CN103095087A - 旋转电机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种旋转电机(10)，包括具有面对转子(12)的多个齿部(15)的定子(11)，以及提供绕齿部缠绕线圈所用的空间的多个槽(18)。转子具有嵌入其中并且以“V”形结构设置的永磁体对(16)，从而使得磁性力作用在齿部上，从而所述定子中的转子被磁阻转矩和磁体转矩驱动转动。永磁体的位置设置为当包括转子中的通量屏障并且对应于定子中的六个槽的一对永磁体形成磁极时，开度角比δ，即相对于转子轴线的磁体开度角θ₃与有效磁极开度角θ₁的比值，落入能够有效地使转矩脉动最小化的范围0.762≤δ≤0.816内。

Description

旋转电机

技术领域

本发明涉及旋转电机，更特别地涉及能作为提供高质量驱动的电动机的永磁式电机。

背景技术

在使用旋转电机的不同类型的设备中，要求旋转电机具有不同的特性。例如，当电机在具有内燃机的混合动力车(HEV)中用作牵引电动机或者在电动车(EV)中用作驱动源时，要求电机在较宽的范围上作为可变速电动机，并且在低转速运行时作为高转矩电动机。

提出一种具有这样的特性的电机，其通过采用内置式永磁(IPM)结构来构造，其中多对永磁体以每对磁体以朝转子外周开口的“V”形结构来设置的方式嵌入转子中，因为使用能够有效地利用磁阻转矩连同磁性转矩的结构是有利的，参见例如专利文献1、2和3。

现有技术文件

专利文献

专利文献1：日本特开平2006-254629(P2006-254629 A)

专利文献2：日本特开平2008-104323(P2008-104323 A)

专利文献3：日本特开平2004-282889(P2004-282889 A)

发明内容

采用IPM结构使得电机能够有效地利用磁阻转矩，因为q轴磁路是由嵌入转子中的以“V”形结构设置的的每对永磁体保持的。这提高了磁阻转矩相对于磁性转矩所占的比例以及凸极比(Ld/Lq)，即d轴感应系数与q轴感应系数之比，导致较高阶的空间谐波覆盖通量波形的趋势增大。直轴或d轴与磁极产生的通量方向对齐，并作为以“V”形设置的每对永磁体之间的中心轴，而正交轴或q轴在电力和磁力上与d轴成90电角度，并作为相邻磁极(即相邻的永磁体对)之间的中心轴。

这导致这种旋转电机中存在较高的转矩脉动，即一转中最大转矩与最小转矩之差。高转矩脉动导致电机振荡和电磁噪声增大。特别是，因为与内燃机驱动装置产生的噪声相比，较高频的电磁噪声会给用电机作为电驱动装置的车辆内的乘客带来不愉快的声音，因此希望尽可能地减小电磁噪声。

另一方面，振荡变小导致电机的性能效率降低，但是要求高效的性能以通过较少的耗电有效地产生所需的驱动力。

需要降低的不仅是转矩脉动，还包括总谐波失真(THD)，因为降低叠加在线电压上的较高谐波以保持低输入功率能够实现电机的高效运转。

以上列出的专利文献1，2和3描述了旋转电机结构中用于提高能效的各种情况，但是所述的各种情况不能提供较低的转矩脉动从而降低振荡和噪声，因为没有对随后描述的磁开度角以及磁极开度角和磁开度角之比对降低振荡和噪声的影响给予关注。

因此，本发明的目的是提供一种旋转电机，该电机不仅通过降低转矩脉动，还通过降低线电压和总谐波失真THD，来减小振荡和噪声，从而提供高品质和有效的运转。

根据本发明的第一方面，提供一种旋转电机，包括转子和定子，所述转子的转子轴位于转子轴线上，所述定子可转动地容纳所述转子，

其中所述定子包括多个齿部和多个槽，所述多个齿部朝所述转子的外周表面延伸并且终止于面对所述转子的所述外周表面的内周表面，每个槽位于相邻的两个齿部之间，提供绕所述齿部缠绕用于输入驱动电力的线圈所用的空间，

其中所述转子具有嵌入其中的多个永磁体，从而使得磁力作用在齿部的与所述永磁体相对的表面，还具有形成为用于限制转子内部沿永磁体侧方的泄漏通量的多个通量屏障，

其中在电流通过所述线圈时由通过所述齿部、所述齿部的后表面侧和所述转子的磁通量所产生的磁阻转矩以及与所述永磁体的干扰所产生的吸引和排斥形式的磁体转矩的作用下，所述定子中的所述转子被驱动转动，

其中所述永磁体的位置设置为当所述转子中的所述多个永磁体中的一组永磁体和所述多个通量屏障中的一组通量屏障对应于所述定子中的所述多个槽中的一组槽并且形成磁极时，每组永磁体的磁体开度角和包括通量屏障外边缘的磁极的有效磁极开度角之比落入有效地使转矩脉动最小化的范围内。

根据本发明的第二方面，提供一种旋转电机，其特征是除了上述第一方面指出的特征之外，通过嵌入所述一组永磁体来形成所述转子中的一个磁极，使得永磁体对以朝所述转子的外周表面开口的“V”形结构设置，所述一组槽为六个，所述一个磁极设置为使得所述磁体开度角除以有效磁极开度角得到的开度角比δ落入0.762≤δ≤0.816的范围内。

因此，根据上述本发明的第一方面，旋转电机能够在转子中面对定子的齿部设置和嵌入一组永磁体，使得每组永磁体的磁体开度角和包括通量屏障外边缘的磁极的有效磁极开度角的比落入有效地使转矩脉动最小化的范围内。这能使电机在转子的旋转过程中减小转矩脉动(即一转中最大转矩与最小转矩之差)，实现具有较小振荡和噪声的高质量运转，同时实现具有较小损耗的高效运转。

根据上述的本发明的第二方面，当针对以“V”形结构设置的永磁体对的一个磁极对应于一组六个槽时，开度角比δ落入0.762≤δ≤0.816的范围内。这使得旋转电机能够减小转矩脉动，以及实现具有较小振荡、噪声和较小损耗的高质量运行。

优选地，所述有效磁极开度角处在能有效减小叠加在通过所述齿部之一的磁通波形上的特定阶的谐波的角度范围内。例如，优选地，当永磁体对以V”形结构设置以及一个磁极对应于一组六个槽时，所述有效磁极开度角θ落入144°≤θ(电角度)≤154.3°的范围内以进一步降低转矩脉动。

附图说明

图1是显示根据本发明的旋转电机的一种实施方式的平面图，其显示了旋转电机的整体结构的外形。

图2是显示用于电机磁极中的有效磁极开度角的局部平面图。

图3是显示当电机转子没有磁极时由电机定子产生的磁通流图形(magnetic flux flow pattern)的平面图。

图4是表示磁通(基波)的拟合波形的图示。

图5是显示磁通拟合波形、有效磁极开度角和磁体开度角之间的关系的示意图。

图6A和6B是显示定子中产生的振荡或振动模式的示意图。

图7A和7B是显示定子中产生的与图6A和6B的振动模式不同的振荡或振动模式的示意图。

图8是描述以磁体开度角与磁极开度角的比值为参数的电磁场分析结果的图。

具体实施方式

参考附图，以下将具体解释本发明的实施方式。图1至图8显示了根据本发明的旋转电机的一种实施方式。

参考图1和2，旋转电机(电动机)10在例如混合动力车或者电动汽车中作为类似于内燃机的驱动源或者作为轮毂驱动单元时具有良好的性能，其包括以圆柱形结构形成的定子11和具有转动轴13的可转动地容纳在定子11中的转子12，其中转子12位于与定子11的轴线共轴的转动轴线上。

定子11和转子12之间存在气隙G，定子11包括贯穿内部圆形边缘朝转动轴线延伸的槽18，槽18限定了多个定子齿部15。定子齿部15沿径向方向朝转子轴线延伸，并且其端部面对转子12的外圆周表面12a并与外圆周表面12a之间形成气隙G。缠绕定子齿部15以提供三相分布绕组(未显示)从而形成线圈绕组，线圈绕组被配置为感生通量图形从而产生传递至转子12的转子转矩。

转子12是内置式永磁(IPM)转子，转子12中嵌入多组(在本例中为多对)永磁体16，每组磁体包括以朝转子外圆周表面12a开口的“V”形结构设置的永磁体对16。转子12形成有以朝外圆周表面12a开口的“V”形结构设置并且沿轴线延伸穿过转子12的多对孔17。每对孔17包括一对孔部分17a，每对永磁体16(其是片状磁体)容纳在一对孔部分17a中并且通过其角部16a保持固定，每个角部16a均插入相应的孔部分17a中并且与限定相应的孔部分17a的相邻的两个成一定角度的内壁保持面对面的关系。每个孔17包括两个空间部分17b，两个空间部分17b位于相应的片状磁体16的相对侧面上，并且沿永磁体16的宽度方向间隔开来以作为限制泄漏通量的通量屏障(flux barrier，以下称为通量屏障)。每对孔17设置有互连相关联的对中的永磁体16的中间桥部20，以便抵抗转子12高速旋转时的离心力从而将永磁体16保持在适当的位置上。

在该旋转电机10中，定子齿部15在角度上被间隔以提供容纳线圈绕组的空间，即槽18，从而六个定子齿部15与八组永磁体16中相应的一组配合，换言之，六(6)个槽18面对八组永磁体16中的一组。因此，旋转电机10被配置作为包括用于八(8)组永磁体16的八(8)个磁极(四对磁极)的8极48槽三相IPM电动机，其中每组永磁体16的N极和S极相对于相邻组的永磁体的N极和S极转动180机械角度，并且四十八(48)个槽18容纳通过单相分布绕组形成的线圈绕组，单相分布绕组使用六(6)个槽18限定五(5)个定子齿部15。在上述解释中，为了方便而使用所示的标注N和S，但是它们并不在组件的表面上。

该结构使得当槽18中的线圈绕组被激励时，旋转电机10驱动转子12和转子轴13，从而磁通流图形从定子齿部15经过外圆周表面12a向内进入转子12，因为除了每组永磁体16的磁极的通量流图形与磁通流图形之间的相互作用引起的吸引和排斥所产生的磁体转矩之外，转子转矩还由趋于使来自于定子11的磁通流图形的磁流路最小化的磁阻转矩产生。

如图3所示，旋转电机10具有由分布绕组形成的容纳于槽18中的线圈绕组，以提供通量流图形，该通量流图形包括分布的磁路，对于对应于多对永磁体16的磁极之一的多组定子齿部15中的每一组，该磁路从定子11进入转子12。每对永磁体16的V形孔17沿着磁路延伸，换言之，以不干扰该磁路形成的方式延伸。应指出，为了获得理想的输出转矩，诸如硅钢之类的磁钢叠片轴向叠置到适当的厚度，并且在定子11和转子12的制造过程中通过紧固螺钉利用挺杆孔19被紧固。

现在考虑采用IPM结构的旋转电机10，其中永磁体16嵌入转子12中，可以通过图4所示的方波形拟合定子11的定子齿部15的一个齿部中的磁通量的变化。该磁通基波和较低阶的空间谐波(5阶和7阶谐波)的叠加不仅是影响车辆乘客所感受到的振荡和噪声的因素，还是影响高转矩脉动(即一转中最大转矩和最小转矩之差)产生的热能形式的损耗所导致的铁损和电机运行效率降低的因素。抑制空间谐波可减小铁损从而提升相对于电能输入的电机运行效率，因为磁滞损耗是频率和磁通密度之积，且涡流损耗是频率的平方和磁通密度之积。转至图4，其中竖直轴代表磁通量，水平轴代表时间，所示方波形拟合一个电角度周期T(4L1+2L2)中定子齿部15的一个齿部中的磁通量的变化，在一个周期T中，在期间L1中没有磁通量通过齿部，在周期T的第一半的期间L2中，具有一定幅度的磁通量向前通过齿部，在周期T的第二半的期间L2中，具有一定幅度的磁通量反向通过齿部。

来自于电动机(旋转电机)的电磁噪声是由作用在定子上的电磁力引起的定子振荡产生的。当电磁力作用在定子上时，存在转子和定子之间的磁耦合所引起的径向电磁力和转矩所引起的角向电磁力。以线性磁回路拟合电机，考虑作用在每个定子齿部15上的径向电磁力，径向电磁力fr和磁能W可以在以下公式(1)和(2)中表达为：

$W=\frac{1}{2}{\mathrm{\φ}}^2{R}_g=\frac{1}{2}{(B\·S)}^2\·\frac{x}{\mathrm{\μS}}=\frac{1}{2\mathrm{\μ}}{B}^2\·x\·S\·\·\·\·\left(1\right)$

$\mathrm{fr}=\frac{\∂W}{\∂x}=\frac{1}{2\mathrm{\μ}}{B}^{2}S\frac{\∂}{\∂x}\left(x\right)=\frac{1}{2\mathrm{\μ}}{B}^{2}S\·\·\·\·\left(2\right)$

其中，φ是磁通量，W是磁能，fr是径向电磁力，R_g是感应系数，B是磁通密度，S是磁通量通过的面积，x是气隙G长度，ε是磁路中的磁导率。

考虑空间谐波，磁通密度B可以表达为如以下公式(3)所示，因此，基波和空间谐波的叠加是增大径向电磁力fr的因素，因为径向电磁力fr包括磁通密度B的平方。发明人用心考察和研究证实，减小空间谐波能降低转矩脉动，从而不仅减小电动机电磁噪声，而且提升电机运行效率。

$B=\underset{t=1}{\overset{t}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Bt}\sin t(\mathrm{\θ}+\mathrm{\δt})\·\·\·\·\left(3\right)$

发明人的用心考察和研究还已证实，IPM三相电动机的转矩脉动来自于θ电角度处的6f阶(其中f＝1,2,3，...:自然数)谐波分量，对于一个磁极一相，6f阶谐波分量来自于空间谐波和输入相电流源中包含的时间谐波的组合。

更确切地说，三相输出P(t)和转矩τ(t)可由以下公式(4)和(5)中的表达式给出。

P(t)=E_u(t)I_u(t)+E_v(t)I_v(t)+E_w(t)I_w(t)＝ω_m·τ(t)……(4)

τ(t)＝[E_u(t)I_u(t)+E_v(t)I_v(t)+E_w(t)I_w(t)]/ω_m  ……(5)

其中ω_m是角速度；E_u(t),E_v(t)和E_w(t)分别是U相、V相和W相感应电压；以及I_u(t),I_v(t)和I_w(t)分别是U相、V相和W相电流。

三相转矩是U相、V相和W相转矩之和。假定m是电流中的谐波分量的阶数，n是电压中的谐波分量的阶数，U相感应电压E_u(t)可以写为以下公式(6)，U相电流I_u(t)可以写为以下公式(7)，U相转矩τ_u(t)可以由以下公式(8)中所示的表达式给出。

$E_u\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{E}_n\sin n\·(\mathrm{\θ}+{\mathrm{\α}}_n)\·\·\·\·\left(6\right)$

$I_u\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_m\sin ,m(\mathrm{\θ}+{\mathrm{\β}}_m)\·\·\·\·\left(7\right)$

$\begin{array}{c}{\mathrm{\τ}}_u\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m}\left[\underset{n=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_m{I}_m\right\{-\frac{1}{2}(\cos ((n+m)\mathrm{\θ}+n{\mathrm{\α}}_n+m{\mathrm{\β}}_m)\\ -\cos ((n-m)\mathrm{\θ}+n{\mathrm{\α}}_n-m{\mathrm{\β}}_m)\left\}\right]\end{array}\·\·\·\·\left(8\right)$

公知的是相电压E(t)和相电流I(t)是对称波，因此n和m仅仅是奇数。还已知用于V相转矩的V相感应电压E_v(t)和电流I_v(t)以及用于W相转矩的W相感应电压E_W(t)和电流I_W(t)分别从用于U相转矩的U相感应电压E_U(t)和电流I_U(t)偏移+2π/3弧度和-2π/3弧度。可见，在三项转矩的表达式中，仅留下系数为6的项，所有其他项都互相消去了，因此三相转矩τ(t)可写为以下公式(9)。

$\mathrm{\τ}\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_m}\left[\underset{n=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{E}_m{I}_m\right\{-\frac{1}{2}\{3\cos (6\mathrm{f\θ}+s)-3\cos (6\mathrm{f\θ}+t)\}\left\}\right]$

$\·\·\·\·\left(9\right)$

其中6f=n±m(f是自然数)，s=nα_n+mβ_m，t=nα_n-mβ。

以上公式清楚地表明，当通量(感应电压)中包含的空间谐波的阶n数和相供给电流中包含的时间谐波的阶数m被组合而得到数6f时，在三相交流电动机中产生6f阶转矩脉动，其原因是，已知感应电压是磁通量的时间导数，因此每相的感应电压中包含的谐波与相同相的一个磁极通量一相中包含的谐波的阶数相同。

现在，在基波和n=5,7,11,13阶空间谐波按照正弦拟合方法与例如相电流中包含的仅m=1阶的时间谐波叠加的情况下，在三相电动机中产生转矩脉动，因为当用于一个磁极一相的磁通波形中的空间谐波的阶数m和相同相的相电流中的时间谐波的阶数n组合以满足条件n±m=6f(f是自然数)时，产生转矩脉动。

对于三相IMP电动机，例如每个磁极具有六(6)个槽18，且十二(12)个槽18对应于每对磁极的旋转电机10，在电角度的一个周期中，位于在圆周上间隔的十二(12)个位置处的所有槽18中的一些槽中的磁阻变高，导致基波通量波形和十一(11)阶以及十三(13)阶空间谐波(n=11,13)叠加。可以通过相对于转子轴线以一定的倾斜角旋转永磁体16来轻易地减小这些十一(11)阶以及十三(13)阶空间谐波(n=11,13)引起的转矩脉动分量，也叫“槽谐波”，其中所述的倾斜角是根据磁体16的轴线位置确定的。

但是，难以减小五(5)阶和七(7)阶空间谐波(n=5,7)所产生的转矩脉动分量，即6阶谐波，因为6f=6，其原因是如图4所示，定子齿部15之一处的磁场磁通链(flux linkage)所产生的通量波形拟合为方波形，从而容易使5阶和7阶谐波叠加于基波通量波形。

当三相IPM结构的定子齿部15之一的通量波形被拟合为方波时，可以通过以下公式(10)中的表达式给出傅立叶变换方程f(t)，以及可以通过以下公式(11)中的表达式给出图4中显示的通量波形F(t)。该通量波形F(t)可以写作以下公式(12)，公式(12)是包括不高于7阶谐波的空间谐波的拟合公式，通过整理利用加法到乘法三角公式展开之后所得到的项，该公式(12)可以相应地被转换为以下公式(13)。该公式(13)清楚地表明为了减小5阶和7阶谐波需要满足以下条件1或2。

条件1:cos5ω·L1=0

条件2:cos7ω·L1=0

$f\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left\{(2k-1)\mathrm{\ωt}\right\}}{2k-1}\·\·\·\·\left(10\right)$

$F\left(t\right)=\frac{1}{2}[f(t-\mathrm{\α})+f(t+\mathrm{\α})]$

$=\frac{1}{2}[\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left\{(2k-1)\mathrm{\ω}(t-\mathrm{\α})\right\}}{2k-1}+\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left\{(2k-1)\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\α})\right\}}{2k-1}]$

$\·\·\·\·\left(11\right)$

$F\left(t\right)=\frac{1}{2}\left[\frac{4}{\mathrm{\π}}\right\{\sin \mathrm{\ω}(t-\mathrm{\α})+\frac{1}{3}\sin 3\mathrm{\ω}(t-\mathrm{\α})+\frac{1}{5}\sin 5\mathrm{\ω}(t-\mathrm{\α})+\frac{1}{7}\sin 7\mathrm{\ω}(t-\mathrm{\α})\}$

$+\frac{4}{\mathrm{\π}}\{\sin \mathrm{\ω}(t+\mathrm{\α})+\frac{1}{3}\sin 3\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\α})+\frac{1}{5}\sin 5\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\α})+\frac{1}{7}\sin 7\mathrm{\ω}(t+\mathrm{\α})\}]$

$\·\·\·\·\left(12\right)$

$\begin{array}{c}F\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}[\sin \mathrm{\ωt}\·\cos \mathrm{\ω\α}+\frac{1}{3}\sin 3\mathrm{\ωt}\·\cos \mathrm{\ω\α}\\ +\frac{1}{5}\sin 5\mathrm{\ωt}\·\cos 5\mathrm{\ω\α}+\frac{1}{7}\sin 7\mathrm{\ωt}\·\cos 7\mathrm{\ω\α}]\end{array}$

$\·\·\·\·\left(13\right)$

参考图4中显示的通量波形，其形态可表示为以下公式(14)。将该公式代入由条件1得出的关系式(即5ω·L1=±π/2)，给出以下公式(15)的表达式，其被称为“修改的条件1”。根据L1,L2>0的事实改写该表达式可以给出以下条件1A中的表达式。注意到当满足条件1A时，可以通过将5阶空间谐波减小到零来减小转矩脉动。

角频率(角速度)ω=2π/T=2π/(4L1+2L2)...(14)

修改的条件1:5ω·L1=5·2πL1/(4L1+2L2)=±π/2...(15)

条件1A:L1=L2/8

类似地，修改的条件2可以写为以下公式(16)。根据L1,L2>0的事实改写该表达式可以给出以下条件2A中的表达式。注意到当满足条件2A时，可以通过将7阶空间谐波减小到零来减小转矩脉动。

修改的条件2:7ω·L1=7·2πL1/(4L1+2L2)=±π/2...(16)

条件2A:L1=L2/12

对于8极48槽的旋转电机10，利用约束电机10的以下关系式，在以下公式(17)中表达转子12的圆周速度V，公式(17)可以改写为以下公式(18)，其中r是转子12的半径。

45机械角度=T/2电角度周期

V(m/sec)=2πr·(45°/360°)/(T/2)

=2ππr·(45°/360°)/[(4L1+2L2)/2]

=r(m)·ω(rad/sec)...(17)

2L1+L2=π/4ω...(18)

在上述公式(18)中代入条件1A和条件2A给出以下条件。

5阶空间谐波=0→(L2,L1)=(π/5ω,π/40ω)

7阶空间谐波=0→(L2,L1)=(3π/14ω,π/56ω)

这样通过设置满足以下不等式(19)的链式表达式的布局，增大了减小旋转电机10中的5阶和7阶空间谐波以限制转矩脉动的增大的可能性。

π/5ω≤L2≤3π/14ω(sec)...(19)

这里，不等式(19)的链式表达式中的项L2表示转子12的面对定子齿部15的侧面上的面积，该侧面为具有图4显示的通量波形的磁通提供了磁路，因此L2可以被解释为气隙G中的弧，该弧互连从转子轴线(顶点)分叉并且穿过给定永磁体对16的两侧的通量屏障17b的两条线，这两条线形成被称为“有效磁极开度角θ1”的扩张角θ1。

参考图4所示的通量波形，由于θ=ωt成立，因此有效磁极开度角θ1可写为θ1=ωL2，从而不等式(19)的链式表达式可以写为以下不同的表达式。例如，在旋转电机10配置为8极48槽的情况下(六(6)个槽依次对应或者面对八(8)个磁极的配置)，由于四对、八(8)个磁极中的每一对经历一个周期，转子12的360机械角度的一个周期对应于电角度的四个周期。上述不同的表达式是：

π/5(弧度)≤θ1(机械角度)≤3π/14(弧度),以及

36(角度)≤θ1(机械角度)≤270/7(角度).

因为θ1(机械角度)＝(8极/2极)·θ1(电角度),

144(角度)≤θ1(电角度)≤154.3(角度).

如图5所示，这导致对于旋转电机10中的每个磁极而言，永磁体16被布置为其通量屏障17b位于由从转子轴线(顶点)分叉的两条线所界定的区域的一个边缘以及相对的边缘，这两条线形成落入如下式(20)和(21)表述的范围内的有效磁极开度角θ1：

36°≤θ1(机械角度)≤38.6°...(20)

144°≤θ1(电角度)≤154.3°....(21)

在IPM结构中，嵌入转子12中的每对磁体16以“V”形结构设置，d轴表示磁极产生的磁通方向，即每对永磁体16之间的中心轴以“V”形设置，而g轴表示在电力和磁力上与d轴成90电角度的轴线，并作为相邻磁极的永磁体16之间的中心轴。在这种情况下，转子12中的每个磁极的有效磁极开度角θ1对应于期间L2，从图4所示的用于拟合磁通波形的波形可以容易地看出，通过定子齿部15的磁通量在期间L2中持续。如图5所示，磁通波形的期间L2位于形成角θ2的每对q轴之间的中点处，从而d轴通过期间L2的中点。图2显示的角θ2是由每对q轴形成且为45°机械角度的角，并且是电角度对应于磁通波形的半个周期的角。

相应地，有效磁极开度角θ1不仅覆盖每对永磁体16，还覆盖转子12中的其通量屏障17b，而且有效磁极开度角θ1落入能够通过抑制相电压中的5阶和7阶(n=5,7)空间谐波来有效减小转矩脉动的144°≤θ1(电角度)≤154.3°的范围内，其中每个空间谐波与相电流中m=1阶的时间谐波配合以满足特定的6f阶(n=5,7)，通过这种方式，旋转电机10能够以具有减小的转矩脉动、振荡和噪声的高质量转动驱动其转子轴13。此外，能够以具有减小损耗的高效转动来驱动转子轴13，因为减小的转矩脉动降低了振荡，从而不仅抑制热损耗，还抑制磁滞损耗和铁损。

为了研究旋转电机10所采用的作为其基本结构的三相IPM电动机，进行了定子11(定子铁芯)的振动分析。分析表明旋转八边形的振动模式形状(模式数k=8)是由2阶、4阶、8阶、10阶径向电磁力fr生成的，见公式(2)，2阶、4阶、8阶、10阶径向电磁力fr是由于基波(t=1)、3阶空间分量(t=3)、5阶空间分量(t=5)的叠加产生的，如上述公式(3)所述，具有周期性膨胀和收缩的理想圆的振动模式形状(模式数k=0)是由6阶、12阶径向电磁力fr生成的。例如，在图6A和图6B中的两个不同时刻T1和T2处显示的2阶谐波(或者2阶径向电磁力fr)产生的振动模式中，被定子11的振动改变的八边形旋转，在图7A和图7B中的两个不同时刻T1和T2的状态处显示的6阶谐波(或者6阶径向电磁力fr)产生的震荡模式中，定子11循环膨胀和收缩。此外，在未显示的由10阶径向电磁力fr产生的振动模式中，椭圆形的振动模式形状与八边形的振动模式形状(模式数k=8)组合。

在8极48槽电动机形式的旋转电机10中，磁通密度按照以下方式分布：使得八(8)个磁通量针对经过360机械角度的一转在角度方向上依次排列，八(8)个径向电磁力fr在角度方向上依次排列，从而八个在角度方向排列的径向电磁力fr感应出具有模式数k=8的振动模式。此外，在6阶、12阶径向电磁力fr产生的振动模式中，定子11被电磁力合成向量振动，该电磁力合成向量是转矩脉动引起的电磁力向量和与定子11的磁耦合引起的电磁力径向向量之和。因此，在振动模式k=0中，由伴随着转矩脉动的6f阶径向电磁力产生的膨胀和收缩交替出现，在本例中即6阶和12阶径向电磁力，定子11的周围空气传播由膨胀和收缩引起的振动，导致与其他阶相比增大了旋转电机10的电动机电磁噪声的程度。对于除了上述的6f阶以外的其他阶而言，不出现转矩脉动，也不出现可能产生问题的振动和噪声。

因此可以清楚地看出，在旋转电机10中，抑制被认为制造问题的磁通波形中的6阶谐波(m=1，n=5,7)能够减小转矩脉动和颤动，从而不仅抑制旋转电机安装于汽车中的状态下的异常振动(称为“颤动”)，还抑制电磁噪声。通过例如在嵌入永磁体16时设定倾斜角可以减小具有组合起来会构成产生振动模式k=0的6f阶谐波的阶数的那些谐波，例如12阶谐波。

此外，在旋转电机10中，除了将每个磁极约束至上述磁极开度角θ1中之外，每对永磁体16和“V”形孔17设置于转子12内，从而使磁体开度角θ3和有效磁极开度角θ1之比(θ3/θ1=开度角比δ)满足使转矩脉动最小化或减小至最小范围内所需的条件，其中θ3由从转子轴线上的顶点分叉、在与转子12的外表面12a相邻的点处穿过永磁体16的外边缘角部16b的两条线形成。

为了对比的方便，图8显示了描述在街道上驾驶小汽车时所需转矩的通常应用范围内的转矩、转矩脉动和线电压总谐波失真(THD)的图，这些数据是通过采用有限元方法，在一个磁极的电磁极开度角θ1固定如下式的条件下，针对变化的磁体开度角θ3给出的开度角比δ的不同值进行电磁场分析得到的：

θ1(机械角)=270/7度(38.6度)

在转矩的通常应用范围内，从图8中看出，当：

磁体开度角θ3=29.4°(机械角)=117.6°(电角度)时

不仅转矩脉动而且线电压总谐波失真THD都降低了。

通过在转子12中以下述的不等式(22)的链式表达式所示的方式设置V形孔17(包括通量屏障17b)和永磁体，不仅引起了转矩脉动的减小，而且引起了线电压总谐波失真THD的减小。更进一步地，在随后的表述中，以机械角给出了这种布局方式(即比值θ3/θ1)从而使转矩脉动和线电压总谐波失真THD落入最小范围内，但也可以用电角度表述，因为开度角比δ是比值。

(29.4°/36°)≤θ3/θ1(机械角)≤(29.4°/38.6°)

0.762(76.2%)≤δ≤0.816(81.6％)...(22)

根据本实施方式，有效磁极开度角θ1不仅覆盖每组或每对永磁体16，而且覆盖转子12中的面对定子11的定子齿部15的其通量屏障17b，有效磁极开度角θ1在144°≤θ1(电角度)≤154.3°的范围内，该范围被认为对于抑制造成转矩脉动的空间谐波是有效的，这些空间谐波的每一个的阶数与时间基谐波的阶数结合时，获得特定的6阶。另外，开度角比δ，即每对永磁体16的磁体开度角θ3与有效磁极开度角θ1的比值，落入范围0.762≤δ≤0.816内，该范围被认为对于使转矩脉动和线电压总谐波失真THD最小化是有效的。这实现了具有较小振荡和噪声的高质量运转以及具有较小损耗的高效运转。

在本实施方式中，一对线从转子轴线上的顶点分叉、穿过每对永磁体16的外边缘角部16b，构成磁极的磁体开度角θ3，并且该磁体开度角θ3与磁极开度角θ1的比值给出了开度角比δ，但得到开度角比δ的过程只是一个例子而并不限于此。例如，开度角比δ也可以通过采用有限元方法从转子外表面12a向转子12内部到角部16b一侧或中点作为磁体开度角θ3进行电磁场分析得到，其中，每个中点位于每个永磁体16之一的角部16a和16b之间。

在本实施例的描述过程中以8极48槽电动机形式的旋转电机为例，但是本发明不限于这种结构。通过仅采用在有效磁极开度角θ1范围内的电角度θ1，本发明可以应用于每个磁极包括六(6)个槽的电动机中，例如6极36槽、4极24槽、10极60槽电动机。

显示和描述的实施例不用于限制本发明的范围。应理解本发明所指的能够获得等同效果的所有变化例都在本发明的范围内。应理解在不背离权利要求及其法律等同范围所限定的本发明的范围的情况下，可以对元件的功能和设置进行各种改变。

产业上的可利用性

应理解，虽然已经描述了本发明的一种实施方式，但是其仅是一个示例，不用于限制本发明的范围。应理解，在不背离本发明的实质的情况下存在大量变化例。

相关申请

本发明要求2011年10月27日提交的日本专利申请第2011-235984号的优先权，其全部内容通过引用而包含于此。

附图标记翻译

10旋转电机

11定子

12转子

13转子轴

15定子齿部

16永磁体

16a角部

17以“V”形设置的孔

17b通量屏障

18槽

20中心桥部

θ1有效磁极开度角

θ3磁体开度角

Claims (2)

1.一种旋转电机，包括转子和定子，所述转子的转子轴位于转子轴线上，所述定子可转动地容纳所述转子，

其中所述定子包括多个齿部和多个槽，所述多个齿部朝所述转子的外周表面延伸并且终止于面对所述转子的所述外周表面的内周表面，每个槽位于相邻的两个齿部之间，提供绕所述齿部缠绕用于输入驱动电力的线圈所用的空间，

其中所述转子具有嵌入其中的多个永磁体，从而使得磁力作用在齿部的与所述永磁体相对的表面，所述转子还具有形成为用于限制转子内部沿永磁体侧方的泄漏通量的多个通量屏障，

其中在电流通过所述线圈时由通过所述齿部、所述齿部的后表面侧和所述转子的磁通量所产生的磁阻转矩以及与所述永磁体的干扰所产生的吸引和排斥形式的磁体转矩的作用下，所述定子中的所述转子被驱动转动，

其中所述永磁体的位置设置为当所述转子中的所述多个永磁体中的一组永磁体和所述多个通量屏障中的一组通量屏障对应于所述定子中的所述多个槽中的一组槽并且形成磁极时，每组永磁体的磁体开度角和包括通量屏障外边缘的磁极的有效磁极开度角之比落入有效地使转矩脉动最小化的范围内。

2.根据权利要求1所述的旋转电机，其特征在于，通过使得永磁体对以朝所述转子的外周表面开口的“V”形设置的方式嵌入所述一组永磁体来形成所述转子中的一个磁极，所述一组槽为六个，所述一个磁极设置为使得所述磁体开度角除以有效磁极开度角得到的开度角比δ落入0.762≤δ≤0.816的范围内。

Images