CN110601629B - 一种提高pmsm伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法，所述方法根据电机转速和电流反馈，通过用电机的电压电流模型首先预测下一控制周期的电流值，并根据该电流预测值，以及下一时刻所想要达到的参考电流，计算出相应能够跟踪参考电流的电压矢量，控制电机的行为，消除了传统方法在数字控制器中的时延问题，达到优异的控制效果。

Description

一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法

技术领域

本发明属于高性能伺服系统技术领域，特别是涉及一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法。

背景技术

在伺服系统中，作为三环系统的最内环且具有最小控制周期的电流环，其性能的高低直接决定了伺服系统的最终性能。现在最常用的永磁同步电机电流环控制算法主要有以下两类，经典的线性调节器PI控制；以及根据非线性控制理论所发展起来的控制算法，其中非线性领域最为常用的算法为预测控制。

经典的PI控制方法直接根据输入给定与输出反馈的偏差进行相应的比例积分运算，以调节电流环输出电压的幅值，从而使反馈跟踪到给定。这种方法的响应速度较为缓慢，且输出电流会存在较大的震荡，无法应用于高性能伺服系统的电流环。

而基于预测控制的电流环控制算法，利用了表贴式永磁同步电机的数学模型，并相应的预测电机尤其是电流的行为，进而输出相应的电压信号对电机进行精确控制。这一类方法对于硬件的要求比较高，对于控制系统的延迟极为敏感。因此，实际的数字控制系统约两个周期的控制延迟会使电流环造成震荡，大大损害了控制性能，同样不能应用于有较高要求的伺服系统。

由此可见，需要一种更先进的基于模型的控制方法来保证电流环响应速度；需要针对数字控制器的延迟问题对算法加以补偿以抑制电流响应的震荡问题。

发明内容

本发明目的是为了解决现有技术中的问题，提出了一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法。

本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法，对电机当前状态进行测量，包括电机三相电流的测量以及电机转速测量，电流调节器ACR的给定信号i^* _q由前级速度调节器ASR根据参考转速以及测量转速的偏差计算所得；同理，参考转速由前级位置调节器APR根据参考位置以及实际位置计算所得；所述方法包括以下步骤：

步骤一：在电机运行的过程中，通过电流传感器采样并进行坐标变换计算得到瞬时dq轴电流i^* _d与i^* _q，通过位置传感器得到转子位置并计算出电机电角速度；电机关于电流电压的数学模型方程如下公式所示：

式中i＝[i_d,i_q]^T；u＝[u_d,u_q]^T；

其中，u_d、u_q分别代表电机d-q轴电压；i_d、i_q分别代表电机d-q轴电流；ψ_f代表永磁体磁链；R、L分别为表贴式永磁同步电机的相电阻和相电感；ω_e为转子的电角速度；

步骤二：将步骤一得到的方程采用前向欧拉方法离散化，得到离散域下的电机电流与电压的关系，如下式所示：

i(k+1)＝F(k)i(k)+G(k)u(k)+H(k)

式中，i(k)＝[i_d(k) i_q(k)]^T；u(k)＝[u_d(k) u_q(k)]^T；

其中标有k的物理量代表t＝k时刻的测量结果，标有k+1的物理量代表下一采样周期t＝k+1开始时刻的预测值；T表示采样周期；

步骤三：为了在第k时刻计算第k+1时刻的参考电压

将步骤二中关系式延拓至下一个控制周期，即：i(k+2)＝F(k+1)i(k+1)+G(k+1)u(k+1)+H(k+1)；

因为该控制周期内转速不变，因此系数矩阵可以看作不变量，即F(k)＝F(k+1)、G(k)＝G(k+1)和H(k)＝H(k+1)；

步骤四：根据步骤二中的离散关系式估计电流值i(k+1)；将所测量的电流、转速以及上一控制周期中所计算的电压给定

带入步骤二中的离散关系式，得到如下式所示的电流估计值，记作

步骤五：将步骤四中所得到的电流估计值表达式替换掉步骤三中的i(k+1)，考虑到电流环控制周期远小于转速环和位置环的控制周期，能够认为t＝k时刻的给定i^*(k)与下一时刻t＝k+1的给定i^*(k+1)相同；另外，i(k+2)可以由i^*(k+1)替换掉，即电机可以在t＝k+1时刻开始就跟踪当前时刻的给定i^*(k+1)，将表达式带入并化简，得到如下表达式：

式中

其中

在上一控制周期已知，所得到的

为当前所应施加给SVPWM的电压值，输入到DSP中进行应用即可。

进一步地，所述位置传感器为光电编码器、旋转变压器、霍尔位置传感器或光栅尺。

本发明有益效果：

本发明提出的方法不需要添加其他的硬件，仅仅在数字控制器中编写程序加以实施，故不会提高成本与能量损耗；在操作、控制、使用等方面与原系统维持不变；将其应用于高精度快响应的伺服系统中会大大提高控制系统的性能以及稳定性，对于高精度数控机床等领域大有裨益。

附图说明

图1是本发明提出的电流环所基于的矢量控制方法框图；

图2是传统的基于预测控制的电流环控制方法的工作时序与本发明所述方法的工作时序对比图；

图3是传统的方法与本发明所述方法的电流环响应测试波形对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参照图1，U_dc代表直流母线电压、θ^*与θ分别代表参考位置信号和预计测量转子实际位置、ω^*与ω分别表示参考转速和实际转速、i^* _d与i_d分别表示d轴参考和测量电流、i^* _q与i_q分别表示q轴参考和测量电流、u_d与u_q分别表示电流调节器的输出电压、u_α与u_β分别表示前述输出电压在两相静止坐标系αβ下的电压值、PMSM代表永磁同步电机、SVPWM表示空间矢量脉宽调制技术。

参照图2，i^*(k)代表了t＝k时刻的参考电流；i(k)代表了电机在t＝k时刻的实际电流值；

代表了能够跟随i^*(k)的参考电压值，其位置代表了作用时间。

电机状态测量：伺服系统要求对于电机的电流、转速以及位置进行精确反馈控制，从而使电机达到预期的行为。其中，a，b相电流信号由驱动器中所配置的高精度电流传感器采样得到，通过三相星接电机的电流关系可以计算得到c相电流值；位置信号通过高精度位置传感器得到；而转速信号通过对当前周期与上一周期的转速信号进行差分可以在软件中计算得到。

坐标变换：对于伺服电机的基本的三闭环矢量控制算法要求将电机在abc坐标系下的相电流和相电压解耦为同步旋转坐标系dq下的电压电流分量，因此需要将采样得到的三相电流进行坐标变换。在反馈回路中，先采用Clark变换得到两相静止坐标系下的电流分量，再通过Park变换得到dq坐标系下的电流值，从而进行本发明所述方法的计算。同理，电流调节器的输出也需要经过相应的反Park变换变换到两相静止坐标系下并输入SVPWM模块，输出PWM信号对电机进行控制。

给定计算：在i^* _d＝0控制中，将d轴电流给定i^* _d设置为0；而对于q轴电流给定i^* _q，在伺服系统的三环控制中，i^* _q由前级速度调节器ASR根据参考转速以及测量转速的偏差计算所得；同理，参考转速由前级位置调节器APR根据参考位置以及实际位置计算所得。

结合图1-图3，本发明提出一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法，对电机当前状态进行测量，包括电机三相电流的测量以及电机转速测量，电流调节器ACR的给定信号i^* _q由前级速度调节器ASR根据参考转速以及测量转速的偏差计算所得；同理，参考转速由前级位置调节器APR根据参考位置以及实际位置计算所得；

所述方法包括以下步骤：

步骤一：在电机运行的过程中，通过电流传感器采样并进行坐标变换计算得到瞬时dq轴电流i^* _d与i^* _q，通过位置传感器得到转子位置并计算出电机电角速度；电机关于电流电压的数学模型方程如下公式所示：

式中i＝[i_d,i_q]^T；u＝[u_d,u_q]^T；

其中，u_d、u_q分别代表电机d-q轴电压；i_d、i_q分别代表电机d-q轴电流；ψ_f代表永磁体磁链；R、L分别为表贴式永磁同步电机的相电阻和相电感；ω_e为转子的电角速度；

步骤二：将步骤一得到的方程采用前向欧拉方法离散化，得到离散域下的电机电流与电压的关系，以应用在数字控制器中，如下式所示：

i(k+1)＝F(k)i(k)+G(k)u(k)+H(k)

式中，i(k)＝[i_d(k) i_q(k)]^T；u(k)＝[u_d(k) u_q(k)]^T；

其中标有k的物理量代表t＝k时刻的测量结果，标有k+1的物理量代表下一采样周期t＝k+1开始时刻的预测值；T表示采样周期；

步骤三：为了在第k时刻计算第k+1时刻的参考电压

将步骤二中关系式延拓至下一个控制周期，即：i(k+2)＝F(k+1)i(k+1)+G(k+1)u(k+1)+H(k+1)；

由于电流环控制周期很小，在这一时间内可以认为转速不变，因此系数矩阵可以看作不变量，即F(k)＝F(k+1)、G(k)＝G(k+1)和H(k)＝H(k+1)；

步骤四：根据步骤二中的离散关系式估计电流值i(k+1)；将所测量的电流、转速以及上一控制周期中所计算的电压给定

带入步骤二中的离散关系式，得到如下式所示的电流估计值，记作

步骤五：将步骤四中所得到的电流估计值表达式替换掉步骤三中的i(k+1)，考虑到电流环控制周期远小于转速环和位置环的控制周期，能够认为t＝k时刻的给定i^*(k)与下一时刻t＝k+1的给定i^*(k+1)相同；另外，i(k+2)可以由i^*(k+1)替换掉，即电机可以在t＝k+1时刻开始就跟踪当前时刻的给定i^*(k+1)，达到期望的控制效果，成功减小了延迟。将表达式带入并化简，得到如下表达式：

式中

其中

在上一控制周期已知，所得到的

为当前所应施加给SVPWM的电压值，输入到DSP中进行应用即可。

所述位置传感器可以为光电编码器、旋转变压器、霍尔位置传感器或光栅尺。

传统的电流环预测电流控制仅仅根据电机的电流电压数学关系直接进行一次运算，根据输入电流直接求得输出电压，其工作时序如图2(a)所示，在t＝k时刻根据此时的参考电流输入i^*(k)计算出相应的参考电压

而由于数字控制系统的离散性，该电压信号需要等到t＝k+1才能由DSP作用到逆变器，而由于逆变器本身的延迟，电机在大约t＝k+2时刻才能跟随到t＝k时刻的参考电流i^*(k)，由此可见，传统方法存在大约两个控制周期的延迟。而本发明提出的改进的电流环控制方法如图2(b)所示，与前者相比，在得到上一时刻的输出参考电压

后，又基于当前时刻所得到的电流和位置信息对下一控制周期的电机的输出电流值进行了一次预测，进而带入方程式中完成迭代，提前一个周期计算出参考电压

即在t＝k时刻根据下一时刻的参考电流值i^*(k+1)得到下一时刻的参考电压

并作用在逆变器，从而有效地将数字控制器约两个周期的时延问题减小为不到一个周期，使得预测电流控制能够有效地应用于永磁同步电机的高精度控制中。

传统的PI控制电流环响应时间约为十几甚至几十毫秒级别，而图3(a)为采用传统的基于预测控制的电流环控制方法的电流环测试实验波形，可以发现响应时间约为10毫秒且电流响应存在较大且高频的震荡现象；而图3(b)中波形采用了本发明所提出的方法，经过对比可以发现电流响应时间减少为几个毫秒，且基本不存在由于数字控制器时延问题所造成的电流波动。由此可见，本发明可以有效地提高伺服系统的性能。

以上对本发明所提出的一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (2)

1.一种提高PMSM伺服系统电流环响应速度并且减小震荡的方法，对电机当前状态进行测量，包括电机三相电流的测量以及电机转速测量，电流调节器ACR的给定信号i^* _q由前级速度调节器ASR根据参考转速以及测量转速的偏差计算所得；同理，参考转速由前级位置调节器APR根据参考位置以及实际位置计算所得；其特征在于：所述方法包括以下步骤：

步骤一：在电机运行的过程中，通过电流传感器采样并进行坐标变换计算得到瞬时dq轴电流i^* _d与i^* _q，通过位置传感器得到转子位置并计算出电机电角速度；电机关于电流电压的数学模型方程如下公式所示：

式中i＝[i_d,i_q]^T；u＝[u_d,u_q]^T；

其中，u_d、u_q分别代表电机d-q轴电压；i_d、i_q分别代表电机d-q轴电流；ψ_f代表永磁体磁链；R、L分别为表贴式永磁同步电机的相电阻和相电感；ω_e为转子的电角速度；

步骤二：将步骤一得到的方程采用前向欧拉方法离散化，得到离散域下的电机电流与电压的关系，如下式所示：

i(k+1)＝F(k)i(k)+G(k)u(k)+H(k)

式中，i(k)＝[i_d(k)i_q(k)]^T；u(k)＝[u_d(k)u_q(k)]^T；

其中标有k的物理量代表t＝k时刻的测量结果，标有k+1的物理量代表下一采样周期t＝k+1开始时刻的预测值；T表示采样周期；

步骤三：为了在第k时刻计算第k+1时刻的参考电压

将步骤二中关系式延拓至下一个控制周期，即：i(k+2)＝F(k+1)i(k+1)+G(k+1)u(k+1)+H(k+1)；

因为该控制周期内转速不变，因此系数矩阵可以看作不变量，即F(k)＝F(k+1)、G(k)＝G(k+1)和H(k)＝H(k+1)；

步骤四：根据步骤二中的离散关系式估计电流值i(k+1)；将所测量的电流、转速以及上一控制周期中所计算的电压给定

带入步骤二中的离散关系式，得到如下式所示的电流估计值，记作

步骤五：将步骤四中所得到的电流估计值表达式替换掉步骤三中的i(k+1)，考虑到电流环控制周期远小于转速环和位置环的控制周期，能够认为t＝k时刻的给定i^*(k)与下一时刻t＝k+1的给定i^*(k+1)相同；另外，i(k+2)由i^*(k+1)替换掉，即电机在t＝k+1时刻开始就跟踪当前时刻的给定i^*(k+1)，将表达式带入并化简，得到如下表达式：

式中

其中

在上一控制周期已知，所得到的

为当前所应施加给SVPWM的电压值，输入到DSP中进行应用即可。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述位置传感器为光电编码器、旋转变压器、霍尔位置传感器或光栅尺。

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