CN103226370A - 电压调节器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供电压调节器。在输出电压可变型的电压调节器中，即使在输出电压的设定值大时也能够减小过电流保护动作时的发热。该输出电压可变型的电压调节器构成为，利用修整信号生成电路所输出的修整信号来调整分压电路的电阻，由此能变更输出电压，可利用修整信号变更字型过电流保护电路的限制电压。

Description

电压调节器
技术领域
本发明涉及具备过电流保护电路的输出电压可变型的电压调节器。
背景技术
对现有的输出电压可变型的电压调节器进行说明。图10是示出现有的输出电压可变型的电压调节器的图。
现有的输出电压可变型的电压调节器具备：接地端子100、电源端子101、输出端子102、外部控制端子103、放大器104、输出晶体管105、分压电路106、基准电压源107、垂下型过电流保护电路108、字型过电流保护电路109和修整信号生成电路110。
对现有的输出电压可变型的电压调节器的动作进行说明。
当输出端子102的输出电压Vout高于预定电压时、即分压电路106的分压电压Vfb高于基准电压Vref时，放大器104的输出电压变高。因为输出晶体管105的栅极电压变高，所以输出晶体管105截止，输出电压Vout变低。另外，当输出电压Vout低于预定电压时，如上所述，输出电压Vout变高。即，电压调节器的输出电压Vout固定地保持为预定电压。
这里，根据从外部控制端子103输入的电信号CONT，分别向与分压电路106内的电阻器151、152、153并联连接的MOS开关的栅极输入从修整信号生成电路110输出的信号Φ1、Φ2、Φ3。因此，可通过电信号CONT来调整分压电路106的分压比。
因为电压调节器的输出电压Vout由基准电压Vref与分压电路106的分压比来决定，所以可利用输入到外部控制端子103的信号来控制输出电压Vout。在图10中，虽然利用与电阻器151、152、153并联连接的开关来实现输出电压可变型的电压调节器，但电阻器个数、开关个数、开关的种类、连接开关的电阻器的位置不限于此(参照专利文献1)。
接着，对现有的电压调节器的过电流保护电路的动作进行说明。
过电流保护电路分为垂下型过电流保护电路和字型过电流保护电路。在现有的过电流保护电路中，垂下型与字型一起以如下方式进行动作：检测流过输出晶体管105的输出电流Iout，控制输出晶体管105的栅极电压，由此使得不会流过一定以上的输出电流。
图11是示出一并使用垂下型过电流保护电路和字型过电流保护电路时的输出电压-输出电流特性的图。垂下型过电流保护电路的特征是，为了将输出电流Iout限制在一定的最大电流Im内，在要流过最大电流Im以上的电流时，在使输出电流Iout保持为恒定的状态下，降低输出电压Vout，由此能够减小在电压调节器的负载中产生的热损耗。另一方面，字型过电流保护电路在输出电压Vout成为限制电压Vfo以下时，与输出电压Vout的减小成比例地减小输出电流Iout。即，在输出电压Vout为0V时，将输出电流Iout固定为恒定的短路电流Is。字型过电流保护电路可进一步减小在电压调节器中产生的热损耗。这里，在电路内部中预先设定了最大电流Im、短路电流Is、限制电压Vfo(参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2005-293067号公报
但是，在现有的具备过电流保护电路的输出电压可变型的电压调节器中，当输出电压Vout设定为最大时，垂下型过电流保护电路动作时的损耗变大。
在设电源端子的输入电压为Vin时，通过下式求出电压调节器的功率损耗P，
P＝(Vin-Vout)×Iout···(1)
所以当输入电压Vin与输出电压Vout的电压差较大时，损耗最大。即，在从垂下型过电流保护动作切换为字型过电流保护电路的动作的图11的(Iout、Vout)=(Im、Vfo)中，损耗最大。输出电压Vout的设定值越大，则输入电压Vin也必须增大。因此，输出电压Vout的设定越大，在(Iout、Vout)=(Im、Vfo)中的损耗越大，从而即使在过电流保护电路动作中也有可能导致电路破坏。
发明内容
本发明是鉴于上述课题而完成的，提供电路简便、且通过减小过电流保护动作时的损耗来进一步提高安全性的输出电压可变型的电压调节器。
为了解决现有的课题，在具有垂下型与字型的过电流保护电路的输出电压可变型电压调节器中，向可变电阻电路输入基于向分压电路输入的修整信号的信号，该可变电阻电路决定字型过电流保护电路的限制电压Vfo以及短路电流Is。
在本发明的输出电压可变型的电压调节器中，可与输出电压Vout的设定值相应地设定字型过电流保护电路动作的电压和电流。由此，在输出电压Vout的设定值较大时，可通过将限制电压Vfo设定得较大、将短路电流Is设定得较小，来使电压调节器的最大电流Im保持恒定，并且即使在过电流保护电路动作时损耗为最大的条件下也能够减小损耗。另外，通过挪用向输出电压可变型电压调节器的分压电路输入的信号，能够在不增大电路规模的情况下应对多个输出电压设定，所以在面积效率方面，实用性也很高。
附图说明
图1是示出本发明的输出电压可变型的电压调节器的框图。
图2是示出第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器的电路图。
图3是示出第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器的其它例的电路图。
图4是第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器的可变电阻的电路图。
图5是示出第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器的输出电压-输出电流特性的图。
图6是示出第二实施方式的输出电压可变型的电压调节器的电路图。
图7是示出第二实施方式的输出电压可变型的电压调节器的输出电压-输出电流特性的图。
图8是示出第三实施方式的输出电压可变型的电压调节器的电路图。
图9是示出本实施方式的输出电压可变型的电压调节器的其它例的电路图。
图10是示出现有的输出电压可变型的电压调节器的电路图。
图11是示出现有的输出电压可变型的电压调节器的输出电压-输出电流特性的图。
标号说明
100接地端子；101电源端子；102输出端子；103外部控制端子；104放大器；105输出晶体管；106分压电路；107基准电压源；108垂下型过电流保护电路；109字型过电流保护电路；110修整信号生成电路；111可变电阻电路；112非易失性存储器。
具体实施方式
图1是示出本发明的输出电压可变型的电压调节器的框图。
本发明的输出电压可变型的电压调节器构成为，利用由修整信号生成电路110转换从外部控制端子103输入的控制信号而得的修整信号，对分压电路106的可变电阻器141和可变电阻142进行调整，并且切换字型过电流保护电路109的限制电压Vfo。
以下，参照附图来说明本发明的输出电压可变型的电压调节器的具体实施方式。
<第一实施方式>
图2是示出第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器的电路图。
第一实施方式的输出电压可变型的电压调节器具备：放大器104、输出晶体管105、分压电路106、基准电压源107、垂下型过电流保护电路108、字型过电流保护电路109a和修整信号生成电路110。
字型过电流保护电路109a具备：输出电流的检测晶体管（sense transistor）121、可变电阻电路111、NMOS晶体管122、电阻器155和PMOS晶体管123。
放大器104的反相输入端子连接基准电压源107的输出，同相输入端子连接分压电路106的输出端子，输出端子与垂下型过电流保护电路108、字型过电流保护电路109a以及输出晶体管105的栅极连接。输出晶体管105的源极连接电源端子101，漏极连接输出端子102。分压电路106连接在输出端子102与接地端子100之间，并将可变电阻141和可变电阻142的连接点连接到放大器104的同相输入端子。修整信号生成电路110的输入与外部控制端子103连接，输出与分压电路106以及字型过电流保护电路109a连接。
检测晶体管121的源极与电源端子101连接，漏极与NMOS晶体管122的栅极连接。可变电阻电路111的一个端子与NMOS晶体管122的栅极连接，另一个端子与接地端子100连接。NMOS晶体管122的源极与输出端子102连接，漏极与PMOS晶体管123的栅极以及电阻器155的一个端子连接。电阻器155的另一个端子与电源端子101连接。PMOS晶体管123的源极与电源端子101连接，漏极与输出晶体管105的栅极连接。
接着，说明第一实施方式的电压调节器的动作。
当与输出端子102连接的负载增大时，流过输出晶体管105的电流Iout增大。当电流Iout增大而达到一定的最大电流Im时，垂下型过电流保护电路108动作，使输出电压Vout降低。此时，与Im成比例的电流流过和输出晶体管105进行电流镜连接的检测晶体管121，在可变电阻电路111的两端产生恒定的电压Vm。当输出电压Vout降低到一定的限制电压Vfo、NMOS晶体管122的栅源间电压超过阈值电压时，字型过电流保护功能进行动作。NMOS晶体管122导通，电流流过电阻器155而在电阻器155的两端产生电压。这样，PMOS晶体管123导通，输出晶体管105的栅源间电压变小，从而输出电流Iout变小，输出电压-输出电流特性描绘出字。限制电压Vfo以及输出电压Vout降低至0V时的输出电流即短路电流Is由可变电阻电路111的电阻值决定。
另外，第一实施方式的电压调节器如以下这样地切换字型过电流保护电路109a的限制电压Vfo。
分压电路106接收修整信号生成电路110输出的修整信号，对可变电阻141与可变电阻142双方或某一方的电阻值进行调整，由此设定分压比。分压电路106的分压比决定电压调节器的输出电压Vout。字型过电流保护电路109a通过接收修整信号生成电路110输出的修整信号，对可变电阻电路111的电阻值进行修整，由此设定分压比。并且，决定字型过电流保护功能开始动作的限制电压Vfo和短路电流Is。即，可通过修整信号生成电路110输出的修整信号，联动地控制输出电压Vout、字型过电流保护电路的限制电压Vfo和短路电流Is。
图3是示出本实施方式的输出电压可变型电压调节器的可变电阻电路111、141以及142的具体例的一例的电路图。
修整信号生成电路110输出的修整信号Φ1、Φ2、Φ3被输入到与分压电路内106a的电阻器151、152、153分别并联连接的MOS开关的栅极和与可变电阻电路111a的电阻器156、157、158分别并联连接的MOS开关的栅极。
图3的电路的特征是利用相同的修整信号来改变可变电阻电路111a与分压电路106a的电阻值。例如，在修整信号Φ1输出Low电压时，与分压电路106a的电阻器151并联的MOS开关截止，所以电流流过电阻器151，分压电路106a中的电阻器154所占的分压比变小，输出电压Vout变大。另一方面，与字型过电保护电路109a的可变电阻电路111a的电阻器156并联连接的MOS开关同时截止，可变电阻电路111a的电阻值相应增大，所以NMOS晶体管122的栅极电压变高。在NMOS晶体管122的栅极电压较高时，字过电流保护动作开始的限制电压Vfo变大，因此可通过增大限制电压Vfo来抵消由于输出电压设定较大而导致电源电压Vin变大、在电压调节器内部产生的功耗变大的情况。
同样，短路电流Is与可变电阻电路111a的电阻值变大相应地变小。由此，短路时的损耗也变小，作为电压调节器，发热所导致的危险性降低。
此外，在图3中，对于在分压电路106a以及可变电阻电路111a，并联连接电阻和MOS开关，将MOS开关的栅极与修整信号生成电路的输出连接，构成3组电阻与开关的组合，但电阻器个数、开关种类不限于此。
另外，可变电阻电路可以是图4所示的电路。图4的可变电阻电路适用于分压电路106的可变电阻141、142以及过电流保护电路109a的可变电阻电路111。由于没有串联连接MOS开关，从而开关的导通电阻最小且仅对1个电阻值有影响。因此，能够获得提高电阻值的精度、提高输出电压以及过电流保护电路的限制电压Vfo和短路电流Is的精度的效果。
图5是示出本实施方式的电压调节器的输出电压-输出电流特性的图。
在电压调节器的较低的输出电压设定Vout2的条件中，由式(1)可知，当(Iout、Vout)=(Im、Vfo2)时，功率损耗最大。另一方面，在较高的高输出电压设定Vout1的条件中，当(Iout、Vout)=(Im、Vfo1)时，功率损耗最大。当如本实施方式这样构成时，因为限制电压的关系为Vfo2<Vfo1，所以即使在较高的输出电压的条件中也不会如现有技术那样功率损耗变大。因此，通过采用本实施方式的电压调节器，可减小损耗导致的发热并提高安全性。
<第二实施方式>
图6是示出第二实施方式的输出电压可变型的电压调节器的电路图。对图6的字型过电流保护电路109b进行说明。除了字型过电流保护电路109b以外，与第一实施方式相同。
图6的字型过电流保护电路109b具有放大器116，取代NMOS晶体管122和电阻器155。放大器116的反相输入端子与检测晶体管121的漏极连接，同相输入端子与放大器104的同相输入端子连接，输出端子与PMOS晶体管123的栅极连接。
这里，放大器116具有有限的补偿电压Voff，与可变电阻电路111的电阻值无关地由补偿电压Voff决定短路电流Is。限制电压Vfo由可变电阻电路111的电阻值决定。
图7是示出第二实施方式的电压调节器的输出电压-输出电流特性的图。在较高的输出电压Vout1和较低的输出电压Vout2中，短路电流Is不变化，只有限制电压Vfo发生变化。即，短路电流Is是恒定的，与修整信号生成电路110的输出无关。因此，随着输出电压Vout变高，短路电流Is变小，所以可针对电压调节器的抗启动不良获得效果。
这里，即使将放大器116的同相输入端子与输出端子102或者在分压电路106中生成的其它输出端子连接，也能够获得同样的效果。
<第三实施方式>
图8是示出第三实施方式的电压调节器的电路图。对图8的字型过电流保护电路109c进行说明。除了字型过电流保护电路109c以外，与其它实施方式的电压调节器相同。
本实施方式的字型过电流保护电路109c具备放大器117、118、可变电阻电路111b和NMOS晶体管124，取代NMOS晶体管122和电阻器155。
放大器117的同相输入端子与放大器104的同相输入端子连接，反相输入端子与NMOS晶体管124的源极以及可变电阻电路111a的一个端子连接，输出端子与NMOS晶体管124的栅极连接。NMOS晶体管124的漏极与检测晶体管121的漏极、放大器118的反相输入端子以及可变电阻电路111b的一个端子连接。可变电阻电路111b的另一个端子与接地端子100连接。放大器118的同相输入端子与基准电压源107的输出连接，输出端子与PMOS晶体管123的栅极连接。修整信号生成电路110的输出端子与可变电阻电路111a、111b连接。
字型过电流保护电路109c利用可变电阻电路111a、111b的电阻值来控制限制电压Vfo，利用可变电阻电路111b的电阻值来控制短路电流Is。因此，可分别地控制限制电压Vfo和短路电流Is。因而，可获得能够自由调整字型过电流保护电路的输出电压-输出电流特性的斜率的效果。
这里，即使将放大器117的同相输入端子与输出端子102或分压电路106中生成的其它输出端子连接，也能够获得同样的效果。
如上所述，根据本发明的输出电压可变型的电压调节器，当输出电压Vout的设定值较大时，可通过将限制电压Vfo设定得较大，使电压调节器的最大电流Im保持恒定，并且即使在过电流保护电路动作时损耗最大的条件下，也能够减小损耗。
此外，在上述说明中，说明了修整信号生成电路110的输入端子连接外部控制端子103的例子，但如图9所示也可具备非易失性存储器112。
通过在非易失性存储器112中预先记录决定输出电压Vout、字型过电流保护电路的限制电压Vfo以及短路电流Is的控制信息，可获得不需要在电源接通时每次输入控制信息的效果。

Claims (6)

1.一种电压调节器，其具备：输出晶体管；分压电路，其对所述输出晶体管输出到输出端子的输出电压进行分压；放大器，其比较所述分压电路输出的分压电压与基准电压，使输出电压保持为恒定；垂下型过电流保护电路；字型过电流保护电路以及修整信号生成电路，利用所述修整信号生成电路输出的修整信号来修整分压电路的电阻，由此能够变更输出电压，该电压调节器的特征在于，
利用所述修整信号变更所述字型过电流保护电路的限制电压。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，其特征在于，
所述字型过电流保护电路具备：
检测晶体管，其栅极端子与所述放大器的输出连接；
可变电阻电路，其一端与所述检测晶体管的漏极连接；以及
控制部，其根据所述可变电阻电路中产生的电压控制所述输出晶体管的栅极，
利用所述修整信号，能够变更所述可变电阻电路的电阻值。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其特征在于，
所述字型过电流保护电路具备：
检测晶体管，其栅极端子与所述放大器的输出连接；
可变电阻电路，其一端与所述检测晶体管的漏极连接；以及
控制部，其根据所述可变电阻电路中产生的电压与所述分压电压之差控制所述输出晶体管的栅极，
利用所述修整信号，能够变更所述可变电阻电路的电阻值。
4.根据权利要求3所述的电压调节器，其特征在于，
所述字型过电流保护电路通过放大器来检测所述可变电阻电路中产生的电压与所述分压电压之差。
5.根据权利要求1所述的电压调节器，其特征在于，
所述字型过电流保护电路具备：
检测晶体管，其栅极端子与所述放大器的输出连接；
第二晶体管，其漏极与所述检测晶体管的漏极连接；
第一可变电阻电路，其一端与所述第二晶体管的源极连接；
第一放大器，其根据所述第一可变电阻电路中产生的电压与所述分压电压之差来控制所述第二晶体管的栅极；
第二可变电阻电路，其一端与所述检测晶体管的漏极连接；以及
第二放大器，其根据所述第二可变电阻电路中产生的电压与所述基准电压之差来控制所述输出晶体管的栅极，
利用所述修整信号，能够变更所述第一可变电阻电路与所述第二可变电阻电路的电阻值。
6.根据权利要求1～5中的任意一项所述的电压调节器，其特征在于，
输入到所述修整信号生成电路中的修整数据存储在非易失性存储装置中。
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