプリカ回路
 

Claims (9)

  1. 　入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、
    　前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、
    　前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器と
    を具備する信号検出器。
  2. 　前記入力信号および前記基準信号は、一定の周期で値が変化する周期信号であり、
    　前記基準信号の周波数は、前記入力信号より低い
    請求項１記載の信号検出器。
  3. 　前記増幅された入力信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する入力信号振幅検出回路と、
    　前記増幅された基準信号の振幅を検出して前記比較器に前記信号レベルとして供給する基準信号振幅検出回路と
    をさらに具備する請求項２記載の信号検出器。
  4. 　前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号に対する全波整流により前記入力信号の振幅を検出し、
    　前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号に対する全波整流により前記基準信号の振幅を検出する
    請求項３記載の信号検出器。
  5. 　前記入力信号振幅検出回路は、前記増幅された入力信号のピーク値を前記入力信号の振幅として検出し、
    　前記基準信号振幅検出回路は、前記増幅された基準信号のピーク値を前記基準信号の振幅として検出する
    請求項３記載の信号検出器。
  6. 　前記入力信号増幅回路は、
    　前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、
    　前記増幅された入力信号に基づいて前記入力側アンプのオフセット電圧を補償する入力側オフセット補償回路と
    を備え、
    　前記基準信号増幅回路は、
    　前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、
    　前記増幅された基準信号に基づいて前記基準側アンプのオフセット電圧を補償する基準側オフセット補償回路と
    を備える請求項１記載の信号検出器。
  7. 　前記入力信号増幅回路は、
    　前記入力信号を前記所定のゲインにより増幅する入力側アンプと、
    　所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる入力側ハイパスフィルタと
    を備え、
    　前記基準信号増幅回路は、
    　前記基準信号を前記所定のゲインにより増幅する基準側アンプと、
    　前記所定の遮断周波数より高い高周波数成分を通過させる基準側ハイパスフィルタと
    を備える請求項１記載の信号検出器。
  8. 　入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅回路と、
    　前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅回路と、
    　前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較器と
    　前記入力信号の信号レベルが前記基準信号より高いことを示す前記検出信号が出力された場合には前記増幅された入力信号に対する所定の信号処理を行う信号処理部と
    を具備する電子装置。
  9. 　入力信号増幅回路が、入力信号を所定のゲインにより増幅する入力信号増幅手順と、
    　基準信号増幅回路が、前記所定のゲインに実質的に一致するゲインにより一定の信号レベルの基準信号を増幅する基準信号増幅手順と、
    　比較器が、前記増幅された入力信号と前記増幅された基準信号とのそれぞれの信号レベルを比較して当該比較結果を検出信号として出力する比較手順と
    を具備する信号検出器の制御方法。
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