JP6212605B2 - ガイガーモードのアバランシェフォトダイオードを有する受光器及び読み出し方法 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１乃至請求項１４のプレアンブルに記載のガイガーモードで駆動される多数のアバランシェフォトダイオード素子を有する受光器及び読み出し方法に関する。

受光器は入射光から電気信号を生成する機能を有する。単純なフォトダイオードの検出感度は多くの用途で不十分である。アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）では、入射光が、制御されたアバランシェ降伏（アバランシェ効果）を誘発する。そして、入射光子により生じた電荷担体が増倍され、光電流が生じる。この電流は受光強度に比例するが、それは単純なＰＩＮダイオードの場合に比べればはるかに大きい。いわゆるガイガーモードではＡＰＤに降伏電圧よりも高いバイアス電圧が印加され、その結果、１個の光子により解放されるたった１個の電荷担体でも降伏を誘発し得る。電界強度が高いため、このアバランシェは利用可能な全ての電荷担体を取り込む。それゆえこのＡＰＤは、その名前の由来であるガイガーカウンターと同様、一つ一つの事象を計数する。ガイガーモードのＡＰＤはＳＰＡＤ（シングルフォトンアバランシェダイオード）とも呼ばれる。他にＳｉＰＭ（シリコンフォトマルチプライヤ）という通称もあるが、シリコンは単に広く使われているに過ぎず、それだけが基礎となる半導体だというわけではない。ＳｉＰＭはあらゆる種類のＳＰＡＤを意味する。

ＳＰＡＤの高い放射感度は数多くの用途で利用されている。例として、医療技術（ＣＴ、ＭＲＴ又は血液分析）、光学測定技術（分光測定等）、距離測定や３次元イメージング、核物理学における放射線検出、あるいは宇宙物理学用の望遠鏡での利用が挙げられる。

このように、ガイガーモードＡＰＤ又はＳＰＡＤは半導体を基礎とする非常に高速且つ高感度なフォトダイオードである。しかし、感度が高いため、有効光の光子だけでなく、外部光や光学的な混信又は暗騒音による弱い妨害事象によってもアバランシェ降伏が生じ得るという欠点がある。この妨害事象も、受光された有効光と同様に比較的強い信号でもって測定結果に寄与するため、信号に基づいてそれを有効光と見分けることはできない。その後、ＡＰＤは５〜１００ｎｓ程度のむだ時間の間、不感状態となり、その間は更なる測定に加われない。それゆえ、複数のＳＰＡＤを相互に接続して統計的に解析するのが通例である。

実際に電気信号を利用できるようにするには、信号をＳＰＡＤ型検出素子から読み出す又は計測する必要がある。図１はこれを非常に概略的なブロック回路図で示している。１個又は通常多数のＳＰＡＤを有する本来の検出素子１１０に信号計測回路１５０が接続されており、これが、後段の回路により処理できる形で測定信号を出力する。

公知の解決策を考察してみると、まずバッファ型の直接的な信号計測が目に付く。図２（ａ）は、直接的な信号計測、つまりアバランシェ降伏とその後の充電過程をたどることができる信号計測で得られる理想的な信号を示している。急激な降下線はそれぞれ入射光子による検出事象を示し、それによりＳＰＡＤに印加されたバイアス電圧が突然落ち込んだ後、５ｎｓ程度のいわゆる時定数で緩やかに上昇する。図から分かるようにアバランシェ降伏は非常に高速な事象であるため、ガイガー電流の解析は原理的には１ｎｓよりはるかに短い極めて高速な応答時間で行うことができる。しかし、公知の信号計測回路ではこの理想的な測定信号を実際に利用可能にすることに成功していないのが実情である。

デジタル式のバッファ型信号計測では、ＳＰＡＤ信号自体が外部へ引き出されるのではなく、内部に統合されたバッファ段において閾値を用いて評価される。図２（ｂ）はこれを模範的に示している。これにより、その後の処理に大いに役立つ信号が確かにもたらされる。しかし、閾値を用いた評価による情報の損失が生じる。特に、まだ閾値に届いていない充電時間中の早い時点に生じる事象は完全に失われてしまう。これはまた、バッファ型の信号計測が高周波信号にあまり適していないということでもある。

直接的な信号計測では、測定信号がＳＰＡＤ内での本来の信号の推移、つまり理想的には図２（ａ）に示したような推移を描くはずである。図３ａ〜ｃはこの目的で通常に用いられる配線を示している。しかしいずれの場合も、まさに高周波信号に対する性能が不十分である。

図３ａのような単純な抵抗器での取り出しでは、信号電流又はガイガー電流が、連結された動作抵抗器（インピーダンスＺ_{Ｓｉｇｎａｌ}）を通じて、対応する測定信号電圧に直接変換される。その性能はとりわけ高周波信号に対して非常に限られており、寄生容量に大きく左右される。なぜなら、動作抵抗器と寄生容量の組み合わせは低域フィルタとなるである。

従来より、図３ｂに示したトランスインピーダンス増幅器を有する増幅回路がよく利用されている。なお、この種の増幅器は実際には多段型で構成されるものであり、この点で図は簡略化されている。最終段の増幅器の出力と初段の増幅器の入力の間にあるフィードバック抵抗器（Ｚ_{Ｓｉｇｎａｌ}）が出力信号を弱めて再び増幅入力へと導き、負の増幅の場合は負のフィードバックを形成する。複数段を経由する負のフィードバックでは、各増幅段の個々の所要時間が累積されるため、数ＭＨｚ程度の中周波領域で既にかなりの位相ずれが生じる。それゆえ、増幅入力側で本来所望される仮想的な接地点は、周波数が高くなると出現しない。図の増幅器の入力抵抗は近似的に次式で求められる。
Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_{Ｓｉｇｎａｌ}／（１＋増幅率）

周波数の増大に従って増幅率が低下し、入力抵抗が増大する。周波数とともに抵抗が増大することはインダクタの挙動に相当する。これと寄生的な入力容量とが結びついて共振回路が形成され、不安定になったり発振しやすくなったりする恐れがある。

トランスインピーダンス増幅器を用いた信号計測には、ＳＰＡＤ型検出器から来る入力信号を増幅器の能動部に適合させる上でも問題がある。原理的には、仮想的な接地点における信号電圧（これは同時に増幅器への入力でもある）は極めて低い。同時に増幅素子そのもの（例えば演算増幅器）に対する入力インピーダンスのオーム抵抗は非常に高いことが通例である。その結果、増幅素子の能動領域においては非常に低い信号出力しか得られない。つまりそれは、仮想的な接地点における極めて低い信号電圧と、高い入力インピーダンスにより非常に小さくなった入力電流の積だからである。また、ＳＰＡＤ型検出器から到来する信号電流の相当な部分はフィードバック抵抗を通るため、増幅素子における増幅には全く利用されない。この不利な接続の結果、信号雑音比が低下してしまう。

図３ｃに示した第３の従来の解決策は、変圧器（ここでは高周波変圧器又はいわゆる「バラン変成器」）を用いたインピーダンス整合に基づいている。このような変圧器は今のところ１ＧＨｚ弱までの周波数にしか適していない。しかもこの周波数領域は実際には利用できない。なぜならそれは単なる理想値に過ぎず、回路インピーダンスが５０オームから外れると漏れインダクタンスや寄生容量のせいでその値に達し得ないからである。また、約３ＧＨｚまでのより高い周波数用の伝送線路変成器（transmission line transformer）やグアネラ（Guanella）変圧器のような特殊型といった変形も確かにある。しかし、これらには別の不利な制約条件があるため、最適な信号計測には全く使えない。例えば、それらは単巻変圧器への接続には適していないか、ＳＰＡＤ型検出器に適合しない特定のインピーダンス領域でしか使用できない。

特許文献１に、バイアス電圧印加用の陽極及び陰極に加えて第３の電極をＳＰＡＤ型検出器に設け、該電極を通じてガイガー電流を容量的に取り出すことが提案されている。これにより、バイアス電圧用の回路素子を通した読み出しの遅れが起きなくなる。しかし、該文献は本来の信号計測に関するものではない。

WO 2011/117309 A2

ゆえに本発明の課題は、より良好な測定信号を供給する、種類に合った受光器を提示することである。

この課題は請求項１に記載のガイガーモードで駆動される多数のアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）素子を備える受光器、及び請求項１５に記載の読み出し方法により解決される。ガイガーモードのＡＰＤ素子又はＳＰＡＤは実用上、光の入射によりガイガー電流を生じさせる光電性の高いスイッチとして作用する。本発明の基礎を成す第１の知見は、ＡＰＤ素子の信号計測のための従来の解決策では、スイッチングが十分に最適化されていないため、アバランシェ降伏の際に測定信号に生じる非常に高速なプロセスを反映できない、ということにある。それゆえ本発明では、抵抗器や変圧器のような受動素子だけでなく、能動結合素子を設ける。この結合素子はガイガー電流に対して、その入力側で、好ましくは固定電位に対して実質的な短絡をもたらす。実際にはこれは数オーム又は数分の１オームまでしか低下し得ない。しかしそれは、ガイガー電流がほぼ完全に検出器から、つまり該電流を生み出す各ＡＰＤ素子から信号計測回路へ流れ込み、短絡を通じて流出できるということを意味している。これは例えば冒頭で説明した測定用抵抗器の場合と全く異なる。それゆえ、複数のＳＰＡＤセルにより形成される寄生容量は、ＳｉＰＭ（連結された複数のＳＰＡＤ）の出力側において、もはや低域フィルタのように作用し得ない。寄生容量内での電荷の移動はもはやほとんど生じない。高速の高周波ガイガー電流がほとんど妨げられずに増幅素子へ流れ込むことができる。

更に前記結合素子はその出力側で、ガイガー電流に対応する測定電流、特に同じ時間的推移を示す測定電流を能動的に生成する。加えて該結合素子は、増幅作用により測定電流をその後の処理に適したレベルにすることができる。同時に測定電流は結合素子によりほぼ完全にガイガー電流から減結合（デカップリング）される。従って測定電流のその後の処理がガイガー電流に逆に影響を及ぼすことがない。

本発明には、受光器の性能が、特にその速度の点で大幅に向上するという利点がある。直接的な信号計測によりガイガー電流の推移がその後の処理まで維持される。これは高い周波数に対しても機能するため、例えば非常に短いパルスにも対応できる。検出事象とともに利用可能となる電流がほぼ全て能動結合素子へ流れ込むことができるため、非常に良好な信号雑音比で最適な増幅を行うことができる。

ＳＰＡＤは非常に高感度であるが、これまではその利点を得るために高い周波数での良好な挙動を犠牲にせざるを得なかった。本発明により高感度と高帯域の組み合わせが可能となる。そのための信号計測回路は小型でしかも集積可能であり、価格性能比も良い。以上のことから、これまで知られた用途の改良だけでなく、ＳＰＡＤ技術の新たな応用分野の開拓もできる。

測定電流の推移には、高めのギガヘルツ領域、特に２ＧＨｚ又は３ＧＨｚを超えた領域で変化が生じるまで、周波数に起因する損失によるガイガー電流からの逸脱が起きないことが好ましい。入射する光信号の周波数が数ＧＨｚを超えるまで、ガイガー電流から測定電流への複写の際、周波数に起因する明らかに感知可能な損失が現れない。これは能動結合素子により可能となる。一方、冒頭に挙げた従来の解決策ではいずれも、早ければ数百ＨＭｚの中程度の周波数で、遅くとも１ＧＨｚまでに、測定信号に数桁の低下が生じる。本発明によれば、ＳＰＡＤ型検出器を用いてサブナノ秒領域でのパルス及びエッジ部の分解も可能である。

好ましくは測定回路が出力に接続される。この測定回路は測定電流を更に処理する役割を果たす。この測定回路は単純な測定用抵抗器であっても全く問題ない。なぜなら、結合素子において減結合が成されているため、測定用抵抗器はもはやガイガー電流に直接影響を及ぼさないからである。もちろん、この減結合は、追加の増幅段や解析ユニット等、他に考え得る測定回路に対しても同様に作用する。

信号計測回路はその動作点の調節のために前記結合素子に接続された定電流源を備えていることが好ましい。この構成では、基底状態では定常電流が流れ、検出事象の際にその直流電流にガイガー電流が重畳される。あるいは定電流源を受動抵抗器として構成してもよい。

結合素子は入力側の電圧を一定に維持するように構成されていることが好ましい。この場合、ガイガー電流が流れると、電圧を維持するために結合素子を通って出力から出力電流が必ず流れる。このようにして、入力側のガイガー電流がそれに対応する出力側の測定電流に複写される。

結合素子はトランジスタを備えていることが好ましい。特にこれは正確に１個のトランジスタであり、改めて言えば、結合素子はその１個のトランジスタから成ることが好ましい。この場合、結合素子は、例えば従来読み出しに使用されていたトランスインピーダンス増幅器のような複数段ではなく、１段型となる。トランジスタの技術的な実施に制限はなく、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の様々な形態が含まれる。ただし、受光器の帯域幅が広がるという本発明の利点を実際に得るために、高周波トランジスタを用いることが好ましい。

前記トランジスタは、入力がエミッタ又はソースに、出力がコレクタ又はドレインに、そしてベース又はゲートが固定電位に、それぞれ接続されることにより、ベース接地又はゲート接地の形で駆動されることが好ましい。それぞれ択一的に挙げた概念は、一方がバイポーラトランジスタ、他方がＦＥＴに関連しており、前記トランジスタが特定の技術に限定されないものであることを改めて明確に強調したものである。原理的には、より一般的なエミッタ接地も考えられるが、ベース接地の方が、低い入力抵抗、高い帯域、均一な周波数特性という点で優れている。

アバランシェフォトダイオード素子は、該素子にバイアス電圧を印加するための第１の電極及び第２の電極を備えていることが好ましい。これにより、アバランシェ降伏のエネルギー源となるバイアス電圧が用意される。

アバランシェフォトダイオード素子と第１の電極又は第２の電極との間に充電ユニットが配置されていることが好ましい。充電ユニットは充電用抵抗器であることが多いが、電流源であってもよい。

アバランシェフォトダイオード素子はガイガー電流を容量的に取り出すための第３の電極を備えていることが好ましい。バイアス電圧の供給と関係のないこの第３の電極により、高速の読み出しが可能となる。第３の電極はアバランシェフォトダイオード素子と充電ユニットの間に接続されていることが好ましい。

入力は第３の電極と接続されていることが好ましい。つまり、信号計測回路が高速読み出し用に用意された電極を利用するのである。ただし、そうでなくてもバイアス電圧印加用のスイッチング回路の読み出しへの悪影響は本発明に係る結合素子により抑制される。それゆえ、第３の電極によらなくても十分に高速な読み出しが行われるから、該電極を設けない又は利用しないという選択もあり得る。その場合、信号計測回路は第１の電極又は第２の電極と接続される。

電子回路には通例、様々な影響に多少なりとも左右される待ち時間がある。回路を時間測定に用いる場合、それらの影響の量（例えば温度）が変動すると、それが妨害因子となって測定の精度及び再現性が損なわれる。その妨害の大きさを調べればその誤差をある程度補正することができる。あるいは、適切な基準測定によって駆動中に発生誤差を定量化し、測定結果を適宜補正してもよい。そこで、本発明の発展形態では、追加の信号を信号計測回路へ入力供給することができる追加の信号経路が設けられる。この入力供給は容量的に行われる。光検出器の後段のこのような容量的な入力結合は従来、追加的なキャパシタを通じて、帯域幅の縮小を伴う形で接続されることが常であった。一方、本発明では、上述のように、キャパシタによる妨害が大幅に低減されるような方法で信号が計測されるため、追加のキャパシタが本来の測定信号の質に与える逆作用が全くないか、非常に小さい。このように、追加の信号経路を通じて、例えば基準信号、検査信号等のテスト信号又は別のデータ信号（例えば第２のＳＰＡＤ型検出器のデータ信号）をほぼ妨害の無い状態で入力供給することができる。

有利な発展形態では、光電センサが本発明に係る発光器を少なくとも１つ備えている。三角測量器やステレオカメラのように、三角測量により距離を測定することができる。好ましくは光伝播時間法により距離測定を行う。パルス伝播時間法では、発光器を用いて短い光パルスが発射され、その光パルスの拡散反射又は直反射が受光されるまでの時間が測定される。また位相法では、発信光が振幅変調され、発信光と受信光の間の位相差が特定され、この位相差が同様に光伝播時間の尺度となる。光伝播時間法は一次元距離センサ、レーザスキャナ又は光伝播時間の原理による三次元カメラの画像センサに利用できる。光電センサにおける受光器の更なる応用として、コード読み取りやデータ伝送又は１つのセンサにおけるこれらの組み合わせがあるが、これらに限定されるものではない。

本発明に係る方法は前記と同様に仕上げていくことが可能であり、それにより同様の効果を奏する。そうした特徴は本願の独立請求項に続く従属請求項に模範例として記載されているが、それらに限定されるものではない。

以下、本発明について、更なる特徴及び利点をも考慮しつつ、模範的な実施形態に基づき、添付の図面を参照しながら詳しく説明する。

信号計測回路を有するＳＰＡＤ型検出器の概略的なブロック回路図。 （ａ）直接読み出されたＳＰＡＤ型検出器から測定信号の時間的な推移、及び（ｂ）閾値を用いてＳＰＡＤ信号を評価した後の２値的な測定信号。 測定用抵抗器の形をした従来の信号計測回路。 トランスインピーダンス増幅器の形をした従来の信号計測回路。 変圧器の形をした従来の信号計測回路。 ＳＰＡＤ型検出器の回路素子の模範例の図。 図４ａに相当する簡略化した等価回路図であって、アバランシェフォトダイオードを１個だけ示し、残りをその寄生容量としての作用で置き換えた図。 能動結合素子を有するＳＰＡＤ型検出器用信号計測回路の本発明による実施形態の図。 能動結合素子の抽象的な模式図。 ベース接地のトランジスタとして構成された能動結合素子の本発明による別の実施形態の図。 図７ａの実施形態においてトランジスタのベースに電圧源を追加したものを示す図。 図７ａ〜ｂに示した能動結合素子の代替的な実施形態であって、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタを有するものを示す図。 信号計測回路の本発明に係る別の実施形態であって、容量性の取り出しの配置を変えたものを示す図。 信号計測回路の本発明に係る別の実施形態であって、専用の読み出し電極ではなく、ＳＰＡＤ型検出器のバイアス電圧印加用電極に接続されたものを示す図。 本発明の別の実施例であって、信号計測回路により供給される測定電流のための追加の処理段を有するもの。 従来技術と本発明の信号計測回路の周波数特性の比較。 本発明に係る信号計測回路により読み出される短い光パルスの模範例の図。 本発明の別の実施形態であって、複数のフォトダイオードが分割されているものを示す図。 本発明の別の実施形態であって、追加の信号入力供給があるものを示す図。

図４ａは複数のアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）１２ａ〜ｃを有するＳＰＡＤ型検出器１０の一例を示している。各ＡＰＤの容量は並列接続されたコンデンサ１４ａ〜ｃにより表されている。ＡＰＤ１２ａ〜ｃには第１の電極１６及び第２の電極１８を通じてバイアス電圧がかかっており、これによりコンデンサ１４ａ〜ｃが充電用抵抗器２０ａ〜ｃを通じて充電される。結合コンデンサ２２ａ〜ｃがＡＰＤ１２ａ〜ｃを第３の電極２４に接続しており、該電極を通じて測定信号がＳＰＡＤ型検出器１０から読み出される。なお、第３の電極２４を通じた読み出しは有利であるが必須ではない。

このＳＰＡＤ型検出器１０の図は模範例であり且つ簡略化されたものと解すべきである。ＡＰＤ１２ａ〜ｃの数は部品や目標要求に応じて変わり、数千又はそれを超えることもある。通常、ＡＰＤ１２ａ〜ｃはマトリックス構造を成す。これに相当する部品は例えばＣＭＯＳプロセスで製造することができる。これらのＡＰＤ素子の降伏電圧は従来のＡＰＤの場合よりもはるかに低く、例えば高々５０Ｖ又は３０Ｖである。またＡＰＤ１２ａ〜ｃはグループ毎に又は全部まとめて電気的に相互接続される。これにより、ガイガーモードの個々のＡＰＤ１２ａ〜ｃが１個の外部光子だけで誤作動する恐れがあることや、各作動の後一定の時間だけ動作不能になることを補償する統計処理が可能となる。

図４ｂは単独のＡＰＤ１２ａから見た場合の図４ａに相当する簡略化した等価回路図である。図を見やすくするため、ここでは該ＡＰＤ自体の容量は並列接続されたコンデンサ１４ａとして描かれていない。なお、同じ数字は同一又は互いに対応する特徴部分を指すために用いられており、これは本明細書全体で同様である。残りのＡＰＤ１２ｂ〜ｃは該ＡＰＤ１２ｂ〜ｃから見ると寄生容量２６となるが、これは他の寄生効果により更に高くなり得る。寄生容量２６は、通例数多く存在する他のＡＰＤ１２ｂの総和であり、ゆえに付属の結合コンデンサ２２ａの容量をはるかに上回る可能性がある。

いま光が入射したとすると、ＡＰＤ１２ａ〜ｃ内でアバランシェ降伏が誘発される。ここで特に注目すべきは、検出対象の放射エネルギーが非常に低く、それゆえわずか１個又は数個のＡＰＤ１２ａ〜ｃしか作動しないような場合である。この場合、他のＡＰＤ１２ａ〜ｃが比較的大きな容量負荷となり、その分だけ本来の出力信号が弱められ、帯域幅が制限される。寄生容量２６は高周波信号を遮断する低域フィルタのような挙動を示す。

図５は本発明に係る信号計測回路５０を有するＳＰＡＤ型検出器１０を示している。従来の解決策とは異なり、この回路は、寄生容量２６があるにも関わらず、ＧＨｚ領域の高い周波数に対しても測定信号を供給する。

ＳＰＡＤ型検出器１０の構造は図４ｂの等価回路図にかなり対応しているが、ガイガーモードのＡＰＤを用いた受光についてより良く理解するために改めて説明する。半導体部品の本来の構造については既知とみなし、説明を省略する。等価回路図において、ＡＰＤ１２ａはまずダイオードの挙動を示す。加えてＡＰＤ１２ａには容量があり、これが並列接続されたコンデンサ１４ａで表されている。アバランシェ降伏は少なくとも１個の光子の衝突により生じ、そのプロセスはスイッチ２８ａのように作用する。

待機状態では、ＡＰＤ１２ａには第１の電極１６及び第２の電極を用いて降伏電圧より高い電圧が印加されている。この状況で入射光子が電荷担体対を生成すると、いわばスイッチ２８ａが入り、その結果電荷担体がＡＰＤ１２ａに溢れていわゆるガイガー電流が流れる。しかし、新たな電荷担体は電界が十分に強い状態にある間だけ発生する。コンデンサ１４ａが降伏電圧を下回るまで放電されると、アバランシェは自然に止まる（「受動クエンチ（消滅）」）。その後コンデンサ１４ａは、再び降伏電圧がＡＰＤ１２ａにかかった状態になるまで、電極１６及び１８から抵抗器２０ａを介して再充電される。代替の構成では、アバランシェが外部から認識され、その後、降伏電圧より低い電圧までの放電が開始される（「能動クエンチ（消滅）」）。

アバランシェの間、出力信号は誘起光の強度とは無関係に急速に最大値まで上昇し、アバランシェの停止後に再び低下する。この低下の時定数はＡＰＤ１２ａのむだ時間を示すものであって、通常数ナノ秒から数十ナノ秒の範囲にある。このむだ時間は完全なむだ時間ではない。なぜなら、バイアス電圧がアバランシェを支えられる程度にまで高くなるとすぐ、出力信号も、待機状態からの場合ほどではないが、再び上昇することができるからである。増幅率は１０^６にまで達するが、これは基本的にＡＰＤ１２ａ内でアバランシェに取り込まれ得る電荷担体の最大数から自ずと決まる。

さて、信号計測回路５０の役割は、アバランシェ降伏の間できるだけ全ての電流を利用しつつガイガー電流から測定信号を導き出すこと、しかも高い周波数成分を保持し、且つ高い信号雑音比を達成することである。図５では模範例として信号計測回路５０が第３の電極２４に接続されており、そこから結合コンデンサ２２ａを介してＡＰＤ１２ａに接続されている。第３の電極２４を使用しない又は全く設けないという変形例もあるが、これについては後で図１０を用いて説明する。

信号計測回路５０に対する要求は一見すると矛盾している。高速あるいは高帯域を達成するには信号抵抗ができるだけ小さいことが望ましい（Ｚ_{Ｓｉｇｎａｌ}→０）。一方、感度をできるだけ高めるにはむしろ信号抵抗を大きくする必要がある（Ｚ_{Ｓｉｇｎａｌ}≫０）。

信号計測回路５０の中核は、能動結合素子５２の形をした能動的な回路による解決である。この素子は前記矛盾を解消するものであり、３つの特性で特徴付けられる。第１に、この素子は、電流パルスとして容量的に取り出されるガイガー電流に対する抵抗がほぼゼロである。図５ではこれが第１の電極１６への擬似的な短絡として描かれている。「≧０Ω」という表記は、このような実質的な短絡が、好ましくは固定した電位に対して、完全には実現し得ないことを示しているが、１オーム未満は十分に達成可能である。それゆえＣ_Ｐａｒａを通じた重大な電圧変化は生じない。これにより、寄生容量２６における電荷の移動が防止されることになる。なぜなら、アバランシェが起きてもそこでは電圧がほぼ一定に留まり、従ってほとんど電流が流れないからである。以上から、能動結合素子５２の入力側では、アバランシェの間に結合コンデンサ２２ａを通って流れるガイガー電流のほぼ全てが利用可能である。好ましくは固定した電位に対する実質的な短絡がなければ（例えば図３ａのように従来型の測定用抵抗器まで跳ぶ場合）、ガイガー電流のうち明らかに感知可能な分量が寄生容量２６において失われ、とりわけ高速の高周波信号成分が低域フィルタの挙動により抑えられてしまう。

第２に、結合素子５２は出力側において、ガイガー信号に対応した時間的推移及びレベルの測定電流を生成する。その際、結合素子５２は、その中継機能を通じて、ガイガー電流に対し測定電流を意図的に変化させること、特にそれを増幅することも可能である。そのためにアバランシェ降伏の電流をほぼ全て結合素子５２側で利用できる。このガイガー電流から測定電流への中継は、例えばトランスインピーダンス増幅器の場合とは違って１段階で行われるため、冒頭で説明した該増幅器の欠点が避けられる。その後、測定電流は出力側で検出結果として更なる処理のために計測することができる。

そして第３に、入力回路と出力回路が互いに減結合されている。従って、測定電流の更なる処理は、現実の減結合の技術的な限界の範囲内で、ガイガー電流に対して全く影響を及ぼさない。それゆえ後段にはほぼ任意のものを配置可能であり、図５に示したように測定電流を信号電圧に変換するための測定用抵抗器８０を最後に置いてもよい。この減結合のおかげで、冒頭で説明したガイガー電流に対する不利な逆作用は生じなくなる。

図６は能動結合素子５２を改めて抽象的な模式図で示したものである。入力５４側では実質的な短絡によりほぼ何の妨害もなくＳＰＡＤ型検出器１０からガイガー電流が流れ出る。加えて能動結合素子５２は入力５４の電圧を一定に保つ。寄生容量２６を通る電荷の移動又は電流の流れはもはや生じ得ず、ガイガー電流は直接、その全てが能動結合素子５２の回路へと導かれる。出力５６側では測定電流が供給される。結合は入力５４から出力５６へ向かう方向にのみ生じる。逆方向は遮断され、減結合される。測定電流はＳＰＡＤ型検出器１０からではなく能動結合素子５２の電流源から給電を受ける。出力側の信号の変化は入力５４にせいぜい無視し得る程度の影響しか及ぼさない。図中、入力５４を出力５６に結びつけている矢印は中継機能（特に増幅機能を含む）を表している。

図７ａ〜ｂは１個のトランジスタから成る能動結合素子５２を有する信号計測回路５０の実施形態を示している。この信号計測回路５０では、能動結合素子５２の入力５４が、模範例として図５と同じＳＰＡＤ型検出器１０に第３の電極２４を通じて接続されている。トランジスタを１個しか使っていないということは１段式の能動測定回路であることを意味している。

本実施例のトランジスタはベース接地のバイポーラＮＰＮトランジスタである。第３の電極２４からガイガー電流の供給を受ける入力５４となっているのがトランジスタのエミッタである。ベースはアースに、又はより一般的には固定電位に接続されている。この電位は例えば電圧源５５により供給される（図７ｂ）。エミッタ−ベースを通じて入力５４は固定電位（図７ａではアース電位）に交流電流的に短絡される。ベース側には図７ｂに示したように電圧源を配置してもよい。この場合、短絡は固定電位Ｕ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}に対して行われる。電圧源にはインピーダンスＺｉがあり得るが、トランジスタの増幅率に基づけば、それは入力側では無視しうる程度に過ぎない。実際にＺｉは小さいであろう。つまり、短絡の効果をできるだけ最適化するために、実質的な短絡におけるインピーダンスはできるだけ小さくすべきである。

コレクタは出力５６となり、ここに測定電流が供給される。トランジスタのエミッタ回路にはもう一つの定電流源５８が入力５４とバイアス電圧−Ｕ_２との間にある。これを通って、トランジスタの動作点を設定する直流電流がアバランシェ降伏以外の時間に流れる。定電流源５８は抵抗器６０を通じて受動的に実現してもよい。なお、各図には定電流源５８と抵抗器６０が並列に描かれているが、これらは択一的又は一緒に実現可能である。出力５６においては測定電流が測定インピーダンス（図７ａ〜ｂでは単純なインピーダンス８０で表されている）を介して計測される。あるいは、測定用インピーダンス８０の方も能動及び／又は受動素子を有する測定回路として構成することができる（図１１）。

トランジスタ内の状況に関し、まず定常状態（ＤＣ動作点）について説明し、続いてアバランシェ降伏の間（ＡＣ動作点）について説明する。

定常状態ではエミッタ電流Ｉ_Ｅ、ベース電流Ｉ_Ｂ及びコレクタ電流Ｉ_ＣがＩ_Ｅ＝Ｉ_Ｂ＋Ｉ_Ｃ及びＩ_Ｂ＝Ｉ_Ｃ／Ｂという関係を満たす（Ｂは増幅率）。第２式を第１式に代入するとＩ_Ｅ＝Ｉ_Ｃ×（１／Ｂ＋１）となり、これからコレクタ電流Ｉ_Ｃを求めると次のようになる。
Ｉ_Ｃ＝Ｉ_Ｅ／（１／Ｂ＋１）＝（Ｉ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}−Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＣｕｒｒｅｎｔ}）／（１／Ｂ＋１）

上記の最後のステップで、エミッタ電流に相当する値を図７ａ又は７ｂから代入した。この状態では、トランジスタには電流源５８により決まるＩＫｏｎｓｔの定常電流だけが流れる。高速の信号電流Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＣｕｒｒｅｎｔ}は定常状態ではほとんど影響を及ぼさない。それゆえ、エミッタ回路内に刻印された定電流はほぼ一定の大きさでトランジスタのコレクタ側の出力回路へ伝わる。

アバランシェ降伏の間、つまりＡＰＤ１２ａが入射光又は妨害事象により作動すると、正の電流パルスＩ_Ｆａｓｔが結合コンデンサ２２ａ、第３の電極２４及び入力５４を通ってトランジスタのエミッタ回路へ流れる。これは実質的に、つまり寄生効果とそれに起因する電流ＩＰａｒａをうまく抑制できる限りにおいて、ガイガー電流である。刻印された定電流Ｉ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}は、理想的には影響を受けずに維持される。そうすると、
Ｉ_Ｅ＝Ｉ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}−Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＧｕｒｒｅｎｔ} 又は Ｉ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}＝Ｉ_Ｅ＋Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＧｕｒｒｅｎｔ}
が成り立ち、従ってガイガー電流はほぼそのままエミッタ電流に伝わる。

エミッタ電流の高速な変化を処理するためには、前記トランジスタは、Ｂ≧β≫１という条件を満たす高周波増幅率又は差動電流増幅率βを有する適正な高速トランジスタであるべきである。それに相当する高周波トランジスタとして数１０ＧＨｚ領域の遷移周波数を有するものが利用可能である。この条件の下で、定常状態に関して先に提示した等式のＢをβで置き換えることにより、高い周波数の信号電流に対してもその式を援用できる。
Ｉ_Ｃ＝Ｉ_{Ｋｏｎｓｔａｎｔ}−Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＣｕｒｒｅｎｔ}／（１／β＋１）

これは、高い周波数の入力信号についても、コレクタ電流、従って出力５６における測定電流がエミッタ電流にほぼ対応することを意味している。このときベース−エミッタ電圧Ｕ_ＢＥは極めてわずかに変化するに過ぎない。なぜなら、ベース電流はトランジスタの電流増幅率を通じて大幅に減少するからである。それゆえ、寄生容量２６を流れる電流Ｉ_Ｐａｒａは理想的には完全に阻止され、ガイガー電流（Ｉ_{ＧｅｉｇｅｒＣｕｒｒｅｎｔ}）はＩ_Ｆａｓｔひいてはエミッタ電流と同一とみなし得る。以上のようにしてガイガー電流が測定電流に複写される。

図８は信号計測回路５０の別の実施形態を示している。この実施形態は、バイポーラトランジスタの代わりに電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が用いられている点で図７ａ〜ｂの実施形態と異なる。図示した例はゲート接地のＮ型ＦＥＴ、つまりゲートを固定電位に、ソースを入力５４に、ドレインを出力５６に接続したものである。

この例ではソース電流が電流源５８からの一定の電流とガイガー電流との差として算出される。ゲート電流を無視すれば、ドレイン電流はソース電流に等しいため、測定電流としてのドレイン電流の変化成分がガイガー電流の符号を反転させたものにちょうど対応する。この近似が成り立つのは、入力５４における電圧Ｕ_ＧＳが実際に一定に維持され得る限りにおいてであるが、この状況は使用されているＦＥＴの特性曲線群から生み出される。

図８は能動結合素子５２が特定の種類のトランジスタに限定されないことを示している。これはトランジスタの極性についても言える。つまり、供給電圧等の極性が適切に考慮されていれば、ＰＮＰトランジスタやＰ型ＦＥＴも同様に利用できる。

図７ａ〜ｂのようなベース接地や図８のようなゲート接地は確かに有利ではあるが必須ではない。例えばバイポーラトランジスタはエミッタ接地にすることもできる。そのためには、例えばＮＰＮトランジスタの場合、エミッタをアースに接続し、コレクタから正の供給電圧源へ動作抵抗器を接続する。コレクタとベースの間の高いオーム値の抵抗器で動作点を調節する。ガイガー電流は結合コンデンサを通じてベースへ導かれる。抵抗器、コンデンサ及びインダクタを直列接続して成るフィードバックネットワークがコレクタとベースの間に追加的に接続される。このうち抵抗の値が入力抵抗と中周波領域における交流電圧増幅率を決める一方、インダクタが高周波に対するフィードバック作用を弱めてこの段の増幅率を高める。フィードバックネットワークのコンデンサは単に直流電圧を分離するものである。この変形例の回路は入力抵抗が高いため、ベース接地ほど性能は良くない。更に、帯域幅が制限される、ベース接地に比べて増幅の周波数特性が均一ではない、といった欠点もある。これはソース接続式のＦＥＴにも言える。

前述の変形実施例から分かるように、能動結合素子５２の接続方法については様々な変形が可能である。一般的には、低い、短絡に似た入力インピーダンスを有する、又は入力５４における電位を少なくともほぼ一定に維持できる、能動型の回路ブロックが適している。また、出力段は前述の例のように電流性のものでもよいし、あるいは電圧性のものでもよい。信号計測回路５０に用いられる抵抗器はオーム特性及び／又は複素特性を持つものとすることができる。基準電位は全て模範例と解すべきであり、また、例えばＳＰＡＤ型検出器１０のアース基準、信号計測回路５０のアース基準、出力電圧及び供給電圧のゼロ電位といった各基準点についても様々な変更が考えられる。

能動結合素子５２についてだけでなく、ＡＰＤ１２ａの配線や信号計測回路５０の連結についても、本発明には以下のように様々な実施形態がある。まず、図示したＳＰＡＤ型検出器１０はシリコンフォトマルチプライヤ（ＳｉＰＭ）とも呼ばれる。しかし、それは何らかの形でその機能を限定するものではなく、また半導体をシリコンに限定するものでもない。なぜなら、他の半導体材料も可能だからである。

また充電用抵抗器２０ａは、陽極側ではなく図９のように陰極側に接続することもできる。この場合も機能は全く同じであるが、バイアス電圧用の供給電圧は正極性になる。ガイガー電流は負となり、能動結合素子５２を通じて電流が増加する。また出力５６における測定電流の極性もそれに応じて負となる。

ここまで示した例では信号計測回路５０が第３の電極２４に接続されている。しかし、例えばＳＰＡＤ型電極１０や信号計測回路５０の特殊性に配慮するため、原理的にはどの電極でも、つまり第１の電極１６、第２の電極１８又は第３の電極のいずれを通じてでも計測は可能である。陽極又は陰極側で信号を測定する場合、第３の電極２４を基準接続として利用し、例えばアースや他の基準電位に接続することができる。第１の電極１６又は第２の電極１８のどちらを信号計測回路５０の接続に利用するかに応じて、充電用抵抗器の位置は、図７ａ〜ｂと図９の間のように、第２の電極１８から第１の電極１６へ又はその逆に変わることになる。

繰り返しになるが、第３の電極２４は必須のものではない。その例として図１０に、接続部を２つしか持たず、第２の電極１８に信号計測回路５０が接続されたＳＰＡＤ型検出器１０を示す。充電用抵抗器２０ａはコンデンサ３０ａによって交流電流的にブリッジされている。ガイガー電流はＳＰＡＤ型検出器１０の２つの電極１６及び１８の間で計測されるが、この例では更にバイアス用の電圧源がそこに直列接続されている。あるいは、抵抗器と結合コンデンサから成る追加の取り出しネットワークを通じて取り出しを行うようにしてもよい。

ＳＰＡＤ型検出器１０は交流電圧的に外部配線とほぼ短絡される。従って、アバランシェ降伏が起きても取るに足るほどの出力交流電圧は生じない。ＳＰＡＤ型検出器１０の電極１６及び１８に重大な電圧変化がなければ、寄生容量２６における電圧もほぼ一定に留まる。従って電荷の移動も無いに等しく、全てのガイガー電流が出力５４において利用できる。能動結合素子５２の動作は前述の通りである。

能動結合素子５２において測定電流がガイガー電流から減結合されているため、測定電流がどのように処理されるかは読み出し対象のガイガー電流にとってほとんど重要ではない。ここまでの実施形態では単純な測定用抵抗器８０が描かれていたが、図１１に示す別の形態では出力側に信号処理用の別の処理段８２が続いている。これは図３ｂに示した従来のトランスインピーダンス増幅器とは基本的に異なる。なぜなら、そこでは各段が相互に結合されているからである。図１１の増幅段は機能的にもはや信号計測に属さない。

図１１に示した別の処理段８２は任意の例に過ぎず、様々な形にすることができる。例えば、処理段８２を能動及び／又は受動素子を有する測定回路として構成してもよい。

最後に、図１２及び１３に、本発明によって明らかに改善する高い周波数での挙動を定量的に示す。図１２はレーザからＳＰＡＤ型検出器１０に１００ｋＨｚから３ＧＨｚまでの周波数で振幅変調された信号を放射した装置実験の結果を示している。上側の推移７０は本発明に係る信号計測回路５０での結果を示し、下側の推移７２は従来の信号計測での比較例を示している。本発明に係る装置の周波数特性７０は２ＧＨｚの帯域幅にわたって非常に均一であり、信号が明らかに低下するのは２〜３ＧＨｚを超えてからである。これは、ＧＨｚ領域よりはるか手前の中程度の周波数で既に測定信号が降下している従来技術に比べて何倍にもなる。

周波数の面での上記考察に続き、図１３は時間面での別の例を示している。この例ではパルス幅２５０ｐｓの短い個別パルスでＳＰＡＤ型検出器１０を励起した。図１１に出力５６（この例ではバイポーラトランジスタのコレクタ）におけるパルス応答を示す。パルス幅は３４０ｐｓになった。即ちこの回路はナノ秒をはるかに下回る非常に短いパルスを検出できる。

上述の信号計測回路５０の各実施形態は半導体技術の形にすることができ、また半導体レベルで本来のＳＰＡＤ型検出器１０とともに共通の部品上に集積することもできる。その場合、シングルチップ及びマルチチップのどちらの解法も考えられる。そのプロセスに原則的に決まりはなく、例えばバイポーラプロセスでもＭＯＳプロセスでもよい。

本発明の別の形態として、図１４に示したように２以上の本発明に係る受光器をいわば一緒に接続することができる。「いわば一緒に接続」とは、ｎ１個のＡＰＤ１１２ａ〜ｃと後段に接続された第１の信号計測回路１５０とを有する第１のＳＰＡＤ型検出器１１０と、ｎ２個のＡＰＤ２１２ａ〜ｃと後段に接続された第２の信号計測回路２５０とを有する第２のＳＰＡＤ型検出器２１０とが、その出力１５６及び２５６においてともに共通の測定端へ通じているという意味である。測定端は上記のような単純な受動インピーダンス８０でもよいし、能動型の処理段（上記符号８２）でもよい。

このように合計ｎ１＋ｎ２個のＳＰＡＤ（アバランシェフォトダイオード）を複数（ここでは２つ）のグループに「分割（パーティショニング）」すると様々な利点がある。少数のＳＰＡＤを有する小さい単位に分割すれば容量が小さくなり、より高い周波数を達成できる。また、容量が小さければ流れる電流が小さくなるため、信号計測回路１５０及び２５０内のトランジスタの寸法を小さくすることができ、従って低コストであるだけでなく、チップ上により良く（密に）集積することができる。別の利点は、分割によりチップ上での所要時間を最適化できることである。所要時間を決めるチップ上の構成要素の間隔を最適に構成することができる。

本発明の別の形態では、図１５に示したように、追加の信号経路９０が入力５４に設けられ、該経路を通じて追加の信号を信号計測回路５０に入力供給することができる。この信号は、例えば電圧源９４あるいは電流源９６で生成できるものであり、キャパシタ９２を通じて容量的に入力５４に結合される。光検出器の後段のこのような容量的な入力結合は従来、追加的なキャパシタ９２を通じて、帯域幅の縮小を伴う形で接続されることが常であった。一方、本発明では、上述のように、キャパシタによる妨害が大幅に低減されるような方法で信号が測定されるため、追加のキャパシタ９２が本来の測定信号の質に与える逆作用が全くないか、非常に小さい。このように、追加の信号経路９０を通じて、例えば基準信号、検査信号等のテスト信号又は別のデータ信号（例えば第２のＳＰＡＤ型検出器１０のもの）を入力供給することができる。

Claims (12)

1. 受光の際にガイガー電流を解放するために、それぞれ降伏電圧を超えるバイアス電圧が印加されることによりガイガーモードで駆動される多数のアバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）であって、アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）並びにバイアス電圧を印加するための第１の電極（１６）及び第２の電極（１８）を備え、前記アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）の各々と前記第１の電極（１６）又は前記第２の電極（１８）との間に充電ユニット（２０ａ〜ｃ）が配置されている、アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）と、該アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）からの読み出しのための信号計測回路（５０）であって、前記アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）に接続された入力（５４）と出力（５６）とを有する能動結合素子（５２）を備え、該能動結合素子が前記入力（５４）における入力電流を該入力電流に対応する推移及びレベルの測定電流に複写する信号計測回路（５０）とを有する受光器（１０、５０）において、
   前記アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）が前記アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）と前記充電ユニット（２０ａ〜ｃ）との間に接続された第３の電極（２４）を備え、且つ、前記入力（５４）が前記第３の電極（２４）に接続されていることにより前記入力電流であるガイガー電流が前記測定電流に複写されること、及び、前記入力（５４）が、前記ガイガー電流に対して、一定の電位（アース、−Ｕ_ＢＥ、Ｕ_{ｃｏｎｓｔ}−Ｕ_ＢＥ）に対する実質的な短絡を形成し、前記出力（５６）が前記入力（５６）から減結合されていることを特徴とする受光器（１０、５０）。
2. 前記測定電流の推移には、高めのギガヘルツ領域、特に２ＧＨｚ又は３ＧＨｚを超えた領域で変化が生じるまで、周波数に起因する損失によるガイガー電流からの逸脱が起きないことを特徴とする請求項１に記載の受光器（１０、５０）。
3. 測定回路が前記出力（５６）に接続されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の受光器（１０、５０）。
4. 前記信号計測回路（５０）がその動作点の調節のために前記結合素子（５２）に接続された定電流源（５８）を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
5. 前記信号計測回路（５０）がその動作点の調節のために前記結合素子（５２）に接続された抵抗器（６０）を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
6. 前記結合素子（５２）が入力側の電圧を一定に維持するように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
7. 前記結合素子（５２）が正確に１個のトランジスタを備えていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
8. 前記トランジスタは、前記入力（５４）がエミッタ又はソースに、前記出力（５６）がコレクタ又はドレインに、そしてベース又はゲートが固定電位に、それぞれ接続されることにより、ベース接地又はゲート接地の形で駆動されることを特徴とする請求項７に記載の受光器（１０、５０）。
9. 前記第３の電極（２４）が、前記ガイガー電流を容量的に取り出すように構成されていることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
10. 追加の信号を前記信号計測回路（５０）へ容量的に入力供給することができる追加の信号経路が前記入力に設けられていることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の受光器（１０、５０）。
11. 請求項１〜１０のいずれかに記載の受光器（１０、５０）を少なくとも１つ備える光電センサであって、光伝播時間法による距離測定のために、及び／又は、コードリーダとして、及び／又は、データ伝送のために構成されていることを特徴とするセンサ。
12. 第１の電極（１６）及び第２の電極（１８）によりそれぞれ降伏電圧を超えるバイアス電圧が印加されることによりガイガーモードで駆動される、アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）を各々備えるアバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）からの読み取り方法であって、前記アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）が、受光の際にガイガー電流を解放し、続いて、前記アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）と前記第１の電極（１６）又は第２の電極（１８）との間に接続された充電ユニット（２０ａ〜ｃ）により再充電されるものにおいて、
    前記ガイガー電流が、一定の電位（アース、−Ｕ_ＢＥ、Ｕ_{ｃｏｎｓｔ}−Ｕ_ＢＥ）に対する実質的な短絡により、アバランシェフォトダイオード素子（１０）と能動結合素子（５２）の入力（５４）の間の接続を通って流れ、該ガイガー電流が該能動結合素子（５２）内で、該能動結合素子（５２）の出力（５６）において該ガイガー電流に対応する推移及びレベルの測定電流に複写され、前記出力（５６）が前記入力（５４）から減結合されることにより前記測定電流のその後の処理が前記ガイガー電流に影響を与えないようになっており、前記アバランシェフォトダイオード（１２ａ〜ｃ）の各々と前記充電ユニット（２０ａ〜ｃ）との間に接続された、前記アバランシェフォトダイオード素子（１０、１２ａ〜ｃ）の第３の電極（２４）を介して、前記結合素子（５２）により前記ガイガー電流が読み出されることを特徴とする読み取り方法。

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