CN103081322A - 电源集成电路设备以及电源切断检测方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种电源集成电路设备，该电源集成电路设备防止在连接到AC电源的输入滤波器时发生固定功耗。为了检测AC输入已关闭，二极管（D11、D12）连接到AC线（1），由此检测全波整流波形。比较器（8）用于比较检测到的全波整流波形的电压与基准电压（V_ref）。来自比较器（8）的输出信号被输入到其时序持续时间与AC电源的电源频率长的计时器电路（10）的重置端子。来自计时器电路（10）的输出信号用于导通放电电路的开关元件（Q6）。

Description

电源集成电路设备以及电源切断检测方法

技术领域

本发明涉及经由具有电容器的输入电路连接到交流电源的电源集成电路设备以及电源切断检测方法，具体地涉及在切断交流电源时执行对电容器的放电的电源集成电路设备和电源切断检测方法。

背景技术

迄今为止，电源集成电路设备被用作公共开关电源以开关全波整流交流输入电压、生成预定直流电压并将其供应到外部负载。出于噪声去除的目的，包括电容器的电路通常用作在开关电源中使用的输入滤波器。为了安全地设置在这种类型的噪声滤波电容器中累积的残余电荷，采用已知配置以使放电电阻器与电容器并联连接，并且当插头与AC线断开时，电容器的残余电荷经由电阻器放电。通过该方法，由于放电电阻器恒定地连接到交流输入电源，因此在放电电阻器中发生功率损耗且开关电源的功耗增加，从而导致功率转换效率降低。

图10是示出已知开关电源的配置的电路图。

整流电路103经由滤波电路102连接到商用电源的AC线101。滤波电路102由电容器Cx1和Cx2以及电感器LF构成。使AC线101的相对极短路的放电电阻器Rx设置在滤波电路102的输入侧。

在此，开关电源由连接到整流电路103的输出侧的电容器104和变压器105、串联连接到变压器105的初级绕组105P的开关元件106、以及连接到变压器105的次级绕组105S的由二极管D和平滑电容器C构成的整流平滑电路107构成。此外，开关元件106的导通/截止由未示出的PWM控制电路控制，由此将预定直流电压供应到连接在直流端子108a和108b之间的负载（未示出）。

以此方式，开关电源被配置成滤波电路102一般用作输入部，由此防止将噪声发射到AC线101。然而，虽然开关电源与AC线101断开，但是电荷保留在滤波电路102的电容器Cx1和Cx2中，并且存在来自电荷电压的电击的危险。因此，采用将放电电阻器Rx插在AC线101的相对极之间的配置，由此在开关电源与AC线101断开时使电容器Cx1和Cx2放电。

问题在于，由于放电电阻器Rx恒定地连接到AC线101，因此功率转换效率降低。

在专利文献1中公开了空调系统的电子控制设备的发明。图11是示出构成专利文献1所公开的已知开关电源的电子控制设备的电路图。

图11的开关电源包括：从插头201供应的交流输入电源的相对极之间的放电电阻器202；其电阻低于放电电阻器202的电阻器元件204，该电阻器元件204串联连接到检测供应交流电源的断电检测元件203且与这些元件202和203并联连接；以及由控制器205导通/截止的开关206，该控制器205通过从断电检测元件203接收检测信号来操作。

在专利文献1的电子控制设备207中，电阻值小于放电电阻器202的电阻器元件204和开关206串联连接，检测到插头201已断开，并且开关206导通。为此，电阻器元件204只在插头201与AC线断开时连接，这意味着有可能更快速地降低相对交流极之间的残余电压。插头201经由连接器208将交流电源供应到电子控制设备207，并且通过噪声滤波器209和电容器210以及整流元件211和电容器212供应交流电源作为控制器205的电源。

在此，当插头201连接到AC线时，由于放电电阻器204与该电路断开，因此不发生损耗。由于放电电阻器204在插头201断开时连接，因此使电容器210放电。

专利文献1的开关电源的问题在于，由于使用了开关206，因此整个结构变大。同样，特别重要的问题包括没有细节，因为未公开检测插头201已从AC线断开的方法。

接着，专利文献2示出另一开关电源的发明。图12是示出专利文献2所公开的已知开关电源的配置示例的电路图。

在此，配置成其中输入交流电压由整流电路301进行整流的直流电压由主开关元件Q开关、并且控制装置302根据从变压器N的次级侧反馈的输出电压信息来控制开关，由此将输出电压稳定在期望值的开关电源表征为包括：插入整流电路301的输入侧的多个串联电阻器R11和R12；以及将来自串联电阻器R11和R12的连接点的起动电流供应到控制装置302的电阻器R2。

在开关电源中，已单独地设置的放电电阻器和控制电路起动电阻器也用作起动电阻器R2、R11和R12。为此，通过专利文献2的开关电源，有可能降低分别发生的损耗。

然而，通过图12的开关电源，有可能降低分别发生的损耗，但是不可能完全地消除功耗。

接着，专利文献3示出配置成使滤波电路电容器放电的直流电源的发明。图13是示出专利文献3所公开的已知开关电源的配置示例的电路图。

直流电源包括构成连接到交流电源的两极的低通滤波器的跨线（across-the-line）电容器Cy5。

直流电源包括：连接到交流电源的相应极的第一电容器Cy1和Cy2；其阳极连接到第一电容器Cy1和Cy2的另一端的第一二极管Dy3和Dy5；以及其阴极分别连接到第一二极管Dy3和Dy5的阳极的第二二极管Dy2和Dy4，交流电源的每一极对应于一个第一电容器、一个第一二极管、以及一个第二二极管。

同样，除了包括其中交流电源的每一极用作输入侧的交流电压整流桥式二极管401以外，直流电源具有其一端连接到两个第一二极管Dy3和Dy5的两个阴极且另一端连接到两个第二二极管Dy2和Dy4的阳极以及交流电压整流桥式二极管401的负极的第二电容器Cy3。直流电源还包括：并联连接到第二电容器Cy3的两端的第一电阻器Ry1；第二电容器Cy3和第一电阻器Ry1两端的电压输入到其栅极的第一晶体管Q3；以及第一晶体管Q3的漏极电压输入到其栅极的第二晶体管Q4。直流电源还包括：用作输入电压检测器的比较器402；以及用作检测器的光耦合器403，该光耦合器403发射指示直流电源驱动的外部设备正在操作的信号。

此外，在连接有交流电源的情形中，第一晶体管Q3导通而级联连接到第一晶体管Q3的第二晶体管Q4截止，从而导致没有电流流向第二晶体管Q4的漏极侧电阻器Ry4或源极侧电阻器Ry3。同样，当交流电源处于断开状态时，第一晶体管Q3实质上立即截止而第二晶体管Q4导通，由此使跨线电容器Cy5的充电电压在预定时间段内通过第二晶体管Q4的漏极侧电阻器Ry3和源极侧电阻器Ry4放电。

当供应有AC输入时，在从第一电容器Cy1通过第一二极管Dy3到第二电容器Cy3、或者从第一电容器Cy2通过第一二极管Dy5到第二电容器Cy3的路径中对第二电容器Cy3进行恒定地充电。为此，第一晶体管Q3的栅极电压变为H（高，即齐纳二极管Dy6的齐纳电压），并且第一晶体管Q3维持在导通状态中。此时，第二晶体管Q4的栅极电压变为L（低），并且第二晶体管Q4截止。

接着，当AC输入的供应停止时，不对第二电容器Cy3进行充电，第一晶体管Q3的栅极电压降低，并且第一晶体管Q3截止。然后，第二晶体管Q4的栅极通过第二电阻器Ry2上拉，并且第二晶体管Q4导通。由于连接到第二晶体管Q4的第四电阻器Ry4被设为低电阻，因此使跨线电容器Cy5在短时间内放电。

引用列表

专利文献

专利文献1：JP-A-2006-246666（段落[0012]，图1和2）

专利文献2：美国专利No.6,703,793（图1），对应的日本专利：JP-A-2003-52176

专利文献3：JP-A-2006-204028（段落[0015]至[0041]，图1）

发明内容

技术问题

专利文献1的空调系统的电子控制设备的结构通过使用开关206而变大，因为可构想实际上需要继电器电路作为开关206。同样，专利文献1没有细节，因为它未公开检测AC插头201已断开的方法。

通过专利文献2的开关电源，有可能通过电阻器的倍增使用来降低稳定损耗，但是不可能完全地消除功耗。

通过专利文献3的直流电源，考虑其中第二电容器Cy3的电荷通过电阻器Ry1恒定地放电、并且其乘积（Cy3·Ry1）所定义的放电时间常数无法变得非常大的情形。因此，问题在于，在此也发生电流消耗。同样，大面积对于在集成电路中设置电容元件而言是必要的，但是当图13所示的放电电路设置在集成电路中时，存在多达三个的电容器Cy1、Cy2和Cy3对放电电路而言是必要的问题。

已考虑了这些种类问题而构想的本发明的目的在于，提供其中在使输入电路电容器放电时不发生稳定功耗的电源集成电路设备。同样，本发明的目的在于，提供配置成检测插头已与AC线断开且使电容器中剩余的累积电荷放电的电源切断检测方法。

问题的解决方案

在本发明中，为了解决上述问题，提供了经由具有电容器的输入电路连接到交流电源的如下电源集成电路设备。

电源集成电路设备表征为包括：在切断交流电源时使电容器中剩余的累积电荷放电的放电电路；通过将与电容器的端子电压成比例或者根据电容器的端子电压的增减而增减的信号与基准信号电平进行比较来生成重置信号的电平比较装置；以及连接到电平比较装置的计时装置，该计时装置的计时操作由重置信号重置，其中放电电路配置成在计时装置检测为已经过了一预定的计时周期时使累积电荷放电。

同样，在本发明中，为了解决上述问题，提供了一种使构成连接到交流电源的输入电路的电容器中剩余的累积电荷适当地放电的电源切断检测方法。

电源切断检测方法表征为包括：通过将与电容器的端子电压成比例或者根据电容器的端子电压的增减而增减的信号与基准信号电平进行比较来生成重置信号；将预定的计时周期设置成比交流电源的周期长，由此执行计时操作；以及在计时操作由重置信号重置且计时操作检测为已经过了预定的计时周期时，使累积电荷放电。

本发明的有益效果

根据本发明，当输入电路未与交流电源断开时，放电电路不恒定地连接，这意味着有可能降低由放电电阻器引起的功耗。

同样，根据电源集成电路设备的电源切断检测方法，有可能通过检测插头已与AC线断开以使电容器中剩余的累积电荷可靠地放电。

通过与示出作为本发明示例的优选实施例的附图相关的以下描述，本发明的上述以及其他目的、特征、以及优点将得以阐明。

附图说明

图1是示出第一实施例的开关电源的配置的示图。

图2是用于示出图1的开关电源的操作的波形图。

图3是示出图1的计时电路的具体示例的电路图。

图4是示出第一实施例的修改示例的配置的电路图。

图5是用于示出图4的开关电源的操作的波形图。

图6是示出第二实施例的开关电源的配置的示图。

图7是示出本发明的功耗降低效果的示图。

[图8]图8是示出第三实施例的开关电源的控制集成电路的配置的示图。

图9是用于示出图8的控制集成电路的操作的波形图。

图10是示出已知开关电源的配置的电路图。

图11是示出构成专利文献1所公开的已知开关电源的电子控制设备的电路图。

图12是示出专利文献2所公开的已知开关电源的配置示例的电路图。

图13是示出专利文献3所公开的已知开关电源的配置示例的电路图。

具体实施方式

在下文中，将参考示出本发明的电源集成电路设备和电源切断检测方法的开关电源的实施例的附图来给出描述。

（第一实施例）

图1是示出第一实施例的开关电源的配置的示图。

整流电路3经由滤波电路2连接到商用电源的AC线1。滤波电路2由电容器Cx1和Cx2以及电感器LF构成。与图10的已知开关电源的不同点在于，放电电阻器（Rx）未设置在滤波电路2的输入侧。

在此，开关电源由连接到整流电路3的输出侧的输入电容器4和变压器5、串联连接到变压器5的初级绕组5P的开关元件6、以及连接到变压器5的次级绕组5S的由二极管D和平滑电容器C构成的平滑电路7构成。此外，开关元件6的导通/截止由未示出的PWM控制电路控制，由此将预定直流电压供应到连接在直流端子8a和8b之间的负载（未示出）。

以此方式，开关电源被配置成滤波电路2一般用作输入单元，由此防止将噪声发射到AC线1。然而，虽然开关电源与AC线1断开，但是电荷保留在滤波电路2的电容器Cx1和Cx2中，并且存在来自电荷电压的电击的危险。本实施例的开关电源配置成当其与AC线1断开时电容器Cx1和Cx2的累积电荷通过以下放电电路放电，而无需将放电电阻器插在AC线1的相对极之间。

即，其阴极连接在一起的一对二极管D11和D12的阳极各自连接到AC线1，该AC线1连接至交流电源的两个相应极，并且其中电阻器R13和R14串联连接的电阻电路连接到二极管D11和D12的连接点Pa。电阻器R13和R14的连接点Pb连接到比较器8的反相输入端子（-），并且其非反相输入端子（+）连接到基准电源9。比较器8将经电阻电路分压的滤波电路2的输出电压（滤波电路2的两个输出端子的高电位侧端子的电压）与基准信号电压进行比较，并且确定比较器8的输出端子Pc的电位。同样，比较器8的输出端子连接到设为预定设置时间段（计时周期）的计时电路10的重置端子，并且重置信号从比较器8供应到计时电路10。

在计时电路10中，预定设置时间段（计时周期）被设为比至少10ms长的时间段（在下文中描述），一般被设为比交流电源的频率长的时间段（例如，长两倍或更多倍的时间段）。

二极管D11和D12的连接点Pa还经由电阻器R15连接到构成开关元件Q6的N型MOSFET的漏极端子，并且开关元件Q6的源极端子接地。同样，构成开关元件Q6的N型MOSFET的栅极端子连接到通过比较器8控制而重置的计时电路10。因此，根据计时电路10的输出端子点Pd的电位对开关元件Q6进行导通/截止控制。

图2是用于示出图1的开关电源的操作的波形图。

图2的（A）示出连接点Pa（被示为该示图中的Pa点，同样也适用于下文）处的电压信号的变化。

当交流电源连接到AC线1时，对交流电源进行全波整流的电压波形出现在点Pa处。图2的（B）示出连接点Pb（被示为该示图中的Pb点，同样也适用于下文）处的电压信号和基准电源9的基准电压Vref。在此，将经电阻器R13和R14分压的电压电阻输入到比较器8的反相输入端子（-）并与基准电压Vref进行比较。

因此，当连接有交流电源时，根据全波整流波形，为电源频率两倍长的频率信号显现为比较器8的输出端子Pc处的重置信号。图2的（C）示出计时电路10的输入信号波形。现在，在AC线1中的电源频率为例如50Hz的情况下，脉冲式波形显现为重置信号，其在交流电源断开的时刻t5之前具有有10ms间隔的时刻t1至t4。即，在有交变电流的情况下，每10ms就重置计时电路10。因此，图2的（D）所示的计时电路10的输出端子Pd的电位不变。

当交流电源与AC线1断开并在时刻t5切断时，构成滤波电路2的电容器Cx1和Cx2的累积电荷维持在残余状态，并且连接点Pa和Pb处的电压不再进一步降低。为此，重置信号不再从比较器8输出到计时电路10。

在交流电源已切断之后，重置信号不再输入到计时电路10。为此，当计时电路10的计时周期（Ta）被设为例如50ms时，在从已供应最后一个重置信号的时刻t4起经过了时间段Ta的时刻t6处从计时电路10输出到开关元件Q6的栅极的栅极信号变为H（高）。以此方式，通过使构成放电电路的开关元件Q6导通，电容器Cx1和Cx2的累积电荷可经由二极管D11和D12以及电阻器R15放电。

上述开关电源配置成使分压电阻器R13和R14连接到AC线1，但是电阻器R13和R14的电阻值可与电容器Cx1和Cx2放电所必需的时间段无关地设置。即，由于有可能将具有高电阻值的电阻器用作电阻器R13和R14，因此有可能将稳定损耗降低到基本为零。

图3是示出图1的计时电路的具体示例的电路图。

图3示出作为计时电路10的一个示例的使用电容器C8和电阻器R16的电路配置。即，比较器8的输出信号（还描述为Pc）连接到作为计时电路10的输入端子的晶体管开关Q7的基极，并且当来自比较器8的重置信号被输入到计时电路10时，晶体管开关Q7导通，电容器C8的电荷被放电，并且在清除重置信号的时刻起动从电源Vcc到电容器C8的充电。当经过了由电容器C8和电阻器R16确定的设定时间段时，充电电压超过比较器11的基准电位Vref1，由此将输入到开关元件Q6的计时电路10的输出端子Pd的电位增加到H（高）。

因此，通过将计时电路10的设定时间段设为比重置信号的周期长的预定的计时周期（例如，大于或等于交流电源的周期，并且优选为交流电源的周期的两倍或更多倍），在计时周期已超过切断交流电源的设定时间段之后，构成放电电路的开关元件Q6操作，并且由此有可能使累积电荷放电。

（修改示例）

图4是示出第一实施例的修改示例的配置的电路图。与第一实施例中的电路配置的不同点在于，延迟电路20设置在计时电路10的输出端子和开关元件Q6之间。

图5是用于示出图4的开关电源的操作的波形图。

到目前为止，在对交流电源进行整流的开关电源的情况下，存在由于与连接到二极管D11和D12、电阻器R13、R14和R15、开关元件Q6、以及连接点Pa和Pb等的每一布线相关联的寄生电容的影响，连接点Pa的电压不低于0V的情形。即，存在连接点Pa和Pb的电压根据输入电路电容器端子电压的增减而增减、但是没有完全比例关系的情形。为此，在生成重置信号的电平比较装置（比较器8）的情况下，有必要将比较器8的基准电源9的基准信号电压（Vref2）设置成比图2所示的电压Vref高。同时，当计时电路10具有图3的配置时，计时电路10在连接点Pb的电压达到Vref2时重置，并且计时电路10的输出端子Pd的电压变为L（低），由此开关元件Q6截止且放电停止。Vref2是略高的电压，这意味着电容器Cx1和Cx2的累积电荷未完全地放电。

因此，通过使放电时间段延长一时间段（Tb），其中在延迟电路20中设置构成放电电路的开关元件Q6导通的时间段，有可能即使在如图5的（E）所示计时电路10的输出在时刻t7变为L（低）之后也维持开关元件Q6的导通状态直至时刻t8，并使放电电路的操作的时间段变长。即，在超过与基准电源9的基准信号（Vref2）相对应的电压时继续放电，并且使电容器Cx1和Cx2的累积电荷可靠地放电。

（第二实施例）

图6是示出第二实施例的开关电源的配置的示图。

开关电源被配置成比较器8和计时电路10结合在控制集成电路（电源集成电路设备）30中。交流电源的全波整流波形经由二极管D11和D12供应到集成电路30的VH端子。控制开关元件6的PWM控制电路31、在电源起动时间生成驱动功率的起动电路32、以及起动控制电路33也被配置在控制集成电路30中。作为集成电路30的外部端子，DO端子经由电阻器R17连接到开关元件6的栅极。同样，VCC端子连接到二极管D13的阴极，并且经由电容器C8接地。二极管D13的阳极连接到变压器5的辅助绕组5C的一端，并且辅助绕组5C的另一端接地。

起动控制电路33经由或（OR）电路34将起动控制信号输出到起动电路32。同样，计时电路10经由或电路34将导通/截止控制信号输出到起动电路32。使用在起动时从端子VH经由起动电路32供应的起动电流对电容器C8进行充电。同样，当操作开关电源时，通过来自起动控制电路33的控制信号将起动电路32置于截止状态，但是通过二极管D13对辅助绕组5C中的感生电压进行整流且通过电容器C8对其进行平滑，由此将预定电压供应到VCC端子。

当交流电源连接至AC线1时，对交流电源进行全波整流的电压波形出现在点Pa处。当切断交流电源时，导通信号经由或电路34从计时电路10输出到起动电路32。通过这样做，起动电路32导通，并且通过连接VH端子和VCC端子，有可能使滤波电路2的电容器Cx1和Cx2的累积电荷从电容器Cx1和Cx2放电到电容器C8。

在此情况下，即使在电容器Cx1和Cx3放电之后，集成电路30的电源电压Vcc数量级的电压也保留在滤波电路2的电容器Cx1和Cx2中。然而，由于集成电路30的正常电源电压Vcc最高具有20V的数量级，因此在拔出时不存在安全性问题。

同样，滤波电路2的电容器电容具有小于或等于1μF的数量级，但是它取决于所使用的设置。与此相比，具有数十至约100μF数量级的电容器被用作连接至VCC端子的电容器C8。因此，由于在这些电容值之间存在100倍数量级的差别，因此即使在使滤波电路2的残余电荷放电到VCC端子时也不发生电容器C8的电压的显著上升，并且不存在安全性问题。

如上所述，在本实施例中，结合在集成电路30中的起动电路32在切断交流电源时导通，并且电容器Cx1和Cx2的累积电荷被放电到VCC端子。

图7示出图10所示的现有开关电源中的输入滤波器的功耗与第一和第二实施例的开关电源中的输入滤波器的功耗的比较。本实施例的开关电源的优点在于，已知噪声去除滤波器（输入滤波器）的功耗（23mW）可降低到0mW，如图7所示。

同样，在图1所示的第一实施例和图4所示的修改示例中，有可能将电阻器R13和R14、比较器8、基准电源9、计时电路10、以及延迟电路20配置在一个集成电路中，由此提供如在第二实施例中的电源集成电路设备。

（第三实施例）

第一和第二实施例的上述开关电源（图1和6）中的每一开关电源只在输入到比较器8的滤波电路的输出电压明确地小于或等于具有根据商用频率的时序的基准电压Vref或基准信号电压（Vref2）时才有效地操作。然而，为了在更低备用电力的情况下实现功率转换操作，有必要增大构成串联电阻电路的电阻器R13和R14的电阻值。同样，当从AC线1供应的商用交流电压为高输入电压（诸如220V）时，可发生输入电压未降低到小于或等于在商用交流电压为100V的情况下设置的基准电压Vref或基准信号电压（Vref2）的值，即使在输入电压变成低相角区时也是如此。这是因为当电阻器R13和R14的电阻值较高或者商用交流电压较高时，无法通过电阻器R13和R14使与连接点Pb相关联的寄生电容完全地放电。在此情况下，连接点Pb的电压根据输入电路的电容器端子电压的增减而增减，但是无法维持完全比例关系。

即，当商用交流电压的输入电压较高时，存在发生故障的危险，因为虽然开关电源未从AC线1拔出，但是不再向计时电路10供应重置信号，开关元件Q6导通，并且来自开关元件Q6的放电电流流动。因此，即使商用电源具有100至220V的宽电压范围的交流电压，电阻器R13和R14的电阻值也必须降低到使计时电路10可靠地重置操作的程度，并且存在备用电力上升的问题。

图8是示出解决该问题的第三实施例的开关电源的控制集成电路的配置的示图。

控制集成电路40使用峰值保持电路40a、电平下降电路40b、计时/重置电路40c、放电检测电路40d、以及放电控制电路40e来构成放电电路。在此，经由二极管D11和D12将交流电源的全波整流波形供应到电阻器R13和R14的串联电阻电路。二极管D11和D12的连接点Pa进一步经由电阻器R15连接到构成开关元件Q6的N型MOSFET的漏极端子，并且开关元件Q6的源极端子接地。

开关电源本身以与图1所示的电源相同的方式由连接到整流电路3的输出侧的输入电容器4和变压器5、串联连接到变压器5的初级绕组5P的开关元件6、以及连接到变压器5的次级绕组5S的由二极管D和平滑电容器C构成的平滑电路7构成。放电电阻器（Rx）未设置在滤波电路2的输入侧，并且当开关电源与AC线1断开时，通过放电电路使电容器Cx1和Cx2的累积电荷放电。

即，电阻器R13和电阻器R14的连接点Pb连接到构成峰值保持电路40a的运算放大器（运算放大电路）41的非反相输入端子（+）、构成计时/重置电路40c的比较器43的反相输入端子（-）、以及构成放电检测电路40d的比较器45的反相输入端子（-）。比较器45的非反相输入端子（+）连接到基准电源46。

峰值保持电路40a配置成运算放大器41的输出端子连接到晶体管Q8的栅极且电源Vcc经由晶体管Q8连接到电容器C9。同样，晶体管Q8和电容器C9的连接点连接到运算放大器41的反相输入端子（-）。此外，晶体管开关Q9与电容器C9并联设置。

电平下降电路40b由运算放大器42和串联电阻电路构成，并且电压信号从峰值保持电路40a的输出端子P4a输入到运算放大器42的非反相输入端子（+）。同样，其输出端子和反相输入端子（-）连接在一起的运算放大器42构成电压跟随器电路。运算放大器42的输出端子连接到串联电阻电路的一个电阻器R18。电阻器R18经由电阻器R19接地，并且将来自电阻器R18和电阻器R19的连接点的电压信号作为基准电压Vref3供应到计时/重置电路40c。

计时/重置电路40c由比较器43和计时电路44构成。在比较器43中，将基准电压Vref3供应到其非反相输入端子（+）并将其与从电阻器R13和电阻器R14的连接点Pb供应的分压全波整流波形进行比较。同样，比较器43的输出端子连接到计时电路44的重置端子（R）。一般而言，在计时电路44中设置比交流电源的频率长的时间段（例如，长两倍或更多倍的时间段）作为预定设置时间段（计时周期）。

在第一或第二实施例中，放电检测电路40d包括与上述比较器8相对应的比较器45。比较器45的非反相输入端子（+）连接至基准电源46，并且其输出端子连接至放电控制电路40e的与（AND）门47。

放电控制电路40e由与门47和触发电路48构成。触发电路48的置位输入端子（S）连接到计时/重置电路40c的计时电路44的输出端子。同样，触发电路48的输出端子（Q）连接到与门47，并且连接到开关元件Q6的栅极端子。

接着，将给出对以此方式配置的第三实施例的开关电源的操作的描述。图9是用于示出图8的控制集成电路的操作的波形图。

图9的（A）示出其中对在连接点Pb处生成的交流电源的全波整流波形进行分压的电压信号。在此，图9的（A）示出其中与连接点Pb相关联的寄生电容在开关周期期间未完全地放电，且连接点Pb的电位难以降低的情形。交流电源的全波整流波形经由二极管D11和D12供应到集成电路40的VH端子。在峰值保持电路40a中，当连接点Pb处的电压信号上升时，晶体管Q8以运算放大器41的反相输入端子（-）的电压跟随非反相输入端子（+）的电压（以导致虚拟短路的方式）的方式运行，并且将电荷注入电容器C9。当交流输入电压达到其峰值并开始使每一商用电源频率（50Hz/60Hz）周期降低时，连接点Pb处的电压信号也降低，但是由于在电容器C9中没有放电路径，因此P4a点处的电压信号维持在峰值，如图9的（B）所示。

在电平下降电路40b中，通过由运算放大器42构成的电压跟随器电路来缓冲（转换的阻抗）由电容器C9维持的峰值，并且此外由串联电阻电路分压和生成的基准电源Vref3被输出到计时/重置电路40c。在此，通过选择电阻器R18和电阻器R19的电阻值，有可能以任选的速率降低峰值。即，有可能根据连接点Pb的电压降低特性来设置电阻器R18和电阻器R19的分压比。

通过根据连接点Pb的电压降低特性来设置电阻器R18和电阻器R19的分压比，有可能在激活交流输入电压时配置成在每一商用频率周期（即，在图9所示的时刻t1和t2）连接点Pb的电位可靠地变成小于或等于基准电源Vref3。作为比较器43的输出信号的图9的（C）所示的P4b点处的电压信号在时刻t1和t2达到H电平。以此方式，当来自P4b点的H电平电压信号被供应到计时电路44的重置端子（R）时，重置计时电路44。此时，来自P4b点的电压信号使得峰值保持电路44的晶体管开关Q9导通，由此使电容器C9的电荷放电，这意味着来自P4b点的电压信号在短时间内返回到L电平。当来自P4b点的电压信号返回到L电平时，晶体管开关Q9截止，并且在晶体管开关Q9截止的时刻，连接点Pb的电位被存储在电容器C9中。由于紧接着晶体管开关Q9的截止连接点Pb的电位继续降低，因此电容器C9在晶体管开关Q9截止的时刻维持连接点Pb的电位。随后，连接点Pb的电位的降低反转，并且当它超过电容器C9的电压时，电容器C9的电压开始上升。

在交流输入峰值附近开关电源与AC线1断开的情形中，保持电容器Cx1和Cx2的累积电荷，因为不存在使电荷放电的路径。在该情形中，VH电压的分压交流波形未变成小于或等于恒定电压。为此，当超过在计时电路44中设置的时间段时，比较器的输出信号维持在L电平的情形继续。

即，当在时刻t3切断交流输入电压时，连接点Pb处的电压信号的电位电平未下降，这意味着比较器43维持在L电平，并且没有重置信号输出到计时电路44作为来自P4b点的电压信号。为此，在时刻t4时间届满，并且计时电路44将输出反相成H电平，由此置位触发电路48。当置位触发电路48且其输出变成H电平时，开关元件Q6导通，并且由此有可能使在输入滤波器的电容器中累积的电荷放电，直至后续时刻t5。当连接点Pb的电位在时刻t5达到基准电源46的基准电压Vref4时，比较器45和与门47的输出变成H电平，重置触发电路48，并且开关元件Q6截止，由此准备何时再次激活交流输入电压。随着连接点Pb的电位下降且在到达时刻t5之前变成小于或等于基准电压Vref3，并且重置计时电路44，触发电路48的置位输入截止。

如上所述，在本实施例中，采用通过其监测全波整流波形以检测交流输入电压已切断的基准电压Vref3可相对于电容器C9维持的峰值以任选的速率降低的配置。为此，即使当呈低相角的VH电压难以从峰值降低时（诸如当商用交流电压在100至200V的范围内时）、或者当通过相对于从VH端子供应的交流电压将部分电阻设置为高来降低备用电力时，也有可能通过根据连接点Pb的电位降低特性适当地设置电阻器R18和R19的分压比来可靠地检测开关电源已与AC线1断开。

以上描述简单地示出了本发明的原理。此外，本领域技术人员可作出其许多修改和变更的本发明不限于以上显示和描述的准确配置和应用，并且相应的修改例和等效方案都被视为在所附权利要求及其等效方案所涵盖的本发明的范围内。

附图标记列表

1   AC线

2   滤波电路

3   整流电路

4   输入电容器

5   变压器

6   开关元件

7   平滑电路

8、11、43、45 比较器

8a、8b 直流端子

9、46  基准电源

10、44 计时电路

20  延迟电路

30、40 集成电路

31  PWM控制电路

32  起动电路

33  起动控制电路

34  或电路

40a 峰值保持电路

40b 电平下降电路

40c  计时/重置电路

40d  放电检测电路

40e  放电控制电路

41、42 运算放大器

47   与门

48   触发电路

C    平滑电容器

Cx1、Cx2、C8、C9 电容器

D、D11、D12、D13 二极管

LF   电感器

Q6   开关元件

Q7、Q9 晶体管开关

Q8   晶体管

R13至R19 电阻器

Claims (12)

1.一种经由具有电容器的输入电路连接到交流电源的电源集成电路设备，其特征在于，所述电源集成电路设备包括：

放电电路，所述放电电路在切断所述交流电源时使所述电容器中剩余的累积电荷放电；

电平比较装置，所述电平比较装置通过将与所述电容器的端子电压成比例或者根据所述电容器的端子电压的增减而增减的信号与基准信号电平进行比较来生成重置信号；以及

连接到所述电平比较装置的计时装置，所述计时装置的计时操作由所述重置信号重置，

其中所述放电电路配置成在所述计时装置检测为已经过了一预定的计时周期时使所述累积电荷放电。

2.如权利要求1所述的电源集成电路设备，其特征在于，所述电源集成电路设备包括保持所述交流电源的峰值电压的峰值保持电路，

其中所述电源集成电路设备配置成基于所述峰值保持电路保持的峰值电压向所述电平比较装置供应所述基准信号电平。

3.如权利要求2所述的电源集成电路设备，其特征在于，

电平下降电路设置在所述峰值保持电路和所述电平比较装置之间，所述电平下降电路基于所述峰值保持电路保持的峰值电压生成所述基准信号电平。

4.如权利要求1所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述预定的计时周期比所述交流电源的周期长。

5.如权利要求4所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述放电电路包括通过所述电容器的两端与地电位连接使所述累积电荷放电的开关元件。

6.如权利要求5所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述计时装置包括计时器电路，并且在经过了所述计时周期之后使用从所述计时器电路输出的脉冲信号使所述开关元件导通。

7.如权利要求6所述的电源集成电路设备，其特征在于，

延迟电路设置在所述计时器电路和所述开关元件之间。

8.如权利要求4所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述放电电路通过所述电容器的两端与到所述电源集成电路设备的电源端子连接使所述累积电荷放电。

9.如权利要求1所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述电平比较装置包括其阳极连接到所述电容器的任一端且其阴极彼此连接的一对二极管、连接在所述一对二极管的阴极和所述地电位之间的电阻电路、以及将经所述电阻电路分压的电压与基准信号电压进行比较的比较器。

10.如权利要求1所述的电源集成电路设备，其特征在于，

所述输入电路是用于去除传播到所述交流电源的噪声的噪声去除滤波器。

11.一种使构成连接到交流电源的输入电路的电容器中剩余的累积电荷放电的电源切断检测方法，其特征在于，所述电源切断检测方法包括：

通过将与所述电容器的端子电压成比例或者根据所述电容器的端子电压的增减而增减的信号与基准信号电平进行比较来生成重置信号；

将预定的计时周期设置成比所述交流电源的周期长，由此执行计时操作；以及

在所述计时操作由所述重置信号重置且所述计时操作检测为已经过了所述预定的计时周期时，使所述累积电荷放电。

12.如权利要求11所述的电源切断检测方法，其特征在于，所述电源切断检测方法包括：

检测根据所述电容器的端子电压的增减而增减的所述信号的峰值电压值，以及根据所述峰值电压值的检测值生成所述基准信号电平。

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