JP2014192895A - アバランシェフォトダイオード及びＳｉＰＭのための差動光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＡＰＤ又はＳｉＰＭ光受信器に、光検出器電圧供給変動に対する耐性を与えるためのデバイス及び方法を提案する。
【解決手段】 差動トランスインピーダンス増幅器は、一方の入力が光検出器に接続され、他方の入力が高電圧供給変動検知デバイスに接続されている。検知要素は、光検出器のインピーダンスを再現する回路を含む。
【選択図】 図３

Description

本発明は光センサに関し、更に具体的には光検出器回路に関する。

光検出器は、所与の波長の光を検出して、検出した光の強度に比例した電流を生成するために用いられる。光検出器にバイアス電圧を供給する場合がある。光検出器の出力は、バイアス電圧の変動と共に変化することがある。

図１に従来技術の光検出器回路１００を示す。この回路は、高電圧供給１１０とトランスインピーダンス増幅器１７０（ＴＩＡ）との間に光検出器１５０を含む。トランスインピーダンス増幅器１７０は、電圧増幅器１４０及びフィードバック抵抗１３０を含む。光検出器１５０からの信号（光電流）をトランスインピーダンス増幅器１７０によって増幅することで、検出器からの光電流が、例えば後処理回路（図示せず）による後処理に適した電圧１６０に変換される。

高電圧供給１１０のいかなる変動も、光検出器１５０のインピーダンスを介してトランスインピーダンス増幅器１７０の入力に結合される。そのような変動の例としては、電力供給からのノイズ又は、アバランシェ（Avalanche）フォトダイオード（ＡＰＤ）もしくはシリコン光電子倍増管（ＳｉＰＭ：silicon photomultiplier）の場合に利得制御するための意図的な高電圧供給の変動が挙げられる。このため、高電圧供給１１０からのいかなる電圧変動も、トランスインピーダンス増幅器１７０によって増幅される電流に変換され、光検出器１５０から入来する信号に加えられる。高電圧供給１１０の変動から生じた電圧は、トランスインピーダンス増幅器１７０の出力における出力信号１６０に様々な点で影響を及ぼし得る。例えば、この変動は、光信号を処理する後処理システム（図示せず）の検出能力に影響を与えるノイズと考えられる場合がある。同様に、この変動は、トランスインピーダンス増幅器１７０の出力においてオフセットを生成する場合がある。更に、高電圧供給１１０からの電圧が光電流と相関関係にある場合、この変動は受信器１００の周波数応答に影響を及ぼすことがある。

図２に示し、米国特許出願第２００４／０１３０３９７Ａ１号及び米国特許第７，５６１，８１２Ｂ２号に記載されているように、第２の従来技術の回路２００は、差動トランスインピーダンス増幅器２７０を用いて電圧源２１０からのノイズに対する耐性を提供しようとするものである。第２の従来技術の回路２００は、電圧源２１０と差動トランスインピーダンス増幅器２７０の反転入力との間にフォトダイオード２５０を接続すると共に、電圧源２１０と差動トランスインピーダンス増幅器２７０の非反転入力との間にコンデンサ２２０を配置する。コンデンサ２２０は、光検出器２５０の接合容量に等しい値を有する。増幅器２４０の反転側及び非反転側に、抵抗２３０及び２３５がそれぞれ配置されている。米国特許出願第２００４／０１３０３９７Ａ１号及び米国特許第７，５６１，８１２Ｂ２号は双方とも低電圧用途を対象としており、アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を用いた高周波数用途では性能が限定され、シリコン光電子倍増管（ＳｉＰＭ）には充分でない。

アバランシェフォトダイオード又はＳｉＰＭを用いた高周波数用途においては、光検出器及びＡＰＤ又はＳｉＰＭにバイアスをかけるために必要な高電圧を単純な容量によって正確にモデル化することができない場合があり、この従来技術の有用性が制限される。

更に、これらの回路は双方とも、差動トランスインピーダンス増幅器の各入力のダイナミックレンジ内の同相電流（差動トランスインピーダンス増幅器の入力において電流が同時に注入される）に限定される。電圧源２１０における変動が大きいと、トランスインピーダンス増幅器２７０が飽和する可能性がある。

高電圧供給の変動は米国特許第５，６９６，６５７号によって扱われている。この特許では、ＡＰＤを流れる電流量を最小限に抑えるために高電圧供給の変動レートを注意深く制御する。これは、ＡＰＤの利得を迅速に変化させることが望ましい場合にシステムの重大な制約となる。これが当てはまる測距用途では、近傍のターゲットが著しい光量を受信器へと反射し、このため受信器が飽和して、もっと遠い距離で見通し線に位置するターゲットを検出することができなくなる。また、従来技術は、トランスインピーダンス増幅器のダイナミックレンジを拡大することによって高電流を管理する様々な方法を開示する。

米国特許第６，８０３，８２５Ｂ２号及び米国特許第６，７８４，７５０Ｂ２号に記載された疑似差動トランスインピーダンス増幅器は、高電圧供給の変動を検知して、高電圧上でカップリングコンデンサを用いて光電流の指示を与える。この構成は、光検出器を流れるＡＣ電流の源に関わらずＡＣ光電流を測定するための方法としてカップリングコンデンサを用いる。これらの回路ではＡＣ電流が光電流からのみ生じると想定し、大きい電圧供給変動に反応することができない。また、これらの回路は、トランスインピーダンス増幅器の入力においてＤＣ電流を注入し、高速の信号変動に用いることができない。従って、当分野において、上述の欠点に対処することが必要とされている。

本発明の実施形態は、アバランシェフォトダイオード及びＳｉＰＭのための差動光受信器を提供する。簡潔に述べると、本発明は、光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路を対象とする。この回路は、差動トランスインピーダンス増幅器と、差動トランスインピーダンス増幅器の１つの入力に接続されたフォトダイオードと、フォトダイオードにバイアス電圧を提供するように構成された高電圧供給源と、高電圧供給源とフォトダイオードとの間に接続されたインピーダンス要素と、１つの端子が高電圧供給源に接続され第２の端子が差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力に接続された高電圧供給変動電圧検知要素と、を含む。インピーダンス要素は、光検出器に入射する光に応じて高電圧供給源の電圧が変動するように構成されている。

本発明の第２の態様は、光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路を対象とする。この回路は、トランスインピーダンス増幅器と、トランスインピーダンス増幅器の入力に接続されたフォトダイオードと、フォトダイオードにバイアス電圧を供給するように構成された高電圧供給源と、高電圧供給と電流ミラー入力との間に接続された電圧検知要素と、を含む。フォトダイオード及びトランスインピーダンス増幅器の入力に電流ミラー出力が接続されて、疑似差動トランスインピーダンス増幅器を形成する。高電圧供給源と高電圧供給との間にインピーダンス要素が接続されている場合もあり、接続されていない場合もある。インピーダンス要素は、光検出器に入射する光に応じて高電圧供給源の電圧が変動するように構成されている。

簡潔に述べると、アーキテクチャにおいて、本発明の第３の態様は、光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路を対象とする。この回路は、差動トランスインピーダンス増幅器と、差動トランスインピーダンス増幅器の第１の入力に接続されたフォトダイオードと、フォトダイオードにバイアス電圧を提供するように構成された高電圧供給源と、高電圧供給と差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力との間に接続された第１の電圧検知要素と、高電圧供給と第１の電流ミラーの入力との間に接続された第２の電圧検知要素と、第１の電流ミラーと差動増幅器の第２の入力との間に接続された第２の電流ミラーと、を含む。第１の電流ミラーの出力は差動トランスインピーダンス増幅器の第１の入力に接続されている。高電圧供給源と高電圧供給との間にインピーダンス要素が接続されている場合もあり、接続されていない場合もある。インピーダンス要素は、光検出器に入射する光に応じて高電圧供給源の電圧が変動するように構成されている。

本発明の他のシステム、方法、及び特性は、以下の図面及び詳細な説明を検討することによって当業者には明らかとなろう。全てのそのような追加のシステム、方法、及び特性は本記載に包含され、本発明の範囲内にあり、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図される。

添付図面は、本発明をより良く理解するために包含され、本明細書に組み込まれてその一部を構成する。図面は記載と共に本発明の実施形態を例示し、本発明の原理を説明するように機能する。

第１の従来技術の光検出器回路の回路図である。 第２の従来技術の光検出器回路の回路図である。 ＡＰＤのための差動増幅器回路の第１の例示的な実施形態の回路図である。 ＳｉＰＭのための差動増幅器回路の第２の例示的な実施形態の回路図である。 フォトダイオード受信回路の第３の例示的な実施形態の回路図である。 差動フォトダイオード受信回路の第４の例示的な実施形態の回路図である。 電流ミラーを備えた差動フォトダイオード回路の第５の例示的な実施形態の回路図である。 差動フォトダイオード受信回路の第６の例示的な実施形態の回路図である。 差動フォトダイオード受信回路の第７の例示的な実施形態の回路図である。

これより、本発明の実施形態について詳細に述べる。添付図面に実施形態の例を図示する。可能な限りいかなる場合も、図面及び記載において同一の参照番号を用いて同一の又は同様の部分を示す。

本発明は、高電圧供給の変動によって光検出器に誘導された電流がトランスインピーダンス増幅器の出力に達することを防ぐように構成された光検出器受信回路を提供する。

光検出器電圧供給変動に対する耐性を持ったＡＰＤ又はＳｉＰＭ光受信器の例示的な実施形態を提示する。差動トランスインピーダンス増幅器は、光検出器に接続された一方の入力と、高電圧供給変動検知デバイスに接続された他方の入力と、を含む。検知要素は、光検出器のインピーダンスを再現する回路を含む。

光信号を電気信号に変換するための光受信回路が用いる光検出器は、そのカソードが高電圧供給に接続され、そのアノードがトランスインピーダンス増幅器の入力に接続されている。高電圧供給の変動は、アバランシェフォトダイオード等価インピーダンスを流れるＡＣ電流を誘導し、光検出器からの光電流に加えられる。高電圧変動によって誘導された電流は、光電流に合算されて、ノイズを生成したり、トランスインピーダンス増幅器の出力電圧にオフセットを生成したり、電圧変動が光電流と相関関係にある場合に光受信器の周波数応答に影響を及ぼしたりする可能性がある。

本発明は、光信号を電気信号に変換する光電子受信回路を提供する。この受信器は、差動トランスインピーダンス増幅器と、フォトダイオードであって、差動トランスインピーダンス増幅器の１つの入力に接続された第１の端部及びフォトダイオードに必要な電圧バイアスをかけるのに適した高電圧供給源に接続された第２の端部を有するフォトダイオードと、高電圧供給に接続された１つの端子及び差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力に接続された第２の端子を備えた電圧検知要素と、を含む。いくつかの実施形態によって、高電圧供給変動に対する耐性を光受信器に与えるための方法を提供する。

電圧検知要素は、一次光検出器と実質的に同じインピーダンスを与える。高電圧供給の変動に応じて高電圧検知要素を流れる電流及び光検出器を流れる電流は、差動トランスインピーダンス増幅器の同相信号除去比（ＣＭＲＲ：Common Mode Rejection Ratio）によって減衰される同相電流と考えられる。検知要素のインピーダンスが光検知デバイスに近付くと、同相信号除去比が向上する。例えば、理想的には検知要素は、一次光検出器と同じタイプの、光信号を受信しないダミーの光検出器とすることができる。あるいは、等価回路を用いて光検出器を表すことも可能であるが、高電圧供給ノイズに対する耐性低下という犠牲が伴う。

ＡＰＤの直列抵抗を表す容量及びインダクタと直列の抵抗、公称動作電圧におけるＡＰＤの接合容量、及びＡＰＤと外部との相互接続を表すインダクタによって、ＡＰＤ等価インピーダンスをモデル化することができる。他の潜在的な寄生要素も含まれる場合がある。

図３に光受信器４００の第１の例示的な実施形態を示す。第１の実施形態はＡＰＤ等価インピーダンス４２０を含み、これは、ＡＰＤ４５０の等価接合容量を有するコンデンサ４２２と、ＡＰＤ４５０の等価直列抵抗を有する抵抗４２３と、トランスインピーダンス増幅器４７０及び高電圧供給４１０に相互接続されたＡＰＤ４５０の等価インダクタンスを有するインダクタ４２４と、を含む。具体的には、ＡＰＤ４５０は、高電圧供給４１０と差動トランスインピーダンス増幅器４７０の第１の入力との間に配置され、ＡＰＤ等価インピーダンス４２０は、高電圧供給４１０と、出力４６０、４６５を備えた差動トランスインピーダンス増幅器４７０の第２の入力との間に接続されている。

図４に第２の例示的な実施形態５００を示す。ＳｉＰＭ５５０に対して、Corsi F.等の「Modeling a silicon photomultiplier (SiPM) as a signal source for optimum front-end design」（Nuclear Instruments and Methods in Physics Research A、572（2007年）、416〜418）によって提案されたような等価回路を用いて電圧検知要素５２０を構築することができる。ここでは、等価ＳｉＰＭクエンチ抵抗５２１、クエンチコンデンサ５２２、グリッドコンデンサ５２３、接合コンデンサ５２４、及びトランスインピーダンス増幅器４７０に対するＳｉＰＭの接続を表すインダクタ５２５を用いる。ＳｉＰＭ５５０は、高電圧供給４１０とトランスインピーダンス増幅器４７０の第１の入力との間に配置されており、ＳｉＰＭ等価インピーダンス５２０は、高電圧供給４１０とトランスインピーダンス増幅器４７０の第２の入力との間に接続されている。

図５に示す光受信器６００の第３の実施形態においては、高電圧供給４１０の変動の周波数スペクトルに対応するために、差動トランスインピーダンス増幅器４７０の第２の出力４６５をフィルタ６７５でフィルタリングすることによって、受信器６００の全出力ノイズを低減することができる。例えば、ノイズは多くの場合、スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータからの高電圧供給に存在する。第３の実施形態において、光検出器６５０及び光検出器等価インピーダンス６２０は、差動トランスインピーダンス増幅器４７０に対する入力として用いられる。光検出器インピーダンス６２０は、例えば第１の実施形態からのインピーダンス負荷４２０、第２の実施形態からのインピーダンス負荷５２０、又は光検出器６５０のインピーダンスと実質的に一致する他のインピーダンス負荷として実施することができる。回路６００は、シングルエンドトランスインピーダンス増幅器４７０に関連したノイズをフィルタ６７５のバンドパスの外側に維持しながら、高電圧ノイズを除去する。

図１の従来技術の光検出器回路に別の改良を行うことで、アバランシェフォトダイオードを扱う場合に有用なものとすることができる。測距用途では、強力な光パルスがアバランシェフォトダイオード１５０に入射する場合がある。光電流が大きいために、トランスインピーダンス増幅器１４０及び／又は光検出器１５０に損傷を与えることがある。ＡＰＤ１５０と直列の抵抗を用いて高光電力から受信器１００を保護することが望ましい。光検出器１５０を流れる光電流が大きくなると、抵抗の両端の電圧が上昇してＡＰＤの利得（及び光電流）を低下させるので、光検出器１５０の両端の電圧が低下する。

アバランシェフォトダイオード１５０と直列の抵抗が受信器１００の帯域幅を著しく狭くし、これによって高周波数用途での使用が制限される場合がある。必要な帯域幅を維持するため、高電圧供給１１０と接地との間に大きいデカップリングコンデンサ（図示せず）を配置することができる。この技法によりＤＣ光電流を制限することができるが、高速過渡信号は制限しない。

第１、第２、及び第３の実施形態において説明した差動構成を用いて、この問題を解消することができる。図６に第４の例示的な実施形態を示す。インピーダンス要素７３０は、例えば抵抗又は別のインピーダンス要素で、受動又は能動のいずれかであり、高電圧源４１０と高電圧供給７１５との間に配置され、受信器７００の周波数応答に影響を及ぼすことはない。この回路７００は、周波数応答の点で、図示した従来技術と等価である。インピーダンス７３０を用いて、大きい電力光信号の場合にＡＰＤの利得を降下させることができる。高電圧供給７１５上に大きいコンデンサがないので、回路７００は高速過渡信号に応答する。存在する容量は、ＡＰＤ７５０の接合容量及び高電圧供給変動検知要素６２０の等価容量のみである。

光電力がゼロに戻ると、ＡＰＤ高電圧供給７１５は先行パルス値に戻る。更に、リチャージ中に高電圧検知要素６２０に誘導された電流（又は「リチャージ電流」）は、ＡＰＤ等価インピーダンス６２０に誘導された電流と平衡する。これは、高電圧供給４１０の変動によって差動トランスインピーダンス増幅器４７０の出力にクリーンな信号が与えられるからである。考慮しない場合、リチャージ電流はトランスインピーダンス増幅器４７０の出力におけるオフセット電圧として現れる可能性があり、これは、パルスの存在を検出するための単純な立ち上がり比較器において扱いが難しかったり、トランスインピーダンス増幅器４７０を飽和させたりすることがある。

図７に示す第５の例示的な実施形態は、光検出器等価インピーダンス８２３を流れる高電圧供給変動により誘導された電流を除去するための方法を提供し、疑似差動受信器を用いることによってダイナミックレンジの拡大した光受信器８００を提供する。これは、アバランシェフォトダイオード８５０を用いた光受信器において特に興味深いものであり、この場合、高電圧供給８１０を用いてＡＰＤ８５０の利得を制御することができ、この利得は光受信器８００の出力における信号の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）に影響を与える。このため、この回路によってＡＰＤ受信器８００のユーザはＡＰＤ高電圧供給８１０をアクティブに調節することができると共に、回路が動作する際に受信器８００の検出能力に対する影響が小さくなる。

高電圧供給変動の除去を達成するには、電圧検知要素８２３を用いてバイアス電圧変動から生じた光検出器８５０を流れる電流を検知し、高電圧供給変動を、高電圧供給８１０変動により光検出器８５０に誘導された電流とほぼ等しい振幅の電流に変換し、トランスインピーダンス増幅器８８０の入力において高電圧供給変動検知要素８２３に接続された電流ミラーを用いる。トランスインピーダンス増幅器８８０の入力においてミラーリングされた電流は、トランスインピーダンス増幅器８８０のダイナミックレンジよりもはるかに大きい可能性があり、これがバイアス電圧変動に関して光受信器８００のダイナミックレンジを拡大する。この回路は、光検出器バイアス電圧供給変動に関して疑似差動トランスインピーダンス増幅器を形成する。

第１の実施形態と同様に、第５の実施形態において、光信号を電気信号に変換するための光受信回路８００が用いる光検出器８５０では、そのカソードが高電圧供給８１０に接続され、そのアノードがトランスインピーダンス増幅器８８０の入力に接続されている。高電圧供給変動は、アバランシェフォトダイオード等価インピーダンス８２３を流れるＡＣ電流を誘導し、光検出器８５０からの光電流に加えられる。高電圧変動誘導電流は光電流に合算されて、ノイズを生成したり、トランスインピーダンス増幅器の出力電圧にオフセットを生成したり、電圧変動が光電流と相関関係にある場合に光受信器８００の周波数応答に影響を及ぼしたりする可能性がある。

電圧検知要素８２３は高電圧供給８１０に接続されており、高電圧供給変動を、光検出器８５０に誘導される電流とほぼ等しい振幅の電流に変換するために用いられる。高電圧供給変動からのアバランシェフォトダイオード８５０における誘導電流を無効にするために、高電圧検知要素８２３からの電流はトランスインピーダンス増幅器８８０の入力にミラーリングされる。

光検出器８５０において発生した光電流はトランスインピーダンス増幅器８８０に送られ、ここで光電流信号は、例えば出力８６０において更に処理するために電圧に変換される。電圧検知要素８２３は、光検出器８５０のインピーダンスと等しいインピーダンスを有し、高電圧供給８１０変動を検知するために用いられる。電圧検知デバイス８２３を流れる電流は、電流ミラー８９０によってトランスインピーダンス増幅器の入力にミラーリングされ、これによって高電圧供給８１０変動により光検出器８５０に誘導されたいかなる電流も除去される。

容易に入手可能な単一入力トランスインピーダンス増幅器８８０は、高帯域幅及び低ノイズを有することができる。電流ミラー８９０は、高い電流処理能力を有することができ、この機能を達成するために必要な利得が制限されているので高電圧変動に高速で応答することができる。トランスインピーダンス増幅器８８０出力からのフィードバックは必要ないので、高電圧供給変動が大きい場合にリカバリ時間が向上する。また、これによって受信器８００は振動の影響を受けにくくなる。光電流ダイナミックレンジを拡大するための回路８００によって、入力保護及び可変トランスインピーダンスを実現することができる。

図８は、２つの整合トランジスタ（matched transistor）９９１及び２つの定電流源９９２により形成されて２つの整合トランジスタ９９１にバイアスをかける電流ミラー８９０の一実施形態を示す。図８に示す電流ミラー８９０はバイポーラトランジスタ９９１を用いるが、例えばＦＥＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ、又は他のいずれかのタイプのトランジスタ技術のようなバイポーラ技術を用いた代替的な実施形態でも支障はない。

電流ミラー８９０の構成は簡略性において注目に値するが、設計者は、電流ミラー８９０の帯域幅、入力インピーダンス、ノイズ、及び電流供給能力に関して妥協しなければならない。理想的には、電流ミラー８９０の入力インピーダンスはゼロであるべきであり、電流ミラー８９０が発生するノイズはできる限り小さく抑えるべきである。

図９に示す第７の実施形態の光受信回路１１１０は、差動トランスインピーダンス増幅器１１８０を用いる利点がある。差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の第１の入力は光検出器１１５０に接続され、差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の第２の入力は光検出器１１５０とインピーダンスが等しい高電圧供給１１１０の変動検知要素１１２２に接続されている。

第２の高電圧検知要素１１２３が、２つの電流ミラー１１９１及び１１９２と直列に接続され、これらは差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の双方の入力に等しい振幅の電流を注入するために用いられる。

電流ミラー１１９１及び１１９２の入力信号は同一であるので、差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の双方の入力に注入される電流は、差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の同相信号除去比によって除去される同相信号と考えられる。

２つの電流ミラー１１９１及び１１９２は、１入力２出力電流ミラーによって容易に具体化することができる。これが特に有利であるのは、電流ミラーにより発生するノイズが差動トランスインピーダンス増幅器１１８０の双方の入力に同時に注入されて、差動トランスインピーダンスの同相信号除去比によって相殺することが可能な場合である。

差動トランスインピーダンス増幅器１１８０は、光検出器１１５０及び第１の高電圧検知要素１１２２と共に、小さい高電圧供給変動に応答することができ、第２の高電圧供給変動検知要素は、電流ミラー１１９１及び１１９２と共に、大きい高電圧供給変動に対応することができる。

高電圧検知要素１１２２及び１１２３は、光検出器１１５０における誘導電流にできる限り近い電流を与えるため、好ましくは光検出器１１５０とインピーダンスが同一である。理想的には、高電圧検知要素１１２２、１１２３は、光検知光検出器１１５０と同じタイプの、光信号を受信しないダミーの光検出器である。あるいは、高電圧検知要素１１２２、１１２３は、第１及び第２の例示的な実施形態において論じた等価インピーダンスによって置換することも可能である。

図７に示した電流ミラー８９０及び電流ミラー１１９１、１１９２（図１０）は、当業者によく知られた様々な方法で形成可能であることに留意すべきである。電流ミラーのこれらの例示的な図示は、当業者によく知られた他の電流ミラー構成の使用から本発明の実施形態を限定することを意図していないことは理解されよう。

まとめると、本発明の範囲又は精神から逸脱することなく、本発明の構造に対して様々な変更及び変形が可能であることは当業者には認められよう。前述の記載に鑑み、本発明の変更及び変形が以下の特許請求の範囲及びそれらの均等物の範囲内に該当するならば、それらは本発明によって包含されることが意図される。

Claims (27)

1. 光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路であって、
   差動トランスインピーダンス増幅器と、
   前記差動トランスインピーダンス増幅器の１つの入力に接続されたフォトダイオードと、
   前記フォトダイオードにバイアス電圧を提供するように構成された高電圧供給源と、
   前記高電圧供給源と前記フォトダイオードとの間に接続されたインピーダンス要素と、
   １つの端子が前記高電圧供給に接続され、第２の端子が前記差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力に接続された電圧検知要素と、
   を含み、前記光検出器に入射する光に応じて前記高電圧供給源の電圧が変動するように前記インピーダンス要素が構成されている、光電子受信回路。
2. 前記電圧検知要素が、コンデンサ、抵抗、及びインダクタを含む、請求項１に記載の光電子受信回路。
3. 前記コンデンサ、前記抵抗、及び前記インダクタが直列に接続されている、請求項２に記載の光電子受信回路。
4. 前記電圧検知要素が、等価光検出器クエンチ抵抗、クエンチコンデンサ、グリッド容量、及び接合容量を含む、請求項１に記載の光電子受信回路。
5. 前記等価光検出器クエンチ抵抗が前記クエンチコンデンサと並列に接続され、前記接合容量が前記並列に接続された光検出器クエンチ抵抗及び前記クエンチコンデンサと直列に接続されている、請求項４に記載の光電子受信回路。
6. 前記接合容量が、前記等価フォトダイオードクエンチ抵抗、前記クエンチコンデンサ、及び前記グリッド容量を含む第１のサブコンポーネントと並列に接続されている、請求項４に記載の光電子受信回路。
7. 前記等価フォトダイオードクエンチ抵抗、前記クエンチコンデンサ、前記グリッド容量、及び前記接合容量を含む第２のサブコンポーネントと直列に接続されたインダクタンスを更に含む、請求項４に記載の光電子受信回路。
8. 前記差動トランスインピーダンス増幅器の少なくとも１つの出力に接続されたバンドパスフィルタを更に含む、請求項１に記載の光電子受信回路。
9. 前記電圧検知要素が、前記光検出器と実質的に同様のダミー光検出器を含む、請求項１に記載の光電子受信回路。
10. 光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路であって、
    トランスインピーダンス増幅器と、
    前記トランスインピーダンス増幅器の入力に接続されたフォトダイオードと、
    前記フォトダイオードにバイアス電圧を供給するように構成された高電圧供給源と、
    前記高電圧供給と電流ミラー入力との間に接続された電圧検知要素と、
    を含み、前記フォトダイオード及び前記トランスインピーダンス増幅器の前記入力に電流ミラー出力が接続されている、光電子受信回路。
11. 前記高電圧供給源と前記フォトダイオードとの間に接続されたインピーダンス要素を更に含み、前記光検出器に入射する光に応じて前記高電圧供給源の電圧が変動するように前記インピーダンス要素が構成されている、請求項１０に記載の光電子受信回路。
12. 前記電圧検知要素が、前記光検出器と実質的に同様のダミー光検出器を含む、請求項１０に記載の光電子受信回路。
13. 前記電圧検知要素が、コンデンサ、抵抗、及びインダクタを含む、請求項１０に記載の光電子受信回路。
14. 前記コンデンサ、前記抵抗、及び前記インダクタが直列に接続されている、請求項１３に記載の光電子受信回路。
15. 前記電圧検知要素が、等価光検出器クエンチ抵抗、クエンチコンデンサ、グリッド容量、及び接合容量を含む、請求項１０に記載の光電子受信回路。
16. 前記等価光検出器クエンチ抵抗が前記クエンチコンデンサと並列に接続され、前記接合容量が前記並列に接続された光検出器クエンチ抵抗及び前記クエンチコンデンサと直列に接続されている、請求項１５に記載の光電子受信回路。
17. 前記接合容量が、前記等価フォトダイオードクエンチ抵抗、前記クエンチコンデンサ、及び前記グリッド容量を含む第１のサブコンポーネントと並列に接続されている、請求項１５に記載の光電子受信回路。
18. 前記等価フォトダイオードクエンチ抵抗、前記クエンチコンデンサ、前記グリッド容量、及び前記接合容量を含む第２のサブコンポーネントと直列に接続されたインダクタンスを更に含む、請求項１５に記載の光電子受信回路。
19. 光信号を電気信号に変換するための光電子受信回路であって、
    差動トランスインピーダンス増幅器と、
    前記差動トランスインピーダンス増幅器の第１の入力に接続されたフォトダイオードと、
    前記フォトダイオードにバイアス電圧を提供するように構成された高電圧供給源と、
    前記高電圧供給と前記差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力との間に接続された第１の電圧検知要素と、
    前記高電圧供給と第１の電流ミラーの入力との間に接続された第２の電圧検知要素と、
    前記第１の電流ミラーと前記差動増幅器の前記第２の入力との間に接続された第２の電流ミラーと、
    を含み、前記第１の電流ミラーの出力が前記差動トランスインピーダンス増幅器の前記第１の入力に接続されている、光電子受信回路。
20. 前記第１の電流ミラー及び第２の電流ミラーを含む単一の電流ミラーを更に含み、前記単一の電流ミラーが１つの検知入力及び２つの出力を含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。
21. 前記電圧検知要素が前記光検出器のインピーダンスと実質的に等しいインピーダンスを有する、請求項１９に記載の光電子受信回路。
22. 前記第１の電圧検知要素及び前記第２の電圧検知要素の少なくとも１つが、前記光検出器と実質的に同様のダミー光検出器を含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。
23. 前記電圧検知要素が、コンデンサ、抵抗、及びインダクタを含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。
24. 前記コンデンサ、前記抵抗、及び前記インダクタが直列に接続されている、請求項２３に記載の光電子受信回路。
25. 前記電圧検知要素が、等価光検出器クエンチ抵抗、クエンチコンデンサ、グリッド容量、及び接合容量を含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。
26. 前記電流ミラーの少なくとも１つの出力に接続されたバンドパスフィルタを更に含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。
27. 前記高電圧供給源と前記フォトダイオードとの間に接続されたインピーダンス要素を更に含む、請求項１９に記載の光電子受信回路。