JP2013062900A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流センサの出力値に実際の電流の振幅に対して所定の比率（≠１）だけ相違する誤差であるいわゆるゲイン誤差が含まれる場合、これに起因してモデル予測制御の制御性が低下するおそれがあること。
【解決手段】偏差算出部４０，４４では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのそれぞれと同位相の実電流ｉｄ，ｉｑとの差が算出される。フィードバック制御部４２，４６のそれぞれでは、偏差算出部４０，４４の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量（補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐ）が算出される。これら補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐによって、予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅが補正される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、インバータのスイッチング素子のオン・オフによって規定されるスイッチングモードを様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできるスイッチングモードにてインバータを操作する、いわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性が従来の三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

特開２００８−２２８４１９号公報

ところで、上記電流の予測には、その初期値として、電流センサによる電流の検出値が要求される。ただし、電流センサの出力値には、実際の電流の振幅に対して所定の比率（≠１）だけ相違する誤差であるいわゆるゲイン誤差が含まれることがある。そしてこの場合、ゲイン誤差に起因してモデル予測制御の制御性が低下するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記回転機を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、前記予測手段による前記予測する処理は、前記制御量または該制御量の算出のためのパラメータとしての前記回転機の電流についての予測を行なう電流予測処理を含み、前記電流の検出値に応じた前記回転機の電流ベクトルのノルムを前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルのノルムのうち前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御するノルムフィードバック手段をさらに備えることを特徴とする。

検出値にゲイン誤差が重畳される場合、予測手段によって予測された電流のうち前記決定手段によって決定された操作状態に対応するものと検出値との間には、予測手段に予測誤差がなくても、乖離が生じうる。上記発明では、この点に鑑み、上記予測される電流を規範として、検出値に含まれるゲイン誤差を把握し、これに基づき制御量の制御処理を補正する。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流についてのｑ軸成分を前記電流予測処理によって予測される電流のｑ軸成分のうちの前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御する処理であることを特徴とする。

電流のベクトルノルムと２次元座標系における電流ベクトルの成分の絶対値との間には、正の相関がある。このため、ｑ軸成分もノルムと相関を有するパラメータとなることから、フィードバック制御量として利用可能である。

なお、請求項２記載の発明は、以下のものであってもよい。

・前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流についてのｑ軸成分の値を前記電流予測処理によって予測される電流のｑ軸成分の値のうちの前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御する処理であることを特徴とする。

・前記予測手段は、前記電力変換回路の出力電圧の平均値を算出する平均電圧算出手段と、該平均電圧算出手段によって算出される平均値に対する前記仮設定されたスイッチングモードに応じた前記電力変換回路の出力電圧の差として瞬時出力電圧を算出する瞬時電圧算出手段と、前記瞬時出力電圧に基づき、前記制御量の変化量を予測する変化量予測手段と、を備え、前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流についてのｑ軸成分の変化量を、前記予測手段によって予測された変化量のうち前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御する処理であることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機の各端子の電流と前記電流予測処理によって予測される前記各端子の電流との比を目標値にフィードバック制御する処理であることを特徴とする。

電流同士の比は、位相ずれがなければ振幅同士の比となることから、ノルム同士の比となる。このため、比を目標値にフィードバック制御することで、ノルムのフィードバック制御を行なうことができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記ノルムフィードバック手段は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルと前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルとのそれぞれのノルム同士の差または該ノルムと相関を有するパラメータ同士の差を入力とする積分要素の出力に基づき、前記制御量に関する予測を行なう処理において用いられるパラメータを補正することを特徴とする。

上記発明では、積分要素を用いることで、予測される電流ベクトルのノルムと検出値に応じたノルムとの定常的な乖離を補償することが容易となる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記ノルムフィードバック手段は、前記制御量に関する予測を行なう処理において用いられるパラメータの補正に際し、前記電流の検出値に応じた前記回転機の電流ベクトルと前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルとのそれぞれのノルム同士の差または該ノルムと相関を有するパラメータ同士の差を入力とする微分要素の出力をさらに用いることを特徴とする。

上記発明では、微分要素を用いることで、ノルム同士の差または該ノルムと相関を有するパラメータ同士の差に高調波ノイズが重畳した場合であっても、その影響を好適に抑制することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、前記回転機の端子のうちの一部を流れる電流としての前記電流の検出値と、ｄｑ座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、ｄｑ座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって再現される電流を前記制御量に関する予測を行なう処理に用いるものであり、前記ノルムフィードバック手段は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルのノルムに関するパラメータとして、前記再現される電流を用いることを特徴とする。

互いに連結された固定子巻線に接続される複数の端子を備える回転機においては、全端子数よりも１つ少ない数の端子のそれぞれを流れる電流情報によって、回転機を流れる電流情報を不足なく取得することができる。ここで、電流の検出値のみでは電流情報として不足している場合、予測される電流を用いることで、不足分を補うことができる。そして、これらをｄｑ座標系の電流に変換するなら、変換された電流は、電流の検出値と予測される電流との双方を含んだものとなる。このため、変換された電流は、電流の検出値を反映した電流となる。上記発明では、この点に鑑み、電流再現手段を備えた。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、前記回転機の端子であって且つ前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子の数は、３であり、前記取得手段は、前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得するものであり、前記予測処理は、前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流の初期値として利用するものであり、前記ノルムフィードバック手段は、前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の３つの端子のうちの前記採用されたスイッチングモードに応じて定まる１つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値に基づき、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルのノルムに関するパラメータを定めることを特徴とする。

直流交流変換回路の出力電圧の印加される端子数が３である回転機の場合、有効電圧ベクトルにて表現される操作状態においては、１つの端子または２つの端子が直流電圧源の正極に接続されて且つ、残りの端子が直流電圧源の負極に接続される。このため、正極または負極のうち接続される端子数が１であるものについて、その端子を流れる電流と上記電流の検出値とが、少なくとも絶対値については一致する。上記発明では、この点に鑑み、有効電圧ベクトル採用時において、上記電流の検出値を用いてノルムに関するパラメータを定める。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記取得手段によって取得される電流の検出値に基づく前記予測手段によって予測される電流の評価結果に応じて、前記制御量の予測処理を補正する予測処理補正手段をさらに備え、前記ノルムフィードバック手段のフィードバックゲインは、前記予測処理補正手段のフィードバックゲインよりも小さいことを特徴とする。

予測される電流の精度は、予測対象となるタイミングにおける電流の検出値によって評価することができる。上記発明では、この点に鑑み予測される電流を評価することで、精度が低下していると評価される場合、予測処理を補正することができる。しかも、この際、予測処理補正手段のゲインよりもノルムフィードバック手段のゲインを小さくすることで、ノルムのフィードバック制御との両立を図ることができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチングモードを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流再現部の処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を電動機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、３相の同期機である。

電動機１０は、インバータＩＮＶを介してバッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点が電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、電動機１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず電動機１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力端子（ここでは、負極側入力端子）を流れる電流（母線電流ＩＤＣ）を検出する電流センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、電動機１０のトルクを要求トルクＴ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴ＊を実現するための指令電流と電動機１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、電動機１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、電動機１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、電動機１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、スイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合についての電動機１０の電流を予測し、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードを決定するモデル予測制御を行う。

上記スイッチングモードは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオンであるかオフであるかを示すものであり、図２（ａ）に示される８通りのスイッチングモード０〜７からなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード７である。これらスイッチングモード０，７は、電動機１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶから電動機１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとするものである。これに対し、残りの６つのスイッチングモード１〜６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとするものである。

図２（ｂ）に、各スイッチングモード０〜７のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれは、スイッチングモード０〜７のそれぞれにおけるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを示すものである。なお、図示されるように、スイッチングモード１、３，５のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

ここで、モデル予測制御について詳述する。

先の図１に示す電流センサ１６によって検出された母線電流ＩＤＣに基づき、電流再現部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑが算出される。また、回転角度センサ１４によって検出される回転角度（電気角θ）は、速度算出部２４の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２６は、要求トルクＴ＊を入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。これら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定し、操作部２８に出力する。操作部２８では、入力されたスイッチングモードに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。モード設定部３１では、先の図２（ａ）に示したインバータＩＮＶのスイッチングモードを仮設定する。この処理は、実際には、スイッチングモードに対応する電圧ベクトルを仮設定する処理となる。ｄｑ変換部３２では、モード設定部３１によって仮設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、モード設定部３１において仮設定された電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば上側アームがオンである場合を「ＶＤＣ／２」として且つ下側アームがオンである場合を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードをモード設定部３１によって仮設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。この電流の予測は、以下の式（ｃ１），（ｃ２）にて表現されるモデル式に基づき、モード設定部３１によって仮設定される複数通りのスイッチングモードのそれぞれについて行われる。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ２）
ここで、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、ｄ軸のインダクタンスＬｄ、ｑ軸のインダクタンスＬｑを用いた。

一方、モード決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とを入力として、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定する。こうして決定されたスイッチングモードに基づき、操作部２８では、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、予め定められた長さを有する周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）を検出し、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を算出する。また、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。すなわち、インバータＩＮＶのスイッチングモードを、前回の制御周期で決定されたスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ）に対応するスイッチングモード）に更新する。

続くステップＳ１２においては、インバータＩＮＶの平均的な出力電圧ベクトルである平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ），ｖｑａ（ｎ））を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から電流の微分値の項を除いた式に、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を代入した以下の式（ｃ３）、（ｃ４）にて算出することができる。
ｖｄａ＝Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ３）
ｖｑａ＝Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ４）
続くステップＳ１４においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を、平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）と瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）とに分解し、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ−ｖｄａ，ｖｑ−ｖｑａ）と、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電流の微分の項とが等しいとした下記の式（ｃ５），（ｃ６）を用いて行なうことができる。
ｖｄ−ｖｄａ＝Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ５）
ｖｑ−ｖｑａ＝Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ６）
詳しくは、上記の式（ｃ５），（ｃ６）を制御周期Ｔｃによって離散化した下記の式（ｃ７），（ｃ８）にて行なうことができる。
ｉｄｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｄ（ｎ）−ｖｄａ（ｎ）｝／Ｌｄ＋ｉｄ（ｎ） …（ｃ７）
ｉｑｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｃ・｛ｖｑ（ｎ）−ｖｑａ（ｎ）｝／Ｌｑ＋ｉｑ（ｎ） …（ｃ８）
ちなみに、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ））は、ステップＳ１０において出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）をステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）による変換行列を用いて変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

続くステップＳ１６〜Ｓ２２では、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定する。続くステップＳ１８においては、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて上記ステップＳ１２の処理と同様にして平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑａ（ｎ＋１））を算出する。さらに、ステップＳ２０においては、上記ステップＳ１４と同様にして、２制御周期先の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ここでは、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に代えて予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて且つ、瞬時電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１）−ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１）−ｖｑａ（ｎ＋１））を用いる。なお、ここでの電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１））は、ステップＳ１６において仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を上記電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ」を加算した回転角度による変換行列によって変換することで、ｄｑ軸上の電圧成分を算出したものである。

ステップＳ２２においては、スイッチングモード０〜７のすべてについて、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）の算出が完了したか否かを判断する。ステップＳ２２において否定判断される場合には、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２２において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期におけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊによる評価の最も高いスイッチングモードを最終的なスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））とする。本実施形態では、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の差が大きいほど評価が低くなる評価関数Ｊを用いてスイッチングモードを評価する。詳しくは、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。

ちなみに、ステップＳ２２において肯定判断される時点で、スイッチングモード０〜７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。

続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルや電流、電気角のサンプリング番号を指定するパラメータｎを「１」ずつ減少補正することで、パラメータｎを更新し、この一連の処理を一旦終了する。

上述したように、本実施形態では、電動機１０の電流を検出する手段が、母線電流ＩＤＣを検出する電流センサ１６のみとなる。母線電流ＩＤＣは、インバータＩＮＶのスイッチングモードが有効電圧ベクトルに対応するものとなる場合、電動機１０のいずれか１相の電流にその絶対値が一致する。一方、３相の回転機を流れる電流を特定するためには、少なくとも２相の電流情報が必要である。このため、本実施形態では、電流検出手段の検出値が、電動機１０を流れる電流を特定するうえで必要な数の検出値よりも少ない。このため、本実施形態では、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの協働で、電動機１０を流れる電流を特定し、これを予測部３３の入力とする。

すなわち、先の図１に示す３相変換部２１では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを、３相の予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅに変換する。電流再現部２２では、インバータＩＮＶの現在のスイッチングモードに基づき、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅとの一部を、３相の電流値として選択的にｄｑ変換することで実電流ｉｄ，ｉｑを算出し、予測部３３に出力する。なお、電流再現部２２の出力する実電流ｉｄ，ｉｑは、母線電流ＩＤＣのみならず、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅが利用されて算出されるものであるため、これは電動機１０を流れている電流の検出値というわけではなく、検出値と推定値との混在した値となっている。

図４に、本実施形態にかかる電流再現部２２の行なう選択処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した処理と同期して且つ、図３のステップＳ１０の処理に先立ってくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、この一連の処理に引き続いて行われる上記ステップＳ１０の処理において出力される電圧ベクトルＶ（ｎ）が、電圧ベクトルＶ１，Ｖ４のいずれかであるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＵ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。すなわち、電圧ベクトルＶ１の場合、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となるため、母線電流ＩＤＣは、Ｖ相下側アームを流れる電流とＷ相下側アームを流れる電流との和となり、これは、Ｕ相上側アームを流れる電流に一致する。一方、電圧ベクトルＶ４の場合、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となるため、母線電流ＩＤＣは、Ｕ相下側アームを流れる電流に一致する。

そしてステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ４であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４においてＵ相の実電流ｉｕを「−ＩＤＣ」とする一方、ステップＳ３２において否定判断される場合、ステップＳ３６においてＵ相の実電流ｉｕを「ＩＤＣ」とする。これらの処理は、本実施形態では、相電流の極性を、インバータＩＮＶから電動機１０へと電流が流出する場合に正と定めたことに対応したものである。ステップＳ３４、Ｓ３６の処理が完了する場合、ステップＳ３８において、実電流ｉｕと予測電流ｉｖｅ，ｉｗｅとを選択する。

一方、ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ４０において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ３，Ｖ６であるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＶ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２〜Ｓ４８の処理において、上記ステップＳ３２〜Ｓ３８の処理の要領で、実電流ｉｖを「ＩＤＣ」とするか「−ＩＤＣ」とするかの選択処理等を行なう。

同様、ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ５０において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ２，Ｖ５であるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＷ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２〜Ｓ５８の処理において、上記ステップＳ３２〜Ｓ３８の処理の要領で、実電流ｉｗを「ＩＤＣ」とするか「−ＩＤＣ」とするかの選択処理等を行なう。

これに対し、ステップＳ５０において否定判断される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルであることから、ステップＳ６０において、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅを選択する。

上記ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８，Ｓ６０の処理が完了する場合、ステップＳ６２において、選択された３相の電流値をｄｑ変換し、この一連の処理を一旦終了する。

なお、上記３相の予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅのうちステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８，Ｓ６０の処理において採用されたものについては、先の図３に示した処理の前回の周期における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を３相変換した値である。この予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）は、電流再現部２２を介して予測部３３に入力される際には、既に未来の電流の予測値ではなく、現在の電流の推定値となっている。このため、母線電流ＩＤＣの検出タイミングを、先の図３に示したステップＳ１０の処理に同期させることで、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅとの位相を同期させることができる。

もっとも、電圧ベクトルが変更される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力時（更新時）においては、デッドタイムに起因して母線電流ＩＤＣがステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８において想定する相の電流とならないおそれがある。このため、実際には、電圧ベクトルが変更される直前において検出される母線電流ＩＤＣをステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８において選択された実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとすることが望ましい。また、ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８の処理時は、電圧ベクトルが変更される直前における母線電流ＩＤＣの検出に先立って行われるようにしてもよい。この場合、ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８の処理は、近い将来検出される母線電流ＩＤＣの扱いを定める処理となる。

ところで、電流センサ１６の検出値には、その振幅と実際の電流の振幅との間の比率が「１」とならない誤差であるいわゆるゲイン誤差が生じうる。そこで本実施形態では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅからこの誤差の影響を低減すべく、以下の処理を行なう。

すなわち、先の図１に示す偏差算出部４０では、ｄ軸の予測電流ｉｄｅと実電流ｉｄとについての互いに同位相の値同士の差を算出する。ここで、同位相の値とする手法としては、たとえば、実電流ｉｄを先の図３のステップＳ１０において算出されたものとし、予測電流ｉｄｅを、先の図３の一連の処理についての前回の制御周期における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）とすればよい。フィードバック制御部４２では、予測電流ｉｄｅを実電流ｉｄにフィードバック制御するための操作量として、補償量ｉｄｃｏｍｐを算出する。詳しくは、偏差算出部４０の出力値を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和を補償量ｉｄｃｏｍｐとする。

同様に、偏差算出部４４では、ｑ軸の予測電流ｉｑｅと実電流ｉｑとについての互いに同位相の値同士の差を算出する。フィードバック制御部４６では、予測電流ｉｑｅを実電流ｉｑにフィードバック制御するための操作量として、補償量ｉｑｃｏｍｐを算出する。詳しくは、偏差算出部４４の出力値を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和を補償量ｉｑｃｏｍｐとする。

そして、補正部４８では、補償量ｉｄｃｏｍｐによって電流再現部２２の出力する実電流ｉｄを補正し、これを予測部３３に出力する。また、補正部５０では、補償量ｉｑｃｏｍｐによって電流再現部２２の出力する実電流ｉｑを補正し、これを予測部３３に出力する。これら補正部４８，５０の出力値が、先の図３のステップＳ１０において算出される実電流ｉｄ，ｉｑである。

こうした構成によれば、予測部３３に入力される実電流ｉｄ，ｉｑは、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅにフィードバック制御される。ここで、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅは、モード決定部３４によって選択されたスイッチングモードに対応するものである。そして、母線電流ＩＤＣにゲイン誤差が生じている場合、予測部３３に予測誤差がない場合であっても、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのベクトルノルムと母線電流ＩＤＣから算出される実電流ｉｄ，ｉｑのベクトルノルムとの間に乖離が生じる。このため、この乖離を、ゲイン誤差と相関を有するパラメータとして利用することができる。したがって、実電流ｉｄ，ｉｑと予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとに基づくフィードバック操作量によって予測部３３の入力を補正することで、母線電流ＩＤＣにゲイン誤差が生じている場合であっても、予測部３３によって予測される予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの予測精度を高く維持することができる。

図５に、電動機１０を表面磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ）とした場合についての本実施形態の効果を示し、図６に、電動機１０を埋込磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）とした場合についての本実施形態の効果を示す。図示されるように、真の電流値ｉｑＲやその平均値ｉｑＲａの指令電流ｉｑ＊に対する誤差は、上記補償量ｉｑｃｏｍｐの利用によって減少する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）予測部３３に入力される実電流ｉｄ，ｉｑを、これと同位相の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅにフィードバック制御した。これにより、電流センサ１６のゲイン誤差に起因した予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの誤差を低減することができ、ひいては電動機１０の電流の制御性を向上させることができる。

（２）フィードバック制御部４２，４６を、積分要素を備えて構成した。これにより、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのベクトルノルムと母線電流ＩＤＣに応じた実電流ｉｄ，ｉｑのベクトルノルムとの定常的な乖離を補償することが容易となる。

（３）フィードバック制御部４２，４６を、微分要素を備えて構成した。これにより、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと実電流ｉｄ，ｉｑとの差に高調波ノイズが重畳した場合であっても、その影響を好適に抑制することができる。

（４）電流再現部２２を備えた。これにより、検出値として母線電流ＩＤＣのみを用いて、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した処理や部材に対応するものについては便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑの変化量を、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅの変化量Δｉｄｅ，Δｉｑｅ（＝ｉｄｅ（ｎ＋２）−ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋２）−ｉｑｅ（ｎ＋１））にフィードバック制御するための操作量として補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐを算出する。

すなわち、変化量算出部５３では、ｄ軸の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）と、実電流ｉｄ（ｎ＋２）との差を算出する。ちなみに、ここでのｄ軸の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）は、先の図３のステップＳ１４において算出されるものであり、実電流ｉｄ（ｎ＋２）は、２制御周期後のステップＳ１０における値である。偏差算出部４０では、実電流ｉｄ（ｎ＋２）から予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）を減算した値と変化量Δｉｄｅとの差を算出する。

同様に、変化量算出部５２では、ｑ軸の予測電流ｉｑｅ（ｎ＋１）と、実電流ｉｑ（ｎ＋２）との差を算出する。ちなみに、ここでのｑ軸の予測電流ｉｑｅ（ｎ＋１）は、先の図３のステップＳ１４において算出されるものであり、実電流ｉｑ（ｎ＋２）は、２制御周期後のステップＳ１０における値である。偏差算出部４４では、実電流ｉｑ（ｎ＋２）から予測電流ｉｑｅ（ｎ＋１）を減算した値と変化量Δｉｑｅとの差を算出する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、母線電流ＩＤＣを固定座標系の予測電流（予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｑｅ）にフィードバック制御する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した処理や部材に対応するものについては便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、母線電流推定部６０は、モード決定部３４によって決定されたスイッチングモードと、３相変換部２１の出力する予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅとを入力とし、予測母線電流ＩＤＣｅを算出する。ここで、予測母線電流ＩＤＣｅは、スイッチングモードが有効電圧ベクトルに対応する場合、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅのいずれかと絶対値が等しい値とされる。詳しくは、電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５のそれぞれに対応する場合、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅのそれぞれとし、電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６のそれぞれに対応する場合、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅのそれぞれに「−１」を乗算した値とする。

除算部６２では、母線電流ＩＤＣと予測母線電流ＩＤＣｅとの比を算出する。偏差算出部６４では、上記比と１との差を算出し、フィードバック制御部６６に出力する。フィードバック制御部６６では、上記比を「１」にフィードバック制御するための母線電流ＩＤＣの補正係数Ｋを算出する。詳しくは、偏差算出部６４の出力を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和として補正係数Ｋを算出する。補正部６８では、母線電流ＩＤＣに補正係数Ｋを乗算して電流再現部２２に出力する。

なお、スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応する場合、補正係数Ｋの算出処理を停止する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態の場合、電流センサ１６のゲイン誤差を補償するために、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを規範として用いた。しかし、予測部３３にモデル誤差がある場合、電流センサ１６のゲイン誤差を適切に補償することができない懸念がある。そこで本実施形態では、予測部３３のモデル誤差を補償する処理を追加する。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した処理や部材に対応するものについては便宜上同一の符号を付している。

偏差算出部７０では、予測電流ｉｄｅと、同位相の実電流ｉｄとの差を算出する。フィードバック制御部７２では、予測電流ｉｄｅを実電流ｉｄにフィードバック制御するための操作量（モデル補正量Ｍｄｃｏｍｐ）を算出する。詳しくは、偏差算出部７０の出力を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和としてモデル補正量Ｍｄｃｏｍｐを算出する。

同様に、偏差算出部７４では、予測電流ｉｑｅと、同位相の実電流ｉｑとの差を算出する。フィードバック制御部７６では、予測電流ｉｑｅを実電流ｉｑにフィードバック制御するための操作量（モデル補正量Ｍｑｃｏｍｐ）を算出する。詳しくは、偏差算出部７４の出力を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和としてモデル補正量Ｍｑｃｏｍｐを算出する。そして、モデル補正量Ｍｄｃｏｍｐ，Ｍｑｃｏｍｐは、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのそれぞれの補正量として、予測部３３に入力される。詳しくは、たとえば、先の図３のステップＳ１４における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を補正する補正量とされる。

ここで、モデル補正量Ｍｄｃｏｍｐ，Ｍｑｃｏｍｐを算出するフィードバック制御部７２，７６の比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲインは、補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐを算出するフィードバック制御部４２，４６の比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲインよりも大きい値に設定されている。これにより、母線電流ＩＤＣによって得られる情報を規範として予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅがモデル補正量Ｍｄｃｏｍｐ，Ｍｑｃｏｍｐによって補正される処理と、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを規範としてゲイン誤差が補償される処理との干渉を好適に回避することができる。ここで、フィードバック制御部４２，４６のゲインを小さくするのは、ゲイン誤差の変化が非常に緩やかであることに鑑みた設定である。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「ノルムフィードバック手段について」
上記第２の実施形態において、電動機１０をＳＰＭＳＭとして最小電流最大トルク制御を行なう場合、指令電流ｉｄ＊がゼロとなることに鑑み、ｑ軸電流のみをフィードバック対象（補償量を算出するための入力パラメータ）としてもよい。

上記第３の実施形態においては、目標値を「１」としたが、これに限らない。たとえば図５、図６に示唆されるように、フィードバック制御によってゲイン誤差がゼロとはならないことに鑑みれば、目標値の適合によってゲイン誤差をさらに低減することも可能となると思われる。

補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐや補正係数Ｋを、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和とするものに限らない。たとえば比例要素および積分要素の出力同士の和としたり、積分要素の出力値としたりするものであってもよい。もっとも、積分要素を用いるものにも限らず、比例要素の出力値とするものであってもよい。

積分要素等の入力パラメータとしては、上記各実施形態において例示したものに限らない。たとえば、電流再現部２２の出力する電流ベクトルのノルムと、予測部３３の予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅのベクトルノルムとであってもよい。これらの差から算出される単一の補正量を、たとえば指令電流設定部２６の設定する指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相に応じて補償量ｉｄｃｏｍｐ，ｉｑｃｏｍｐに割り振るなら、上記第１の実施形態に準じた効果を奏する。また、ノルム同士の比から算出される単一の補正量によって、上記第３の実施形態の要領で母線電流ＩＤＣのゲイン補正を行ってもよい。

「予測処理補正手段について」
モデル補正量Ｍｄｃｏｍｐ，Ｍｑｃｏｍｐを、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和とするものに限らない。たとえば比例要素および積分要素の出力同士の和としたり、積分要素の出力値としたりするものであってもよい。もっとも、積分要素を用いるものにも限らない。

「電流再現手段について」
母線電流ＩＤＣのみでは不足する情報を予測電流から取得するものに限らない。たとえば電流センサとして、３相の電動機１０の１つの端子を流れる電流を検出するもののみを備え、不足する情報を予測電流から取得するものであってもよい。

「平均電圧算出手段について」
たとえば、インバータＩＮＶの実際の操作に用いるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルの所定期間の平均値を平均電圧としてもよい。

「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

また、ｄｑ軸上の電流を予測するものに限らず、固定座標系の電流を予測するものであってもよい。この場合、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを固定座標系の成分に変換する回転座標成分算出手段を備える必要がない。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄ＊（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑ＊（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量について」
インバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量（指令値との乖離度の評価対象となる制御量）としては、電流に限らない。たとえば、トルクおよび磁束であってもよい。またたとえば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。この場合であっても、トルクや磁束の予測に電流を用いる場合には、上記各実施形態の要領で、予測電流を、電流の検出値の誤差を把握する上での規範電流情報とすることができる。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。なお、たとえば５相回転機の場合、４相以上の電流情報が必要である。ただし、電流センサの数としては、４つに限らず、不足分については予測電流等によって補えばよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、電動機に限らず、発電機であってもよい。

「そのほか」
直流電圧源としては、バッテリ１２に限らず、例えばバッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (8)

1. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記制御量に関する予測を行なう予測手段と、
   該予測手段による予測結果に基づき、前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードを決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、
   前記回転機を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、
   前記予測手段による前記予測する処理は、前記制御量または該制御量の算出のためのパラメータとしての前記回転機の電流についての予測を行なう電流予測処理を含み、
   前記電流の検出値に応じた前記回転機の電流ベクトルのノルムを前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルのノルムのうち前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御するノルムフィードバック手段をさらに備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流についてのｑ軸成分を前記電流予測処理によって予測される電流のｑ軸成分のうちの前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応するものにフィードバック制御する処理であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記ノルムフィードバック手段による前記フィードバック制御は、前記電流の検出値に応じた前記回転機の各端子の電流と前記電流予測処理によって予測される前記各端子の電流との比を目標値にフィードバック制御する処理であることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記ノルムフィードバック手段は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルと前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルとのそれぞれのノルム同士の差または該ノルムと相関を有するパラメータ同士の差を入力とする積分要素の出力に基づき、前記制御量に関する予測を行なう処理において用いられるパラメータを補正することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記ノルムフィードバック手段は、前記制御量に関する予測を行なう処理において用いられるパラメータの補正に際し、前記電流の検出値に応じた前記回転機の電流ベクトルと前記電流予測処理によって予測される電流ベクトルとのそれぞれのノルム同士の差または該ノルムと相関を有するパラメータ同士の差を入力とする微分要素の出力をさらに用いることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記予測手段は、前記回転機の端子のうちの一部を流れる電流としての前記電流の検出値と、ｄｑ座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、ｄｑ座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって再現される電流を前記制御量に関する予測を行なう処理に用いるものであり、
   前記ノルムフィードバック手段は、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルのノルムに関するパラメータとして、前記再現される電流を用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記回転機の端子であって且つ前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子の数は、３であり、
   前記取得手段は、前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得するものであり、
   前記予測処理は、前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流の初期値として利用するものであり、
   前記ノルムフィードバック手段は、前記操作手段によって採用されたスイッチングモードに対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の３つの端子のうちの前記採用されたスイッチングモードに応じて定まる１つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値に基づき、前記電流の検出値に応じた前記回転機を流れる電流ベクトルのノルムに関するパラメータを定めることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記取得手段によって取得される電流の検出値に基づく前記予測手段によって予測される電流の評価結果に応じて、前記制御量の予測処理を補正する予測処理補正手段をさらに備え、
   前記ノルムフィードバック手段のフィードバックゲインは、前記予測処理補正手段のフィードバックゲインよりも小さいことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。