CN103187897A - 具有零电压切换的压电驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有零电压切换的压电驱动电路，适用于切换式功率转换器，其由半桥驱动电路接收一输入直流电压，经半桥驱动的上臂开关组及下臂开关组的切换，以转换为一交流电压予压电元件，使交流电压经压电元件以驱动一负载动作。其中，于半桥驱动电路与压电元件之间电性连接一分流电路，作为零电压切换之用，也就是分流电路在上臂开关组及下臂开关组皆关闭时，与其寄生电容进行谐振，使上臂开关组及下臂开关组进行零电压切换，故能在非常宽的频率范围内及大范围负载变动下，实现零电压切换的功效。

Description

具有零电压切换的压电驱动电路

技术领域

本发明是有关一种具有零电压切换的压电驱动电路，特别是指一种能实现宽频和宽负载范围的零电压切换半桥电路的压电驱动电路。

背景技术

由于压电变压器具有薄型和无辐射型电磁干扰(EMI;ElectromagneticInterference)的优势，因此，以慢慢普及被应用于电源驱动电路上。然而，压电变压器仍存在一些无法克服的难题，举例来说，压电变压器应用于桥式开关电路上，通常都需要连接一电感于桥式开关电路及压电电压器之间，才能达到零电压切换的条件，但是，电感本身比压电变压器还要厚（亦即结构较大），如此就牺牲了压电变压器原有的薄型封装优势，且电感在主电路上也会造成额外的损耗及产生电磁辐射干扰问题。

再者，若于压电变压器驱动电路中，使用无电感的设计，虽可在特定负载范围内达到零电压切换条件，但是可用频率范围太窄，使得压电变压器无法在变频反馈控制及大范围负载变动下，仍可维持零电压切换动作。实际上，无论压电变压器有没有搭配电感设计，整体驱动电路能够达到的零电压切换的频宽范围都相当狭窄。再者，于实际操作上，压电变压器在轻载（light load）的条件下以及远离主共振频率时，实难以达到零电压切换，因此，局限了压电变压器于电源供应器的应用及发展。

有鉴于此，本发明遂针对上述先前技术的缺失，提出一种具有零电压切换的压电驱动电路，以有效克服上述等问题。

发明内容

本发明的主要目的在提供一种具有零电压切换的压电驱动电路，其利用分流电路在半桥开关的死区时间(dead times)下协助谐振，使得在负载变动及操作频率变动下，仍可保持零电压切换的功效。

本发明的另一目的在提供一种具有零电压切换的压电驱动电路，其利用分流电路来取代一般电感于主电流路径所占的体积及所造成的损耗，不仅能让整体电路薄型化，又可提高整体电路效能，有助于整体技术发展、应用及产品的竞争。

为达上述的目的，本发明提供一种具有零电压切换的压电驱动电路，包括一半桥驱动电路、一压电元件及至少一分流电路。半桥驱动电路是接收一输入直流电压，半桥驱动电路包含串联的一上臂开关组及一下臂开关组，并根据上臂开关组及下臂开关组的切换以转换为一交流电压。压电元件电性连接半桥驱动电路，并接受交流电压，以驱动一负载动作。分流电路电性连接于半桥驱动电路与压电元件之间，分流电路系与半桥驱动电路进行谐振，使上臂开关组及下臂开关组进行零电压切换。

其中，所述上臂开关组与所述下臂开关组皆为关闭状态的死区时间时，则所述分流电路导通，并与所述上臂开关组与所述下臂开关组开始谐振充电或放电，且于所述分流电路的导通时间内，充电电荷须等于所述输入直流电压或放电电荷须为零电压，使所述上臂开关组与所述下臂开关组进行所述零电压切换。

其中，所述上臂开关组包含一第一寄生电容，所述下臂开关组包含一第二寄生电容，在所述上臂开关组与所述下臂开关组关闭时，所述分流电路导通，所述压电元件的一输入电容与所述第二寄生电容经由所述分流电路放电，同时所述第一寄生电容被充电。

其中，所述分流电路包含串联的一分流电感、一双向开关及一分流电源，于所述分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振时，所述压电元件的所述输入交流电压递减为零电压，所述上臂开关组上的跨压递增至所述直流电压准位。

其中，所述分流电感为所述分流电路中导线上的寄生电感或为所述分流电路的印刷电路板上的线径。

其中，所述分流电源是提供一驱动电压予所述双向开关，且所述分流电源的直流电压值为所述输入直流电压的一半。

其中，所述分流电路为二时，其为一第一分流电路及一第二分流电路，所述第一分流电路包含串联的一第一分流电感及一第一单向开关；所述第二分流电路连接所述第一分流电路，所述第二分流电路包含串联的一第二分流电感及一第二单向开关。

其中，所述下臂开关组导通时，则所述第一分流电感、所述第二分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振，所述输入电容与所述第二寄生电容经由所述第二分流电感、所述第二二极管及所述第二单向开关放电，同时所述第一寄生电容被充电，此时所述压电元件的所述输入交流电压递减为零电压，所述上臂开关组上的跨压递增至所述直流电压准位；以及

所述上臂开关组导通时，则所述第一分流电感、所述第二分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振，所述输入电容与所述第二寄生电容经由所述第一分流电感、所述第一二极管及所述第一单向开关充电，同时所述第一寄生电容被放电，此时所述压电元件的所述输入交流电压递增至所述直流电压准位，所述上臂开关组上的跨压递减为零电压。

其中，所述压电元件为一压电变压器或一压电谐振器。

其中，所述上臂开关组并联一第一电容，所述压电元件并联一第二电容，且所述第一电容与所述分流电路之间串联一分流电容，所述第二电容用以改变所述分流电路中的分流电流值以及所述第一电容与所述分流电路的谐振频率。

本发明不仅能让整体电路薄型化，又可提高整体电路效能，有助于整体技术发展、应用及产品的竞争。

底下通过具体实施例详加说明，当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所达成的功效。

附图说明

图1为本发明的第一实施例架构图。

图2为本发明的第一实施例波形图。

图3为本发明的第二实施例架构图。

图4为本发明的第二实施例波形图。

图5为本发明的第三实施例架构图。

图6为本发明的第四实施例架构图。

附图标记说明：10压电驱动电路；12半桥驱动电路；14压电元件；16分流电路；162分流电感；164双向开关；166分流电源；18上臂开关组；182第一寄生电容；184第一寄生二极管；20下臂开关组；202第二寄生电容；204第二寄生二极管；22负载；24第一分流电路；242第一分流电感；244第一单向开关；26第二分流电路；262第二分流电感；264第二单向开关；28第一电容；30第二电容；32分流电容；34压电谐振器；36第三电容。

具体实施方式

如图1所示，为本发明的第一实施例架构图。压电驱动电路10包括一半桥驱动电路12、一压电元件14及至少一分流电路16。半桥驱动电路12包含串联的一上臂开关组18及一下臂开关组20，半桥驱动电路12是接收一输入直流电压（V_DC），并根据上臂开关组18及下臂开关组20的切换以转换为方波的一交流电压。压电元件14系电性连接半桥驱动电路16，并接受交流电压，经谐振后以驱动一负载22动作。其中，负载22可为冷阴极灯管(CCFL)、热阴极灯管(HCFL)、高亮度放电灯(HID Lamp)、发光二极管(LED)、整流器电路、压电致动器和开关电路等。分流电路16电性连接于半桥驱动电路12与压电元件14之间，分流电路16是与半桥驱动电路12进行谐振，使上臂开关组18及下臂开关组20进行零电压切换，容后介绍。

在此，先说明上述元件的细部电路，以便于了解后续电路上的操作方式。上臂开关组18包含一第一寄生电容（C_K1）182及一第一寄生二极管184。下臂开关组20包含一第二寄生电容（C_K2）202及一第二寄生二极管204。压电元件14为压电变压器或压电谐振器，在此以压电变压器为例说明，其包含一输入电容（C_P）142。在此第一实施例中，本发明使用一组分流电路16为例说明，其包含串联的一分流电感（L_S）162、一双向开关（K_S）164及一分流电源（V_DC/2）166。其中，分流电源166是提供一驱动电压予双向开关164，且分流电源166的直流电压值为输入直流电压（V_DC）的一半。

接续，请同时配合图2，为本发明的第一实施例波形图。在此，是说明压电驱动电路10的操作过程中，如何达到零电压切换的功效。首先，操作在[t₀-t₁]期间，上臂开关组（K₁）18呈导通状态，而下臂开关组（K₂）20呈截止状态，此时分流电路16是关闭的，因此，输入电流i_P流至压电元件14，而其输入电容142上的跨压V_P会等于输入直流电压（V_DC），且跨压为正值。此操作期间于结束时，分流电路16的双向开关164仍呈现关闭状态。

接续，操作在[t₁-t₂]期间，上臂开关组18与下臂开关组20同时呈现截止状态时，此期间即为传统半桥电路的死区时间（dead time）；此时，分流电路16即导通，输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与分流电感162开始谐振，输入电容142与第二寄生电容202会经由分流电路16开始谐振放电，同时第一寄生电容182开始被谐振充电。值得注意的是，输入电容142上的跨压V_P是以正弦斜率递减至零电压，而上臂开关组18上的跨压会递增至输入直流电源（V_DC）的电压准位；如此一来，即可作为下臂开关组20的零电压切换的关键条件。当然，若在[t₁-t₂]期间，谐振放电电流不够大时，则输入电容142与第二寄生电容202就不能完全放电到零，且下臂开关组20亦不能在下一操作期间进行零电压导通。其中，分流电感162与全部电容于[t₁-t₂]谐振期间的计算如下列公式1。

$t_2-t_1=\mathrm{\π}\sqrt{L_S(C_p+C_{K1}+C_{K2})}...\left(1\right)$

由于[t₁-t₂]的时间通常很小，在谐振期间，可直接在分流电路16上使用小电感值（分流电感162）去配合压电驱动电路10上的全部电容。为了让整体电路更薄型化，更可利用分流电路16中导线上的寄生电感、或分流电路16的印刷电路板（PCB）上的线径漏感所产生的微小电感值，来搭配输入电容142、第一寄生电容182与第二寄生电容202进行谐振。当输入电容142上的跨压V_P放电至零时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₂-t₃]期间，上臂开关组18、下臂开关组20及分流电路16同时呈现截止状态时。这期间，下臂开关组20的第二寄生二极管204会导通，以提供电流i_m流过压电元件14。当下臂开关组20开始导通时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₃-t₄]期间，上臂开关组18呈截止状态，而下臂开关组20呈导通状态，此时分流电路16仍然为关闭的。在上臂开关组18由截止切换到导通时刻，压电元件14的输入电压为0，也就是输入电容142上跨压V_P为0，直到切换后，V_P仍维持0，故可达到零电压切换。当下臂开关组20切换为截止状态时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₄-t₅]期间，上臂开关组18及下臂开关组20两者呈截止状态，此时分流电路16开始导通，如同操作在[t₁-t₂]期间，输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与分流电感162开始谐振，输入电容142与第二寄生电容202会经由分流电路16开始谐振放电，同时第一寄生电容182开始被谐振充电。其中，分流电感162与全部电容于[t₄-t₅]谐振期间的计算如下列公式2。

$t_5-t_4=\mathrm{\π}\sqrt{L_S(C_p+C_{K1}+C_{K2})}...\left(2\right)$

在谐振期间，输入电容142上的跨压V_P是以正弦斜率递增至输入直流电源（V_DC）的电压准位，且上臂开关组18上的跨压是以正弦斜率递减至零电压；如此一来，即可作为上臂开关组18的零电压切换的关键条件。当然，若在[t₄-t₅]期间，谐振放电电流不够大时，则输入电容142就不能完全放电到零，且上臂开关组18亦不能在下一操作期间进行零电压导通。当输入电容142上的跨压V_P充电至输入直流电源（V_DC）的电压准位时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₅-t₀]期间，上臂开关组18、下臂开关组20及分流电路16同时呈现截止状态时，此时，输入电容142上的跨压V_P开始被充电至输入直流电源（V_DC）的电压准位。同时上臂开关组18的第一寄生二极管184会导通，以提供电流i_m流过压电元件14。当上臂开关组18开始导通时，此操作期间即结束。由于上臂开关组18由截止切换为导通时刻，因压电元件14的输入电压（V_P）充电至输入直流电源（V_DC）的电压准位，直到切换后，V_P仍维持V_DC，故可达到零电压切换。

由上述的操作期间可得知，上臂开关组18及下臂开关组20分别于操作在[t₀-t₁]期间及[t₃-t₄]期间会导通，其他操作期间，上臂开关组18及下臂开关组20两者为截止，此为半桥驱动电路12的死区时间。操作在[t₁-t₂]期间及[t₄-t₅]期间，输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与分流电感162谐振充电，或通过分流电路16放电，来达到零电压切换的功效。另一达到零电压切换的功效，为下臂开关组20的第二寄生二极管204及上臂开关组18的第一寄生二极管184分别对应操作在[t₂-t₃]期间及[t₅-t₀]期间，提供电流i_m流过压电元件14，而负载22则接收压电元件14上电流i_m所传递的能量而动作。值得注意的是，压电元件14与分流电路16两者操作上是没有直接关系，压电元件14是受上臂开关组18及下臂开关组20产生的方波所驱动，而分流电路16仅为零电压切换之用。

其中，本发明使用分流电路16使半桥驱动电路12达到零电压切换，仍需满足下列两个条件，如下公式（3）至（6）示：

1.足够大的死区时间t_d(dead time),也就是t_d等于[t₁-t₃]或[t₄-t₀]期间。

$t_d>\mathrm{\π}\sqrt{L_S(C_p+C_{K1}+C_{K2})}...\left(3\right)$

2.足够大的充电及放电电荷Q。

$Q>{\∫}_0^{T_S}\left|i_S\right|\mathrm{dt}...\left(4\right)$

$T_S=\mathrm{\π}\sqrt{L_S(C_p+C_{K1}+C_{K2})}...\left(5\right)$

$\left|i_s\right|=\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2\sqrt{L_S/C_1}}\sin \frac{2\mathrm{\π}}{T_S}t...\left(6\right)$

其中，K_S为双向开关164，T_S为双向开关164的导通时间，如操作[t₁-t₂]期间或[t₄-t₅]期间；i_s为分流电路16的电流。

由公式(3)-(6)可知，零电压切换的两个条件是足够大的死区时间及分流电路16的电流i_s，和其余因子(如频率和负载)关联性不大。分流电路16的电流i_s是被输入直流电压（V_DC）、分流电感162（L_S）和输入电容142（C_P）、第一寄生电容182（C_K1）、第二寄生电容202（C_K2）的电容值所决定，皆为固有元件的值。因此，只要将死区时间固定，即可把零电压切换条件固定，且和操作频率与负载无关，因此能达到零电压切换的大频宽功效。时间t_d对应的频率为1/t_d，所以分流电路16的操作频率上限值即为1/t_d。

再如图3所示，为本发明的第二实施例架构图。其与第一实施例差异在于：第二实施例为实际双向开关整合半桥驱动电路的设计，也就是将分流电路设计为二组，详言之，在压电驱动电路10中，半桥驱动电路12与压电元件14之间是电性连接二分流电路，其为一第一分流电路24及一第二分流电路26，第一分流电路24包含串联的一第一分流电感242（L₁）及一第一单向开关244（S₁）。第二分流电路26连接第一分流电路24，第二分流电路26包含串联的一第二分流电感262（L₂）及一第二单向开关264（S₂）。其中，半桥驱动电路12与压电元件14的组成元件与第一实施例相同，故在此不再赘述。值得注意的是，第一分流电路24直接连接输入直流电压（V_DC），作为驱动电压V₁，第二分流电路26直接连接接地（0V），作为驱动电压V₂。如此，即可省去外接电源，进而简化整体的电路拓墣设计。

接续，请同时配合图4，为本发明的第二实施例波形图。在此，是说明压电驱动电路10的操作过程中，如何达到零电压切换的功效。首先，操作在[t₀-t₁]期间，上臂开关组（K₁）18呈导通状态，而下臂开关组（K₂）20呈截止状态，此时第一分流电路24及第二分流电路26皆为关闭的，因此，输入电流i_P流至压电元件14，而其输入电容142上的跨压V_P会等于输入直流电压（V_DC），且跨压为正值。此操作期间于结束时，第一单向开关244及第二单向开关264仍呈现关闭状态。

接续，操作在[t₁-t₂]期间，上臂开关组18与下臂开关组20同时呈现截止状态时，第一分流电路24仍呈现截止状态，但是下臂开关组20在t₁＝t₂期间时导通。所以输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与第二分流电感262开始谐振，输入电容142与第二寄生电容202会经由第二分流电路26开始谐振放电，同时第一寄生电容182开始被谐振充电。值得注意的是，输入电容142上的跨压V_P是以正弦斜率递减至零电压，而上臂开关组18上的跨压会递增至输入直流电源（V_DC）的电压准位；如此一来，即可作为下臂开关组20的零电压切换的关键条件。当然，若在[t₁-t₂]期间，谐振放电电流不够大时，则输入电容142与第二寄生电容202就不能完全放电到零，且下臂开关组20亦不能在下一操作期间进行零电压导通。其中，第二分流电感262与全部电容于[t₁-t₂]谐振期间的计算如下列公式7。

$t_5-t_4>\mathrm{\π}\sqrt{L_S(C_p+C_{K1}+C_{K2})}...\left(7\right)$

由于[t₄-t₅]的时间通常很小，在谐振期间，可直接在第一分流电路24及第二分流电路26上使用小电感去配合压电驱动电路10上的全部电容。当输入电容142上的跨压V_P放电至零时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₂-t₃]期间，上臂开关组18、下臂开关组20及第一分流电路24同时呈现截止状态时。在t₁＝t₂期间，第二分流电路26的第二单向开关264仍为导通，但输入电容142上的跨压V_P变成0。此时，下臂开关组20的第二寄生二极管204会导通，以提供电流i_m流过压电元件14。同时，第二分流电感262上剩余的电流（i_s2）被线性放电，当第二分流电感262完全放电后，第二分流电路26自动被关闭。然后，第二单向开关264可以在这操作期间或下一操作期间在零电流切换条件下关闭，因为已经没有电流流过第二分流电路26了。实际上，在下一操作期间是用比较低的切换速度关闭第二单向开关264。当下臂开关组20开始导通时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₃-t₄]期间，上臂开关组18与下臂开关组20皆呈现导通状态，此时第一分流电路24与第二分流电路26两者仍为关闭的；因此压电元件14的输入电压为0，也就是输入电容142上跨压V_P为0，当下臂开关组20切换为截止状态时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₄-t₅]期间，上臂开关组18及下臂开关组20两者呈截止状态，此时第二分流电路24仍为截止状态，但第一单向开关244在t＝t₄期间开始导通。如同操作在[t₁-t₂]期间，输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与第二分流电感264开始谐振，输入电容142与第二寄生电容202会经由第一分流电路24开始谐振充电，同时第一寄生电容182开始被谐振放电。因此，在谐振期间，输入电容142上的跨压V_P是以正弦斜率递增至输入直流电源（V_DC）的电压准位，且上臂开关组18上的跨压是以正弦斜率递减至零电压；如此一来，即可作为上臂开关组18的零电压切换的关键条件。当然，若在[t₄-t₅]期间，谐振放电电流不够大时，则输入电容142就不能完全放电到零，且上臂开关组18亦不能在下一操作期间进行零电压导通。当输入电容142上的跨压V_P充电至输入直流电源（V_DC）的电压准位时，此操作期间即结束。

接续，操作在[t₅-t₀]期间，上臂开关组18、下臂开关组20及第一分流电路24同时呈现截止状态时，且第一单向开关244仍为导通；此时，输入电容142上的跨压V_P开始被充电至输入直流电源（V_DC）的电压准位。同时上臂开关组18的第一寄生二极管184会导通，以提供电流i_m流过压电元件14。同时，第一分流电感242上剩余的电流（i_s1）被线性放电至0，且第二分流电路26自动被关闭。当下臂开关组20开始导通时，此操作期间即结束。

由上述的第二实施例的操作期间可得知，上臂开关组18及下臂开关组20分别于操作在[t₀-t₁]期间及[t₃-t₄]期间会导通，其他操作期间，上臂开关组18及下臂开关组20两者为截止，此为半桥驱动电路12的死区时间。操作在[t₁-t₂]期间及[t₄-t₅]期间，输入电容142、第二寄生电容202、第一寄生电容182与第一分流电感242、第二分流电感262谐振充电，或通过第一分流电感242、第二分流电感262放电，来达到零电压切换的功效。另一达到零电压切换的功效，为下臂开关组20的第二寄生二极管204及上臂开关组18的第一寄生二极管184分别对应操作在[t₂-t₃]期间及[t₅-t₀]期间，第一分流电路24与第二分流电路26上剩余的电流（i_s1与i_s2）会被放电。

再如图5所示，为本发明的第三实施例架构图。其与第一实施例差异在于：增设一第一电容（C₁）28、一第二电容（C₂）30及一分流电容（C_S）32。其中，上臂开关组18并联第一电容28，压电元件14并联第二电容30，如图中的等效电路所示，第一电容28与分流电路16之间串联分流电容32。其中，第二电容30可改变分流电路16中的分流电流值i_s，以及第一电容28与分流电路16的谐振频率（f_S）。可利用第一电容28与第二电容30来降低谐振频率（f_S），可增大分流电路16中的电流i_s。分流电容32可增加谐振频率（f_S）及减小分流电路16中的电流i_s。加入上述的电容，可使压电驱动电路10的零电压切换条件具有更设计弹性。

再如图6所示，为本发明的第四实施例架构图。其与第三实施例差异在于：压电元件为压电谐振器34，使用一第三电容（C_p2）36取代第二电容（C₂），而原压电变压器的机械谐振L_m-C_m-R_m由压电谐振器34的机械谐振L_m2-C_m2-R_m2来取代，简单来说，就是利用压电谐振器34取代压电变压器来传递能量。如此可省略原压电变压器的输出电容(C_out)，详言之，原压电变压器中的电流i_m-会流进输出电容(C_out)和负载22，而在压电谐振器34的例子中，电流i_m会直接流进负载22。由于电流i_m(振动速度)为压电谐振器的物理限制，在相同的电流i_m条件下，压电谐振器34在负载22上能够得到更大的输出瓦数，且整体电路能更加地简化。

综上所述，由于目前压电变压器驱动电路中，无法在变频反馈控制及大范围负载变动下维持零电压切换动作，且可用频率范围太窄，使得整体技术因无法突破存在的诟病而限制了发展及应用。为此，本发明提出一种利用分流电路来取代体积大的电感，并利用分流电路在半桥开关的死区时间下协助谐振，使得在负载变动及操作频率变动下，仍可保持零电压切换的功效。再者，利用分流电路来取代一般电感于主电流路径所占的体积及所造成的损耗，不仅能让整体电路薄型化，又可提高整体电路效能，有助于整体技术发展、应用及产品的竞争。

以上所述者，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围。故即凡依本发明申请范围所述的特征及精神所为的均等变化或修饰，均应包括于本发明的申请专利范围内。

Claims (10)

1.一种具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，包括：

一半桥驱动电路，是接收一输入直流电压，所述半桥驱动电路包含串联的一上臂开关组及一下臂开关组，并根据所述上臂开关组及所述下臂开关组的切换以转换为一交流电压；

一压电元件，电性连接所述半桥驱动电路，并接受所述交流电压，以驱动一负载动作；及

至少一分流电路，电性连接于所述半桥驱动电路与所述压电元件之间，所述分流电路是与所述半桥驱动电路进行谐振，使所述上臂开关组及所述下臂开关组进行零电压切换。

2.根据权利要求1所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述上臂开关组与所述下臂开关组皆为关闭状态的死区时间时，则所述分流电路导通，并与所述上臂开关组与所述下臂开关组开始谐振充电或放电，且于所述分流电路的导通时间内，充电电荷须等于所述输入直流电压或放电电荷须为零电压，使所述上臂开关组与所述下臂开关组进行所述零电压切换。

3.根据权利要求1所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述上臂开关组包含一第一寄生电容，所述下臂开关组包含一第二寄生电容，在所述上臂开关组与所述下臂开关组关闭时，所述分流电路导通，所述压电元件的一输入电容与所述第二寄生电容经由所述分流电路放电，同时所述第一寄生电容被充电。

4.根据权利要求3所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述分流电路包含串联的一分流电感、一双向开关及一分流电源，于所述分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振时，所述压电元件的所述输入交流电压递减为零电压，所述上臂开关组上的跨压递增至所述直流电压准位。

5.根据权利要求4所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述分流电感为所述分流电路中导线上的寄生电感或为所述分流电路的印刷电路板上的线径。

6.根据权利要求4所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述分流电源是提供一驱动电压予所述双向开关，且所述分流电源的直流电压值为所述输入直流电压的一半。

7.根据权利要求3所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述分流电路为二时，其为一第一分流电路及一第二分流电路，所述第一分流电路包含串联的一第一分流电感及一第一单向开关；所述第二分流电路连接所述第一分流电路，所述第二分流电路包含串联的一第二分流电感及一第二单向开关。

8.根据权利要求7所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述下臂开关组导通时，则所述第一分流电感、所述第二分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振，所述输入电容与所述第二寄生电容经由所述第二分流电感、所述第二二极管及所述第二单向开关放电，同时所述第一寄生电容被充电，此时所述压电元件的所述输入交流电压递减为零电压，所述上臂开关组上的跨压递增至所述直流电压准位；以及

所述上臂开关组导通时，则所述第一分流电感、所述第二分流电感与所述第一寄生电容、所述第二寄生电容、所述输入电容开始谐振，所述输入电容与所述第二寄生电容经由所述第一分流电感、所述第一二极管及所述第一单向开关充电，同时所述第一寄生电容被放电，此时所述压电元件的所述输入交流电压递增至所述直流电压准位，所述上臂开关组上的跨压递减为零电压。

9.根据权利要求1所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述压电元件为一压电变压器或一压电谐振器。

10.根据权利要求1所述的具有零电压切换的压电驱动电路，其特征在于，所述上臂开关组并联一第一电容，所述压电元件并联一第二电容，且所述第一电容与所述分流电路之间串联一分流电容，所述第二电容用以改变所述分流电路中的分流电流值以及所述第一电容与所述分流电路的谐振频率。

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