CN114900092A - 永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法及模块 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法及模块，属于电力电子与电力传动领域。通过对永磁同步电机长线驱动系统的滤波电容电压、电感电流、永磁同步电机定子电流和角速度进行采样，构建出基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面和预测模型；然后利用此预测模型设计基于滑模面跟踪的价值函数；最后根据无差拍原理给出能够最小化价值函数的最优控制电压参考的计算表达式，并将该电压参考通过空间矢量脉宽调制作用于逆变器，从而实现控制。本方法无需额外的滤波器级联控制环路，实现方式简单，通过集成了滑模多状态变量控制，提高系统的鲁棒性和稳定性，开关频率恒定，有利于滤波器的设计。

Description

永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法及模块
技术领域
本发明涉及一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法及模块，属于电力电子与电力传动领域。
背景技术
常见的煤矿生产运输装备，如带式和刮板运输机等的核心部件为矿用电机，其传统驱动系统多为交流异步电机变频驱动并配有减速器，存在维护费用高、功率因数和效率低等缺点。永磁同步电机变频直驱系统具有结构紧凑、高效率和高可靠性等优点，近年来在煤矿工业生产中受到了广泛关注。特别是在煤矿井下开采运输应用场合，考虑到其工作空间、隔爆和散热问题，优选采用井下永磁同步电机（PMSM）和井上变频器的集中驱动方式。然而，井上和井下电机通常距离较远，故需通过长线缆连接，即构成了永磁同步电机长线驱动系统。此时，逆变器输出的高频脉冲电压经过长线缆传播至永磁同步电机端时会产生电压反射现象，造成诸多负面影响：1、加剧电机端尖峰过电压；2、加快电机绕组和轴承绝缘老化；3、增大谐波损耗和转矩脉动等。为了解决此问题，一种常用方案是在逆变器侧加装输出LC滤波器。但加装的LC滤波器与永磁同步电机的定子电感构成了LCL滤波网络，增大了系统控制总阶数，因此存在系统谐振问题。传统的线性比例积分（PI）控制器通过额外采用有源阻尼或增加LC滤波器控制环以保证系统稳定性，但其存在级联环路多实现复杂、动态响应欠佳和参数整定复杂等问题，大大降低了煤矿生产的安全性和可靠性。因此，亟需针对永磁同步电机长线驱动系统，探索一种实现简单的高性能控制方法以保证系统稳定性和控制精度。非线性控制方法被认为是解决多变量、强耦合永磁同步电机驱动系统高性能控制问题的一种有效方案。其中，模型预测控制以其概念直观、动态响应快、多目标优化和灵活处理约束等优点在永磁同步电机变频驱动领域中应用广泛，但现有模型预测控制方法大多针对无输出LC滤波器的永磁同步电机驱动系统设计。针对带输出LC滤波器的永磁同步电机长线驱动系统的预测电流控制，现有控制方法常采用单矢量预测电流控制，即每个控制周期只作用一个电压矢量，这将导致系统的稳态精度和稳定性不佳。此外，单矢量预测电流控制方法由于缺乏调制器，使得功率器件的开关频率不固定。这不仅大大增加了输出LC滤波器的设计难度，还将导致变频器的输出电压谐波谱分散在较广范围，从而激发不期望的谐振动态，增大永磁同步电机的转矩脉动并降低系统的稳定性。
发明内容
针对现有技术的不足之处，提供一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法及模块，其结构简单且易于实现，适用于永磁同步电机长线驱动系统的定频预测电流控制，通过设计出基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面预测模型和基于滑模面跟踪的价值函数，其固有的滑模多变量控制能有效抑制系统谐振，从而保证永磁同步电机长线驱动系统鲁棒性和稳定性，本方法生成的开关频率恒定固定，大大方便输出LC滤波器，提高了永磁同步电机长线驱动系统的稳态控制性能。
为实现上述技术目的，本发明的一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，包括如下步骤：
步骤1：在各个控制周期内采集永磁同步电机长线驱动系统的状态变量，包括：永磁同步电机的三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 和永磁同步电机电角速度ω e,k ；然后将采集的三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 通过Park变换转化为d-q坐标系下的状态变量：i sd,k ，i sq,k ，v fd,k ，v fq,k ，i fd,k ，i fq,k ；
步骤2：基于步骤1中采集永磁同步电机长线驱动系统的状态变量信息，建立永磁同步电机长线驱动系统在d-q坐标系下的离散状态空间方程x k+1；
步骤3：根据步骤2中建立的离散状态空间方程，构建基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面s及其相应的滑模面预测模型s k+1；
步骤4：根据步骤3中构建的滑模面预测模型s k+1，设计基于滑模面跟踪的价值函数g；
步骤5：基于步骤4中设计的价值函数g，计算出能够最小化该价值函数g的最优控制电压参考在d-q坐标系下的表达式v d, ref和v q, ref；
步骤6：对步骤5中计算的d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换，得到静止α-β坐标系下的最优控制电压参考v α_ref和v β_ref；
步骤7：将步骤6求得的α-β坐标系下的最优控制电压参考v α_ref和v β_ref经过空间矢量脉宽调制SVPWM生成恒定开关频率的脉冲并作用于逆变器，实现对永磁同步电机长线驱动系统的控制。
进一步，所述步骤2中永磁同步电机长线驱动系统在d-q坐标系下的离散状态空间模型x k+1通过以下公式建立：
Figure 84268DEST_PATH_IMAGE001
式中，下标“k”和“k+1”分别表示k和k+1采样时刻，
Figure 727739DEST_PATH_IMAGE002
表示k时刻采集的系统状态变量，x k 中下标“d”、“q”表示d-q坐标系，i s、v f和i f分别代表永磁 同步电机定子电流、LC滤波器的滤波电容电压和滤波电感电流，
Figure 62905DEST_PATH_IMAGE003
表示系统状态变量在k+1时刻的预 测值，
Figure 385302DEST_PATH_IMAGE004
表示k时刻的逆变器电压矢量，A d、B d、D d为离散化的系统参数 矩阵，具体计算公式为：
Figure 464116DEST_PATH_IMAGE005
Figure 962094DEST_PATH_IMAGE007
式中，T s为系统的离散采样时间，矩阵A、B、D为连续时间域的系统参数矩阵，各矩阵中的参数分别代表：ω e为永磁同步电机电角速度，R s为表贴式永磁同步电机定子电阻，L s为表贴式永磁同步电机定子电感，ψ f为表贴式永磁同步电机转子磁链，L f为滤波电感，C f为滤波电容，R f表示滤波电感的等效串联电阻。
进一步，所述步骤3中通过以下公式设计基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面s：
Figure 733741DEST_PATH_IMAGE009
式中，s= s d + js q为滑模面矢量，s d和s q分别表示滑模面矢量s在d-q坐标系下的分量，j表示虚数单位，i s = i sd+ ji sq定子电流、i* s= 0 + ji* sq分为定子电流的参考矢量，v f= v fd+ jv fq为滤波电容电压矢量，ψ s = ψ sd+ jψ sq =L s i s +ψ f为定子磁链矢量，λ为设计参数。
进一步，所述步骤3中的滑模面预测模型s k+1根据滑模面s利用下式表达：
Figure 153221DEST_PATH_IMAGE010
式中，i s,k+1= i sd,k+1 + ji sq,k+1表示k+1时刻的电机定子电流矢量，v f,k+1= v fd,k+1 +jv fq,k+1表示k+1时刻的电容电压矢量，ψ s,k+1 = L s i s,k+1 +ψ f 为k+1时刻的定子磁链矢量，其均由步骤2所述的离散状态空间方程x k+1计算得到。
进一步，所述步骤4中设计的基于滑模面s跟踪的价值函数g表达式如下：
Figure 35726DEST_PATH_IMAGE011
式中，s *代表滑模面参考矢量，具体表达如下：
Figure 388210DEST_PATH_IMAGE012
式中，s d *和s q *表示滑模面参考矢量s *在d-q坐标系下的分量。
进一步，根据无差拍控制原理令：s k+1 = s * = 0，即可推导出能所述步骤5中的最优控制电压参考的表达式如下：
Figure 924234DEST_PATH_IMAGE014
式中，矩阵
Figure 362168DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 782785DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 255355DEST_PATH_IMAGE017
，
Figure 837646DEST_PATH_IMAGE018
分别为系数矩阵。
一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法使用的永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制模块，包括顺序连接的滑模面预测模型单元、滑模面跟踪价值函数单元、控制电压矢量参考计算单元、转换单元、SVPWM单元，其中滑模面预测模型单元输入定子电流的参考矢量i* s在d-q坐标系下的分量i sd *和i sq *，控制电压矢量参考计算单元滑模面跟踪价值函数单元构建的目标函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ，计算出最优控制电压矢量参考，控制电压矢量参考计算单元的输出通过转换模块连接SVPWM单元；
滑模面预测模型单元，用以设计基于滑模面跟踪的价值函数g；
滑模面跟踪价值函数单元，用以根据滑模面预测模型单元输出构建了一个基于滑模面跟踪的目标函数，即滑模面跟踪价值函数；
控制电压矢量参考计算单元，用以通过滑模面跟踪价值函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ；
转换单元，用以将d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换至静止α-β坐标系下的表达式；
SVPWM单元，用以将α-β坐标系下的最优控制电压参考调制生成用以控制逆变器的恒定开关频率脉冲。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1、本发明提供的方法无需级联额外的有源阻尼或涉及LC滤波器的PI控制环即可实现稳定控制，同时无需PI控制环中多个比例、积分系数的复杂调节工作，故系统结构简单、易于实现；
2、本发明所设计的基于滑模面的预测模型和价值函数，固有地引入了滑模多变量控制，能够有效抑制系统谐振，从而有效提高永磁同步电机长线驱动系统鲁棒性和稳定性；
3、本发明提供的方法实现了恒定的开关频率，与传统单矢量模型预测控制方法相比，使逆变器输出电压谐波集中分布在开关频率及其整数倍处，方便了输出LC滤波器的设计。
附图说明
图1为本发明方法的永磁同步电机长线驱动定频预测电流控制系统结构示意图；
图2为不同参考转速及加载时的电机输出波形示意图；
图3（a）为考转速为1000 rpm时，单矢量预测电流控制方法的稳态波形示意图；
图3（b）为参考转速为1000 rpm时，本发明永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法波形示意图；
图4（a）为参考转速为1000 rpm时，单矢量预测电流控制方法的逆变器输出相电压波形及其谐波频谱示意图；
图4（b）为参考转速为1000 rpm时，本发明永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法的逆变器输出电压波形及其谐波频谱示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
图1为本发明的永磁同步电机长线驱动定频预测电流控制系统结构示意图。其中，直流母线电压源经过三相电压源逆变器转换为交流电，再经过输出LC滤波器和长线缆接入永磁同步电机；依次采样永磁同步电机三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 和电机实际转速ω r；转速外环采用比例积分PI控制，电流内环则采用本发明提供的永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法。
图中，V dc表示直流母线电压；R f表示滤波电感等效串联电阻；L f表示滤波电感；C f表示滤波电容； i f表示流过滤波电感的电流；i s表示电机定子电流；v f表示滤波电容电压；θ表示电机转子位置；ω r *表示参考转速；ω r表示电机实际转速；i sd *为电机d轴参考电流；i sq *为电机q轴参考电流；d/dt表示微分环节；i s,k 表示k时刻的电机定子电流；v f,k 表示k时刻的滤波电容电压；i f,k 表示k时刻的滤波电感电流；v ref表示d-q坐标系下最优控制电压矢量参考；v α_ref、v β_ref分别表示参考电压矢量在α-β坐标轴上分量；S abc表示逆变器上桥臂开关管的开关状态。
一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制模块，包括顺序连接的滑模面预测模型单元、滑模面跟踪价值函数单元、控制电压矢量参考计算单元、转换单元、SVPWM单元，其中滑模面预测模型单元输入定子电流的参考矢量i* s在d-q坐标系下的分量i sd *和i sq *，控制电压矢量参考计算单元滑模面跟踪价值函数单元构建的目标函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ，计算出最优控制电压矢量参考，控制电压矢量参考计算单元的输出通过转换模块连接SVPWM单元；
滑模面预测模型单元，用以设计基于滑模面跟踪的价值函数g；
滑模面跟踪价值函数单元，用以根据滑模面预测模型单元输出构建了一个基于滑模面跟踪的目标函数，即滑模面跟踪价值函数；
控制电压矢量参考计算单元，用以通过滑模面跟踪价值函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ；
转换单元，用以将d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换至静止α-β坐标系下的表达式；
SVPWM单元，用以将α-β坐标系下的最优控制电压参考调制生成用以控制逆变器的恒定开关频率脉冲。
一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，包括以下步骤：
步骤1：在各个控制周期内采集永磁同步电机长线驱动系统的状态变量，包括：永磁同步电机三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 和永磁同步电机电角速度ω e,k ；然后将采集的三相定子电流、滤波电容电压和滤波电感电流通过Park变换转化为d-q坐标系下的状态变量：i sd,k ，i sq,k ，v fd,k ，v fq,k ，i fd,k ，i fq,k ；
步骤2：基于步骤1中采集的状态变量信息，建立永磁同步电机长线驱动系统在d-q坐标系下的离散状态空间方程如下：
Figure 762877DEST_PATH_IMAGE019
式中，下标“k”和“k+1”分别表示k和k+1采样时刻，
Figure 987185DEST_PATH_IMAGE020
表示k时刻采集的系统状态变量，x k 中下标“d”、“q”表示d-q坐标系，i s、v f和i f分别代表永磁同步电机定子电流、LC滤波器的滤波电容电压和滤波电感电流，
Figure 642157DEST_PATH_IMAGE021
表示系统状态变量在k+1时刻的预测值，
Figure 926508DEST_PATH_IMAGE022
表示k时刻的逆变器电压矢量，A d、B d、D d为离散化的系统参数矩阵，其计算公式为：
Figure 339034DEST_PATH_IMAGE023
式中，T s为系统的离散采样时间，矩阵：
Figure 367033DEST_PATH_IMAGE007
，
为连续时间域的系统参数矩阵，各矩阵中的参数分别代表：ω e为永磁同步电机电角速度，R s、L s和ψ f分别为表贴式永磁同步电机定子电阻、定子电感和转子磁链，L f、C f分别为滤波电感和电容，R f表示滤波电感的等效串联电阻。
步骤3：根据步骤2中建立的离散状态空间方程，构建基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面s及其相应的滑模面预测模型s k+1表达式。首先，基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面设计如下：
Figure 17457DEST_PATH_IMAGE024
式中，s= s d + js q为滑模面矢量，s d和s q分别表示滑模面矢量s在d-q坐标系下的分量，j表示虚数单位，i s = i sd+ ji sq、i* s= 0 + ji* sq分别为定子电流及其参考矢量，v f= v fd+ jv fq为滤波电容电压矢量，ψ s = ψ sd+ jψ sq =L s i s +ψ f为定子磁链矢量，λ为设计参数，可通过试凑法进选取。
其次，所构建的滑模面预测模型s k+1可以根据上述滑模面s求得，其计算表达式为：
Figure 207130DEST_PATH_IMAGE025
式中，i s,k+1= i sd,k+1 + ji sq,k+1表示k+1时刻的电机定子电流矢量，v f,k+1= v fd,k+1 +jv fq,k+1表示k+1时刻的电容电压矢量，ψ s,k+1 = L s i s,k+1 +ψ f 为k+1时刻的定子磁连矢量，其均由步骤2所述的离散状态空间方程x k+1计算得到。
步骤4：根据步骤3中构建的滑模面预测模型s k+1，设计如下基于滑模面跟踪的价值函数g：
Figure 106953DEST_PATH_IMAGE026
式中，s *代表滑模面参考矢量，其表达式为：
Figure 673064DEST_PATH_IMAGE027
式中，s d *和s q *表示滑模面参考矢量s *在d-q坐标系下的分量。
步骤5：基于步骤4中设计的价值函数，根据无差拍控制原理，即令：s k+1 = s * = 0，便可计算出能够最小化该价值函数的最优控制电压参考的表达式如下：
Figure 974732DEST_PATH_IMAGE028
式中，矩阵
Figure 928782DEST_PATH_IMAGE029
，
Figure 315901DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure 685702DEST_PATH_IMAGE031
，
Figure 576298DEST_PATH_IMAGE032
分别为系数矩阵。
步骤6：对步骤5中计算的d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换，得到静止α-β坐标系下的最优控制电压参考v α_ref和v β_ref；
步骤7：将步骤6求得的α-β坐标系下的最优控制电压参考经过空间矢量脉宽调制SVPWM生成恒定开关频率的脉冲并作用于逆变器，实现对永磁同步电机长线驱动系统的控制。
为检验本发明提供的永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，将本发明提供的方法应用于永磁同步电机长线驱动系统，系统参数由表1给出。
表1
Figure 842194DEST_PATH_IMAGE033
设置转速参考为：
Figure 451030DEST_PATH_IMAGE034
设置负载转矩为：
Figure 624522DEST_PATH_IMAGE035
图2为在上述转速参考和负载转矩设置下的电机输出波形，从上到下依次为电机转速、电磁转矩、三相永磁同步电机定子电流、滤波电容电压和滤波电感电流。由图2可知，本发明提供的方法因固有地集成了滑模多变量控制（定子电流及其变化率），故能有效抑制系统谐振现象，从而保证永磁同步电机在各种转速及加载条件下稳定运行。
设定参考转速为1000 rpm，负载转矩为4 N·m，图3 (a)、图3 (b)分别为单矢量预测电流控制方法和本发明永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法的稳态定子电流、电容电压和电感电流波形。由图中可知，与单矢量预测电流控制方法相比，采用本发明提供的方法能有效降低定子电流、电容电压和电感电流的纹波，且定子电流总谐波畸变率（THD）远低于单矢量预测电流控制方法。因此，本发明提供的方法能够提升系统的鲁棒性和稳态控制精度。
设定参考转速为1000 rpm，负载转矩为4 N·m，图4(a)、图4 (b)分别为单矢量预测电流控制方法和本发明提供方法的逆变器输出相电压波形及其谐波频谱，由图可知，传统单矢量预测电流控制方法的开关频率不固定，其逆变器输出电压谐波谱分布范围较广，故不利于输出LC滤波器的设计。相比之下，本方法将求得的最优控制电压参考利用SVPWM生成脉冲，实现了恒定的开关频率，这使得谐波谱集中在开关频率f sw及其整数倍处，大大方便了LC滤波器的设计。

Claims (7)

1.一种永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1：在各个控制周期内采集永磁同步电机长线驱动系统的状态变量，包括：永磁同步电机的三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 和永磁同步电机电角速度ω e,k ；然后将采集的三相定子电流i s,k 、滤波电容电压v f,k 、滤波电感电流i f,k 通过Park变换转化为d-q坐标系下的状态变量：i sd,k ，i sq,k ，v fd,k ，v fq,k ，i fd,k ，i fq,k ；
步骤2：基于步骤1中采集永磁同步电机长线驱动系统的状态变量信息，建立永磁同步电机长线驱动系统在d-q坐标系下的离散状态空间方程x k+1；
步骤3：根据步骤2中建立的离散状态空间方程，构建基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面s及其相应的滑模面预测模型s k+1；
步骤4：根据步骤3中构建的滑模面预测模型s k+1，设计基于滑模面跟踪的价值函数g；
步骤5：基于步骤4中设计的价值函数g，计算出能够最小化该价值函数g的最优控制电压参考在d-q坐标系下的表达式v d, ref和v q, ref；
步骤6：对步骤5中计算的d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换，得到静止α-β坐标系下的最优控制电压参考v α_ref和v β_ref；
步骤7：将步骤6求得的α-β坐标系下的最优控制电压参考v α_ref和v β_ref经过空间矢量脉宽调制SVPWM生成恒定开关频率的脉冲并作用于逆变器，实现对永磁同步电机长线驱动系统的控制。
2.根据权利要求1所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤2中永磁同步电机长线驱动系统在d-q坐标系下的离散状态空间模型x k+1通过以下公式建立：
Figure 857488DEST_PATH_IMAGE001
式中，下标“k”和“k+1”分别表示k和k+1采样时刻，
Figure 398190DEST_PATH_IMAGE002
表示k时刻采集的系统状态变量，x k 中下标“d”、“q”表示d-q坐标系，i s、v f和i f分别代表永磁同步电机定子电流、LC滤波器的滤波电容电压和滤波电感电流，
Figure 510503DEST_PATH_IMAGE003
表示系统状态变量在k+1时刻的预测值，
Figure 845669DEST_PATH_IMAGE004
表示k时刻的逆变器电压矢量，A d、B d、D d为离散化的系统参数矩阵，具体计算公式为：
Figure 574591DEST_PATH_IMAGE005
Figure 653405DEST_PATH_IMAGE006
，
式中，T s为系统的离散采样时间，矩阵A、B、D为连续时间域的系统参数矩阵，各矩阵中的参数分别代表：ω e为永磁同步电机电角速度，R s为表贴式永磁同步电机定子电阻，L s为表贴式永磁同步电机定子电感，ψ f为表贴式永磁同步电机转子磁链，L f为滤波电感，C f为滤波电容，R f表示滤波电感的等效串联电阻。
3.根据权利要求2所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤3中通过以下公式设计基于定子电流及其变化率跟踪的滑模面s：
Figure 744858DEST_PATH_IMAGE007
式中，s= s d + js q为滑模面矢量，s d和s q分别表示滑模面矢量s在d-q坐标系下的分量，j表示虚数单位，i s = i sd + ji sq定子电流、i* s= 0 + ji* sq分为定子电流的参考矢量，v f =v fd + jv fq为滤波电容电压矢量，ψ s = ψ sd+ jψ sq =L s i s +ψ f为定子磁链矢量，λ为设计参数。
4.根据权利要求3所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤3中的滑模面预测模型s k+1根据滑模面s利用下式表达：
Figure 250926DEST_PATH_IMAGE008
式中，i s,k+1= i sd,k+1 + ji sq,k+1表示k+1时刻的电机定子电流矢量，v f,k+1= v fd,k+1 +jv fq,k+1表示k+1时刻的电容电压矢量，ψ s,k+1 = L s i s,k+1 +ψ f为k+1时刻的定子磁链矢量，其均由步骤2所述的离散状态空间方程x k+1计算得到。
5.根据权利要求4所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，所述步骤4中设计的基于滑模面s跟踪的价值函数g表达式如下：
Figure 467144DEST_PATH_IMAGE009
式中，s *代表滑模面参考矢量，具体表达如下：
Figure 349649DEST_PATH_IMAGE010
式中，s d *和s q *表示滑模面参考矢量s *在d-q坐标系下的分量。
6.根据权利要求5所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法，其特征在于，根据无差拍控制原理令：s k+1 = s * = 0，即可推导出能所述步骤5中的最优控制电压参考的表达式如下：
Figure 702133DEST_PATH_IMAGE012
式中，矩阵
Figure 113523DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 551457DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 972074DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 444644DEST_PATH_IMAGE016
分别为系数矩阵。
7.一种权利要求1所述永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制方法使用的永磁同步电机长线驱动系统定频预测电流控制模块，其特征在于：包括顺序连接的滑模面预测模型单元、滑模面跟踪价值函数单元、控制电压矢量参考计算单元、转换单元、SVPWM单元，其中滑模面预测模型单元输入定子电流的参考矢量i* s在d-q坐标系下的分量i sd *和i sq *，控制电压矢量参考计算单元滑模面跟踪价值函数单元构建的目标函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ，计算出最优控制电压矢量参考，控制电压矢量参考计算单元的输出通过转换模块连接SVPWM单元；
滑模面预测模型单元，用以设计基于滑模面跟踪的价值函数g；
滑模面跟踪价值函数单元，用以根据滑模面预测模型单元输出构建了一个基于滑模面跟踪的目标函数，即滑模面跟踪价值函数；
控制电压矢量参考计算单元，用以通过滑模面跟踪价值函数，以及在采样时刻k时的永磁同步电机d-q坐标系下定子电流i sd,k ，i sq,k 、LC滤波器的滤波电容电压v fd,k ，v fq,k 、滤波电感电流i fd,k 和i fq,k ；
转换单元，用以将d-q坐标系下的最优控制电压参考表达式进行反Park变换至静止α-β坐标系下的表达式；
SVPWM单元，用以将α-β坐标系下的最优控制电压参考调制生成用以控制逆变器的恒定开关频率脉冲。
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