CN102904520A - 一种永磁同步电机电流预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种永磁同步电机电流预测控制方法，属于电气控制领域。它通过定子电流预测和无差拍控制，提高了永磁同步电机定子电流控制的动态响应速度和控制精度，对系统延时进行补偿，进而减小了电机运行时的噪声和转矩脉动。其方法：通过传感器采样和光电码盘或无位置传感器检测技术，得到三相定子电流信号、电机转子的电角度和电角速度；对定子电流信号进行Clarke变换和Park变换，得到同步旋转dq坐标系下的定子电流；将所得到的dq坐标系下的定子电流信号，带入永磁同步电机电流预测控制器控制方程，根据外环控制器中得到的dq坐标系下定子电流给定值，进行无差拍控制，获得dq坐标系下的定子电压矢量；将所得到的dq坐标系下的定子电压矢量，进行Park逆变换，利用SVPWM方法得到逆变器的PWM控制信号，通过逆变器控制定子电流，进而实现对永磁同步电机的电流预测控制。

Description

一种永磁同步电机电流预测控制方法

技术领域

本发明涉及一种永磁同步电机电流预测控制方法，尤其是用于变频空调中的永磁同步电机，对于永磁同步电机模型均适用，属于电气控制领域。

背景技术

随着永磁材料工业的发展，永磁同步电机得到了越来越广泛的应用，相比于异步电动机，永磁同步电机具有效率高，气隙磁场密度高，功率因数高等优点。永磁同步电机根据感应电动势不同，主要分为两类：永磁同步电动机(PMSM)和无刷直流电动机(BLDCM)。BLDCM成本低，检测装置及控制简单，输出转矩大，在同样体积的条件下，BLDCM比PMSM输出转矩高，材料利用率高；PMSM采用矢量控制，转矩电流分量与转子磁场方向始终正交，转矩脉动很小，而BLDCM采用方波控制，转矩脉动大；PMSM电流连续，铁心中附加损耗较小，而BLDCM定子磁场非连续旋转，造成铁心附加损耗增加。近年来，随着永磁同步电机的控制驱动技术不断革新，电机运行性能日益提高，永磁同步电机的应用变得越来越广泛，如家电、机器人控制、柔性制造系统、数控机床、雷达、航天等领域。

随着世界环境和能源危机的加剧，低碳绿色成为当今世界关注的焦点，节能减排已是世界各国的主要国策。在节能环保消费需求和国家政策的引领下，家电产品更纷纷掀起了一股前所未有的节能浪潮。从各种大型家用电器的耗电量看，空调用电量已排在各类家电产品之首。

传统的定频空调供电频率为50Hz，压缩机转速不变，需频繁启动以保持在设定温度附近波动，而变频空调可以长时间低速运行维持室温，节省了压缩机频繁启动的电能消耗和噪声，延长了电机的使用寿命，并且舒适度、化霜性能、起动性能制冷效果等方面的性能是定频空调是无法比拟的。

变频空调的关键核心技术在于其内部的驱动压缩机的电机的变频驱动技术。变频空调压缩机由变频调速异步电动机发展到如今的永磁同步电机，在起动功率、功率因数、抗电压波动和节能等方面，都取得了很大的进步。而在作为变频空调压缩机的永磁电机中，永磁无刷直流电动机因定子电枢中的电流和电枢磁势移动的不连续性而存在电磁脉动，这导致在高速运转时会产生噪声，在中低速又阻碍产生平稳力矩。永磁同步电机通过正弦波驱动，定子合成磁势和转子磁势位置保持严格同步，可以获得平稳的电磁转矩，使得电机在高速运转时产生的噪声较低，且具有更优越的起动性能和低速性能。

目前，永磁同步电机常用的控制方法有矢量控制、PID控制、直接转矩控制、模糊控制、神经网络控制、滑模变结构控制等。永磁同步电机的矢量控制是通过对定子电流矢量的控制从而间接控制电磁转矩，同时控制定子电流的幅值和相位，是很多新型控制策略实现的基础。目前空调系统中驱动压缩机的永磁同步电动机的控制方案也基本采用转子磁场定向的矢量控制。直接转矩控制通过对定子磁链和转矩数据查表，选择电压矢量，直接控制电机转矩和磁链。但是这种方法在启动和低速运行时，电机运行性能恶化，而且开关频率的不固定，使功率电路的设计很大程度上复杂化。PID控制是目前应用最为广泛的数字控制技术，被控制量和其参考值的偏差，经过PID调节器后，输出控制指令矢量，对被控量进行调节控制。PID控制具有鲁棒性强，稳态性能良好，对开关频率要求不高，且对被控系统参数依赖性弱等特点，但同时也存在动态响应较慢的缺点。模糊控制利用模糊集合理论，把人的控制策略的自然语言转化为计算机能够接受的算法语言所描述的控制算法进行控制，而且能模拟人的思维方式对一些难以建立精确数学模型的对象进行有效控制。但是这种控制方法存在稳态控制精度不高的缺点，而空调低速运行对定子电流控制精度要求较高，所以还需进一步改进。人工神经网络是一种应用类似于大脑神经突触联接的结构进行信息处理的数学模型，在解决非线性和不确定性系统控制方面的巨大潜力，人们把神经网络控制应用于电机控制领域，并已经在高性能的转矩脉动抑制、速度/位置轨迹跟踪控制、电机模型及参数辨识等方面取得了一些成果。滑模变结构控制是一种非线性控制方法，与常规控制方法的根本区别在于控制的不连续，对参数变化和外部扰动具有较的强鲁棒性等特征。但是因其控制器输出量是非连续的，会在系统的稳定点附近产生“抖振”现象。

无差拍控制是一种数字控制技术，它通过连续线性系统的离散状态方程，计算出所需的脉宽控制指令，以保证输出电压与参考值在几个采样周期内达到一致。它具有快速的动态响应、精确的控制精度、零稳态误差和对数字控制平台的兼容性等显著优点，很大程度上改善了传统PID控制动态响应较慢和存在静差的缺点。此外，无差拍控制与空间矢量调制(SVM)技术相结合，更加降低了输出畸变和电流纹波^[19]。因此无差拍控制对于变频空调的节能、提高低速运行的控制精度、减小转矩脉动和噪声以及加快起动和变温速度，无疑具有无法比拟的优势。

因此，为了加快永磁同步电机的动态响应速度，提高控制精度，改善现有PID控制器动态响应速度慢和存在稳态静差的问题，有必要设计一种永磁同步电机电流预测控制方法，针对永磁同步电机，对定子电流采用无差拍控制，提高控制速度和精度，减小转矩脉动和噪声。

发明内容

本发明为了解决目前永磁同步电机定子电流PI控制动态响应较慢，稳态时存在静差的问题，提高永磁同步电机实际运行时定子电流的动态响应速度和控制精度，提出了一种永磁同步电机电流预测控制方法。

为了实现上述目的，本发明采取以下技术方案来实现：

一种永磁同步电机电流预测控制方法，由以下步骤实现：

步骤一，在永磁同步电机运行时，利用传感器实时采样三相定子电流信号i_A、i_B、i_C；利用光电码盘检测电机转子位置和转速信号，或采用无位置传感器检测技术，计算得到永磁同步电机转子的电角度θ_r和电角速度ω_r；

步骤二，将步骤一中的电机三相电流信号进行Clarke变换，得到两相静止αβ坐标系下的电流信号，将所述αβ坐标系下的电流信号进行Park变换，得到同步旋转dq坐标系下的定子电流i_d、i_q；

步骤三，将步骤二中得到的dq坐标系下的定子电流信号，带入永磁同步电机电流预测控制器，通过定子电流预测，根据外环控制器中得到的dq坐标系下定子电流给定值进行无差拍控制，获得dq坐标系下的定子电压矢量；

步骤四，将步骤三中得到的dq坐标系下的定子电压矢量，进行Park逆变换，得到αβ坐标系下的定子电压矢量，利用SVPWM方法得到逆变器的PWM控制信号，从而实现对永磁同步电机的电流预测控制。

步骤三中所述的永磁同步电机电流预测控制器包括两部分，分别为定子电流预测和无差拍控制，其中永磁同步电机的无差拍控制模型由电机数学模型推演得到。

步骤三中永磁同步电机的无差拍控制器推导过程为：

对于一个线性连续系统，如公式(1)所示

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{Bu}+\mathrm{Gw}\\ y=\mathrm{Cx}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，w为扰动向量，A、B、C、G分别为系统参数n阶方阵，令C＝I，I为n阶单位阵，

表示x的微分项。

设采样周期为T，采样时刻为kT，进行采样周期为T的离散化，将公式(1)离散化为x(k+1)＝A_dx(k)+B_du(k)+G_dw(k)    (2)

$\left\{\begin{array}{c}{A}_d=e^{\mathrm{AT}}\≅I+\mathrm{AT}\\ B_d={\∫}_0^T{e}^{\mathrm{AT}}\mathrm{Bd\τ}\≅\mathrm{BT}\\ C_d={\∫}_0^T{e}^{\mathrm{AT}}\mathrm{Gd\τ}\≅\mathrm{GT}\end{array}\right.---\left(3\right)$

对输入的计算目的是无稳态误差，即有

u(k)＝F(x_ref(k)-x(k))    (4)

式中，x_ref(k)为输出参考值向量，F为矩阵增益。

将式(4)代入式(2)，且令x_ref(k)＝x(k+1)，得到控制方程为

$u\left(k\right)=B_d^{-1}{A}_d[A_d^{-1}x(k+1)-x\left(k\right)-A_d^{-1}{G}_{d}w\left(k\right)]---\left(5\right)$

式(5)可以作为控制器输出指令，来控制x(k)达到x_ref(k)；

上述永磁同步电机在三相静止坐标系下数学模型的定子电压方程为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_A=R_S{i}_A+D{\mathrm{\ψ}}_A\\ u_B=R_S{i}_B+D{\mathrm{\ψ}}_B\\ u_C=R_s{i}_C+D{\mathrm{\ψ}}_C\end{array}\right.---\left(6\right)$

式中，R_S为单相定子绕组电阻，ψ_A、ψ_B、ψ_C为三相定子磁链，L_AA、L_BB、L_CC为三相定子绕组自感，M_AB、M_AC、M_BA、M_BC、M_CA、M_CB分别为三相定子绕组之间的互感，ψ_f为转子永磁体磁链；

上述三相静止坐标系下的定子电压方程经过Clarke变换和Park变换后，得到永磁同步电机同步旋转dq坐标系下的数学模型为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=D{\mathrm{\ψ}}_d-{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_q+R_s{i}_d\\ u_q=D{\mathrm{\ψ}}_q+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_d+R_s{i}_q\end{array}\right.---\left(8\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d=L_d{i}_d+{\mathrm{\ψ}}_f\\ {\mathrm{\ψ}}_q=L_q{i}_q\end{array}\right.---\left(9\right)$

式中，ψ_d、ψ_q分别为直轴、交轴磁链，L_d、L_q分别为定子直轴、交轴电感；

将式(9)代入式(8)并整理成矩阵形式为

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{.}{i}}_d\\ {\stackrel{.}{i}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_q}{L_d}\\ -\frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ -\frac{{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\end{array}\right]---\left(10\right)$

设采样周期为T，采样时刻为kT，对式(10)按照式(2)～(5)进行离散化得到

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_d(k+1)-i_d\left(k\right)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q\left(k\right)+R_s{i}_d\left(k\right)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_q(k+1)-i_q\left(k\right)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d\left(k\right)+R_s{i}_q\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(11\right)$

在一个控制周期实现双馈电机转子电流对其给定值的无差跟踪，达到无差拍的控制效果，则有

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d(k+1)=i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)\\ i_q(k+1)=i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中，i_{d_ref}(k)、i_{q_ref}(k)分别为定子交、直轴电流在kT时刻的给定值；

将式(12)代入式(11)，得到该控制周期内定子电压矢量，即定子电流无差拍控制器

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_d\left(k\right)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q\left(k\right)+R_s{i}_d\left(k\right)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_q\left(k\right)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d\left(k\right)+R_s{i}_q\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(13\right)$

采用式(13)所述的控制器，理论上定子电流在一个控制周期内达到给定值，实现无差跟踪。

步骤三中永磁同步电机电流预测针对上述永磁同步电机的理想无差拍控制器，充分考虑系统采样，运算、PWM更新等延时，对延时误差进行补偿。

无差拍控制的目标是在一个控制周期内达到转子电流给定值，即在kT时刻更新定子电压给定值，经过一个控制周期[kT，(k+1)T]，在(k+1)T时刻使得定子电流与其给定值相等。所以，若在控制器中采用(k+1)T时刻的电流采样值，则可实现定子电流与其给定值的无差跟随，上述分析可用下式表示

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q(k+1)+R_s{i}_d(k+1)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_q(k+1)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d(k+1)+R_s{i}_q(k+1)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(14\right)$

但式中i_d(k+1)、i_q(k+1)为将来值，不可能通过采样得到，所以需要进行定子电流预测；

采用Luenberger观测器来估计定子电流的将来值，预测估算值用

和表示，以定子电流直轴分量为例，为得到定子电流观测器的表达式，将控制器方程向前推算一个周期，如下所示

$u_d(k-1)=\frac{L_d}{T}[{\hat{i}}_d\left(k\right)-{\hat{i}}_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{\hat{i}}_q\left(k\right)+R_s{\hat{i}}_d\left(k\right)---\left(15\right)$

式(15)经过整理，得到观测器方程为

${\hat{i}}_d(k+1)=(1+\frac{R_{s}T}{L_d})[(1-L_o){\hat{i}}_d\left(k\right)+L_o{i}_d\left(k\right)]-\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T{L}_q}{L_d}{\hat{i}}_q\left(k\right)-\frac{T}{L_d}{u}_d(k-1)---\left(16\right)$

同理可以得到定子电流交轴分量的观测器方程

${\hat{i}}_q(k+1)=(1+\frac{R_{s}T}{L_q})[(1-L_o){\hat{i}}_q\left(k\right)+L_o{i}_q\left(k\right)]+\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T{L}_d}{L_q}{\hat{i}}_d\left(k\right)-\frac{T}{L_q}{u}_q(k-1)+\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T}{L_q}{\mathrm{\ψ}}_f---\left(17\right)$

式中，L_o为观测器增益，L_o∈[0，1]。L_o增大，则定子电流实际采样值所占比例增大；L_o减小，则定子电流预测值所占比例增大。可以看出，L_o越小，定子电流预测值所占比例越大，响应速度越快。但L_o过小可能会使定子电流的动态过程中产生超调等不利影响。故对观测器增益L_o的设定，应根据实际需要折中而定。

用上述公式16～17定子电流观测器得到的(k+1)T时刻电流预测值代替公式13中kT时刻电流采样值，则可以得到永磁同步电机定子电流预测控制器的控制方程

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-{\hat{i}}_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{\hat{i}}_q(k+1)+R_s{\hat{i}}_d(k+1)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-{\hat{i}}_q(k+1)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{\hat{i}}_d(k+1)+R_s{\hat{i}}_q(k+1)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(18\right)$

本发明的有益效果是：

1.本发明对永磁同步电机的定子电流采用了无差拍控制方法，使定子电流能够在一个控制周期内达到其给定值，大大提高了定子电流的动态响应速度，从而进一步提高了永磁同步电机的起动速度，缩短了电机达到设定转速所用的时间。

2.无差拍控制方程通过永磁同步电机数学模型直接推导而来，具有精确的控制精度和零稳态误差，这样，大大提高了对转速的控制精度，减小了转速的相对波动，进而尽可能的减小了永磁同步电机的转矩脉动。

3.本发明针对无差拍控制，考虑到实际系统中的采样、程序运算、PWM信号更新、控制器中的滞后环节等因素，在定子电流进入无差拍控制器前对其延时误差进行补偿，进一步提高了无差拍控制器的稳定性和控制效果。

附图说明

图1永磁同步电机模型结构简图

图2永磁同步电机控制结构框图

图3定子电流控制结构框图

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实例变频空调压缩机做详细说明，本实例在以本发明技术方案为前提下实施，给出了详细的实施方式和过程，但本发明的实施方式不限于下述的实例。

变频空调系统中主要的驱动部件为压缩机的永磁同步电机，本发明为其永磁同步电机定子电流控制方法，对于该类型空调均具有适用性，因此在实施例中只针对压缩机定子电流控制相关部分进行具体介绍，对于空调系统其他功能部件不进行介绍。

如图1的PMSM结构简图所示，根据基尔霍夫定律得到压缩机PMSM的定子电压电流方程

$\left\{\begin{array}{c}{u}_A=R_S{i}_A+D{\mathrm{\ψ}}_A\\ u_B=R_S{i}_B+D{\mathrm{\ψ}}_B\\ u_C=R_s{i}_C+D{\mathrm{\ψ}}_C\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，R_S为单相定子绕组电阻，ψ_A、ψ_B、ψ_C为三相定子磁链，L_AA、L_BB、L_CC为三相定子绕组自感，M_AB、M_AC、M_BA、M_BC、M_CA、M_CB分别为三相定子绕组之间的互感，ψ_f为转子永磁体磁链；

上述三相静止坐标系下的定子电压方程经过Clarke变换和Park变换后，得到永磁同步电机同步旋转dq坐标系下的数学模型为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=D{\mathrm{\ψ}}_d-{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_q+R_s{i}_d\\ u_q=D{\mathrm{\ψ}}_q+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_d+R_s{i}_q\end{array}\right.---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d=L_d{i}_d+{\mathrm{\ψ}}_f\\ {\mathrm{\ψ}}_q=L_q{i}_q\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中，ψ_d、ψ_q分别为直轴、交轴磁链，L_d、L_q分别为定子直轴、交轴电感；

将式(4)代入式(3)并整理成矩阵形式为

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{.}{i}}_d\\ {\stackrel{.}{i}}_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{R_s}{L_d}& \frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_q}{L_d}\\ -\frac{{\mathrm{\ω}}_r{L}_d}{L_q}& -\frac{R_s}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L_d}& 0\\ 0& \frac{1}{L_q}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_d\\ u_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ -\frac{{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f}{L_q}\end{array}\right]---\left(5\right)$

设采样周期为T，采样时刻为kT，对式(5)进行离散化得到

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_d(k+1)-i_d\left(k\right)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q\left(k\right)+R_s{i}_d\left(k\right)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_q(k+1)-i_q\left(k\right)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d\left(k\right)+R_s{i}_q\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(6\right)$

在一个控制周期实现双馈电机转子电流对其给定值的无差跟踪，达到无差拍的控制效果，则有

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d(k+1)=i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)\\ i_q(k+1)=i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

式中，i_{d_ref}(k)、i_{q_ref}(k)分别为定子交、直轴电流在kT时刻的给定值；

将式(7)代入式(6)，得到该控制周期内定子电压矢量，即定子电流无差拍控制器

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_d\left(k\right)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q\left(k\right)+R_s{i}_d\left(k\right)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_q\left(k\right)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d\left(k\right)+R_s{i}_q\left(k\right)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(8\right)$

采用式(8)所述的控制器，理论上定子电流在一个控制周期内达到给定值，实现无差跟踪。

上述永磁同步电机的无差拍控制器为理想情况下的定子电流控制器，并没有充分考虑系统采样、程序运算、PWM更新等延时，所以为了提高控制器性能，需要引入电流预测环节，对延时误差进行补偿。

无差拍控制的目标是在一个控制周期内达到转子电流给定值，即在kT时刻更新定子电压给定值，经过一个控制周期[kT，(k+1)T]，在(k+1)T时刻使得定子电流与其给定值相等。所以，若在控制器中采用(k+1)T时刻的电流采样值，则可实现定子电流与其给定值的无差跟随，上述分析可用下式表示

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{i}_q(k+1)+R_s{i}_d(k+1)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-i_q(k+1)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{i}_d(k+1)+R_s{i}_q(k+1)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(9\right)$

但式中i_d(k+1)、i_q(k+1)为将来值，不可能通过采样得到，所以需要进行定子电流预测。

采用Luenberger观测器来估计定子电流的将来值，预测估算值用

和表示，以定子电流直轴分量为例，为得到定子电流观测器的表达式，将控制器方程向前推算一个周期，如下所示

$u_d(k-1)=\frac{L_d}{T}[{\hat{i}}_d\left(k\right)-{\hat{i}}_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{\hat{i}}_q\left(k\right)+R_s{\hat{i}}_d\left(k\right)---\left(10\right)$

式(15)经过整理，得到观测器方程为

${\hat{i}}_d(k+1)=(1+\frac{R_{s}T}{L_d})[(1-L_o){\hat{i}}_d\left(k\right)+L_o{i}_d\left(k\right)]-\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T{L}_q}{L_d}{\hat{i}}_q\left(k\right)-\frac{T}{L_d}{u}_d(k-1)---\left(11\right)$

同理可以得到定子电流交轴分量的观测器方程

${\hat{i}}_q(k+1)=(1+\frac{R_{s}T}{L_q})[(1-L_o){\hat{i}}_q\left(k\right)+L_o{i}_q\left(k\right)]+\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T{L}_d}{L_q}{\hat{i}}_d\left(k\right)-\frac{T}{L_q}{u}_q(k-1)+\frac{{\mathrm{\ω}}_{r}T}{L_q}{\mathrm{\ψ}}_f---\left(12\right)$

式中，L_o为观测器增益，L_o∈[0，1]。L_o增大，则定子电流实际采样值所占比例增大；L_o减小，则定子电流预测值所占比例增大。可以看出，L_o越小，定子电流预测值所占比例越大，响应速度越快。但L_o过小可能会使定子电流的动态过程中产尘超调等不利影响。故对观测器增益L_o的设定，应根据实际需要折中而定。

用上述定子电流观测器得到的(k+1)T时刻电流预测值代替kT时刻电流采样值，则式(8)电流控制器的无差拍控制方程可以改写为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d\left(k\right)=\frac{L_d}{T}[i_{d\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-{\hat{i}}_d(k+1)]-{\mathrm{\ω}}_r{L}_q{\hat{i}}_q(k+1)+R_s{\hat{i}}_d(k+1)\\ u_q\left(k\right)=\frac{L_q}{T}[i_{q\_\mathrm{ref}}\left(k\right)-{\hat{i}}_q(k+1)]+{\mathrm{\ω}}_r{L}_d{\hat{i}}_d(k+1)+R_s{\hat{i}}_q(k+1)+{\mathrm{\ω}}_r{\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right.---\left(13\right)$

如图2和图3所示，在空调运行时：

(1)通过传感器采样和光电码盘或无位置传感器检测技术，得到三相定子电压电流信号、电机转子的电角度和电角速度。

(2)对三相定子电压和电流信号进行Clarke变换和Park变换，得到同步旋转dq坐标系下的定子电压电流。

(3)将所得到的dq坐标系下的定子电流信号，带入永磁同步电机电流预测控制器控制方程，根据外环控制器中得到的dq坐标系下定子电流给定值进行无差拍控制，获得dq坐标系下的定子电压矢量。

(4)将所得到的dq坐标系下的定子电压矢量，进行Park逆变换，利用SVPWM方法得到逆变器的PWM控制信号，通过逆变器控制定子电流，进而实现对永磁同步电机的电流预测控制。

以上对本发明实施例所提供的方案详细介绍，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制，凡依本发明设计思想所做的任何改变都在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种永磁同步电机电流预测控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤一，在永磁同步电机运行时，利用传感器实时采样三相定子电流信号i_A、i_B、i_C；利用光电码盘检测电机转子位置和转速信号，或采用无位置传感器检测技术，计算得到永磁同步电机转子的电角度θ_r和电角速度ω_r；

步骤二，将步骤一中的电机三相定子电流信号进行Clarke变换，得到两相静止αβ坐标系下的定子电流信号，将所述αβ坐标系下的电流信号进行Park变换，得到同步旋转dq坐标系下的定子电流i_d、i_q；

步骤三，将步骤二中得到的dq坐标系下的定子电流信号，带入永磁同步电机电流预测控制器，通过定子电流预测，根据外环控制器中得到的dq坐标系下定子电流给定值进行无差拍控制，获得dq坐标系下的定子电压矢量；

步骤四，将步骤三中得到的dq坐标系下的定子电压矢量，进行Park逆变换，得到αβ坐标系下的定子电压矢量，利用SVPWM方法得到逆变器的PWM控制信号，从而实现对永磁同步电机的电流预测控制。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机电流预测控制方法，其特征在于步骤三中所述的永磁同步电机电流预测控制器包括两部分，分别为定子电流预测和无差拍控制，其中永磁同步电机的无差拍控制模型由电机数学模型推演得到。

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