CN102868300B

CN102868300B - 开关调节器及其控制设备

Info

Publication number: CN102868300B
Application number: CN201210234567.6A
Authority: CN
Inventors: 陈建
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-07-07
Filing date: 2012-07-06
Publication date: 2016-08-03
Anticipated expiration: 2032-07-06
Also published as: CN102868300A; US8897036B2; US20130010502A1; JP5942350B2; JP2013021758A

Abstract

本发明的目的在于，提供开关调节器及其控制设备，该控制设备抑制硬开关和短路电流的发生而不扩大电路规模且不限于紧接在开始操作之后的时间段。本发明的开关调节器包括：用于监控变压器T1的初级绕组两端的电压的辅助绕组P2；检测辅助绕组P2检测到的信号Vp2反转开始或反转结束的时刻的微分检测电路5；以及接收信号Off_trg来触发开关Qa或开关Qb截止、并且从检测到信号Off_trg起经过了预定的延时之后生成信号On_trg来触发开关Qa或开关Qb导通的时滞调节电路6。微分检测电路5确认体二极管之间的电流转移。时滞调节电路6调节时滞以在从确认电流转移起经过了预定时间之后传送信号On_trg。因此，抑制硬开关和短路电流的发生，而不发生故障。

Description

开关调节器及其控制设备

相关申请的交叉引用

本申请基于2011年7月7日提交的日本专利申请No.2011-150974并要求其优先权，该申请的内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及开关调节器以及开关调节器的控制设备，具体地涉及在启动或负载快速变化时抑制硬开关和短路电流的发生的开关调节器以及开关调节器的控制设备。

背景技术

实现高效率和低噪声的现有开关调节器包括通过使用串联连接的电感和电容的谐振操作来进行软开关的电流谐振型开关调节器。

图12示出一般采用的电流谐振型开关调节器的构造示例。

该调节器具有串联连接的高侧开关Qa和低侧开关Qb以构成并联连接到DC（直流）电源Ed的开关电路。开关Qa和Qb具有反并联连接到相应开关的内置体二极管Da和Db。由变压器T的初级绕组P1和谐振电容器Cr构成的串联连接电路并联连接到低侧开关Qb。串联连接的谐振电路由变压器T的漏电感和谐振电容器Cr构成。

变压器T的次级绕组S1和S2连接到包括二极管D1和D2、以及平滑电容器Co的全波整流和平滑电路。负载Ro连接到全波整流和平滑电路。全波整流和平滑电路的输出侧还连接到用于开关Qa和Qb的导通-截止（ON-OFF）控制的电路，该电路包括误差放大电路1、电压控制振荡电路（VCO）2、控制电路3、以及驱动电路4。

该开关调节器设置其中开关Qa和Qb两者都处于截止状态的时滞（deadtime），且这些开关以约50%的占空比交替地重复导通和截止操作。电流谐振操作在包括谐振电容器Cr、以及变压器T的初级绕组P1及次级绕组S1和S2的漏电感的电路中发生，从而进行从变压器T的初级侧到次级侧的电力传输。来自变压器T的次级侧的输出被二极管D1和D2整流，并且通过平滑电容器Co变得平滑，从而传送DC输出电压。该输出电压由误差放大电路1检测。电压控制振荡电路2控制其与该输出电压相对应的振荡频率。控制电路3和驱动电路4进行两个开关Qa和Qb的交替导通-截止控制。由此，使该输出电压稳定。

电流谐振型开关调节器的优点之一在于，该调节器通过使用开关Qa和Qb的体二极管Da和Db来进行软开关。在高侧开关Qa处于截止状态而低侧开关Qb处于导通状态（其中电流I_Qb沿着图12中的箭头方向流经开关Qb）的状态中，如果从该状态起低侧开关Qb截止，则已在开关Qb中流动的电流I_Qb变成流经高侧开关Qa的体二极管Da。由于在电流在体二极管Da中流动期间开关Qa和开关Qb之间的电压Vs约为DC电源Ed的电压Vi，因此即使开关Qa导通，开关Qa两端的电压也不会快速地变化。由此，实现零电压开关（ZVS）。类似地，当将已在高侧开关Qa中流动的电流I_Qa转移到低侧开关Qb的体二极管Db时，开关Qa和开关Qb之间的电压Vs变为约为地电位。因此，如果在电流在体二极管Db中流动期间开关Qb导通，则开关Qb两端的电压不会快速地变化，从而实现零电压开关。

然而，如果在开关Qa和开关Qb之间的电压Vs是电源Ed的电压Vi和地电位之间的某一电压的时刻开关Qa或开关Qb导通，则该开关是硬（hard）开关。在此情形中，出现经由开关Qa或开关Qb的电流以及开关Qa或开关Qb两端的电压的快速变化。这导致噪声的生成、以及开关Qa或开关Qb处电力损失的增加。另外，如果在电流经过开关Qa的体二极管Da期间低侧开关Qb导通，则在体二极管Da的恢复时间短路电流经由体二极管Da从DC电源Ed流向开关Qb。该短路电流可以是导致开关Qa和Qb毁坏的瞬时强（heavy）电流。

已提出了一些建议来应对硬开关和短路电流。专利文献1公开了其中通过检测经由谐振电路的电流来检测经由体二极管的电流流动的状态、并且在检测该状态期间不会生成使两个开关中的任一个导通或截止的驱动信号的电源。专利文献2公开了不会生成短路电流的电源。在该电源中，紧接在启动之后将低侧开关的导通信号的导通宽度控制为相对较长，从而在流经低侧开关的电流为负的时间段期间抑制高侧开关的导通。专利文献3公开了其中紧接在启动之后只有高侧开关导通和截止的电源。在谐振电容器变成允许正常谐振操作的电平之后，进行使用两个开关的开关操作。专利文献4公开了可通过直接检测在两个开关之间的点处的电压来处理硬开关和短路电流两者的设备。专利文献5公开了通过检测在两个开关之间的点处的电压来应对短路电流的电源。

[专利文献1]

日本未经审查的专利申请公开No.2005-051918

[专利文献2]

日本未经审查的专利申请公开No.2010-004596

[专利文献3]

日本未经审查的专利申请公开No.2009-027803

[专利文献4]

PCT申请公开No.2007-527190的日文翻译

[专利文献5]

日本未经审查的专利申请公开No.2007-006614

然而，专利文献1中所公开的包括用于谐振电路中的电流检测的电容器的构造由于电阻器而引起电力损失的问题。专利文献2中所公开的紧接在启动之后调节导通信号的导通宽度的构造只处理启动时的操作，由此应用时间段受到限制。专利文献3中所公开的在对谐振电容器充电之后进行谐振操作的构造也将应用时间段限于紧接在启动之后的时间。专利文献4和专利文献5中所公开的包括检测开关之间的高电压的构造需要具有包括高电压电路元件的控制电路。这导致控制电路的放大规模，并且不利地影响控制电路的集成电路的端子构造。

发明内容

鉴于以上所述的问题已作出了本发明，并且本发明的目的在于，提供抑制硬开关和短路电流的发生而不增大电路规模且不限于紧接在开始操作之后的时间段的开关调节器及其控制设备。

为了实现以上目的，本发明提供开关调节器及其控制设备，该开关调节器包括：彼此串联连接并连接到DC电源的端子的第一开关和第二开关；以及由谐振电容器和包括变压器的初级绕组的谐振电感构成的谐振电路，该电感与谐振电容器串联连接。

该变压器包括检测变压器的初级绕组两端的电压变化的辅助绕组。由此，从检测初级绕组两端的电压的变化的部分中消除对高电压元件的需求。辅助绕组检测到电压被传送到微分（differentiation）检测电路，并且在其中被求微分，以检测辅助绕组检测到的检测电压反转开始的时刻或该检测电压反转结束的时刻。由此，确定体二极管的电流转移。将指示检测时刻的信号传送到时滞调节电路。针对在接收到使第一开关或第二开关截止的第一触发信号之后检测到的时刻信号，时滞调节电路用预定延时来调节时滞。延迟信号变成使第一开关或第二开关导通的第二触发信号。

由于如上所述的开关调节器的控制设备包括微分检测电路和时滞调节电路，因此可通过检测辅助绕组检测到电压的反转开始时刻或反转结束时刻来确认体二极管的电流转移。可通过在检测到反转时刻之后等待预定时间来调节时滞。

在开关调节器及其控制设备中，调节时滞以在证实体二极管中没有电流流动之后等待预定时间。因此，可确定地抑制硬开关和短路电流。

附图说明

图1示出根据本发明的一个实施例的开关调节器的构造；

图2是示出根据本发明的一个实施例中的误差放大电路的构造示例的电路图；

图3示出误差放大电路的输出特性；

图4示出根据本发明的一个实施例中的电压控制振荡电路的频率特性；

图5是示出根据本发明的一个实施例中的控制电路的构造示例的电路图；

图6是示出根据本发明的一个实施例中的微分检测电路的构造示例的电路图；

图7是示出根据本发明的一个实施例中的时滞调节电路的构造示例的电路图；

图8是示出在最大振荡频率附近的正常模式下的显著波形的时序图；

图9是示出在最大振荡频率附近的短路电流模式下的显著波形的时序图；

图10是示出根据本发明的变体中的在最大振荡频率附近的正常模式下的显著波形的时序图；

图11是示出根据本发明的变体中的在最大振荡频率附近的短路电流模式下的显著波形的时序图；以及

图12示出一般采用的电流谐振型开关调节器的构造示例。

具体实施方式

现在，将在下文中参考附图详细地描述根据本发明的一些优选实施例。

图1示出根据本发明的一个实施例的开关调节器的构造。

该开关调节器包括两个开关Qa和Qb，这些开关在本实施例示例中是N沟道MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）。开关Qa和Qb具有分别反并联连接到这些开关的内置体二极管Da和Db。高侧开关Qa的漏极端子连接到DC电源Ed的正端子，开关Qa的源极端子连接到低侧开关Qb的漏极端子，而开关Qb的源极端子连接到DC电源Ed的负端子。高侧开关Qa和低侧开关Qb串联连接以构成开关电路。通过整流和平滑商用AC（交流）电力来提供DC电源Ed。

高侧开关Qa和低侧开关Qb之间的连接点连接到变压器T1的初级绕组P1的一个端子，而初级绕组P1的另一端子连接到谐振电容器Cr的一个端子。谐振电容器Cr的另一端子连接到开关Qb的源极端子和DC电源Ed的负端子。用谐振电容器Cr和变压器T1的初级侧中的漏电感来构成串联连接的谐振电路。变压器T1具有在变压器T1的初级侧中的辅助绕组P2。

变压器T1包括彼此串联连接的两个次级绕组S1和S2。次级绕组S1的一个端子连接到二极管D1的阴极端子，而次级绕组S2的一个端子连接到二极管D2的阴极端子。二极管D1和D2的阳极端子彼此连接并接地。次级侧中的绕组的中心抽头（即，次级绕组S1和S2之间的连接点）连接到平滑电容器Co的正端子。平滑电容器Co的负端子接地。全波整流和平滑电路用二极管D1和D2、以及平滑电容器Co构成，并且构成输出输出电压Vo的开关调节器的输出电路。负载Ro连接到该输出电路。

该开关调节器包括基于输出电压Vo进行开关Qa和Qb的导通-截止控制的电路，这些电路包括误差放大电路1、电压控制振荡电路2、控制电路3、以及驱动电路4。该开关调节器还包括微分检测电路5、以及用于基于来自辅助绕组P2的信号Vp2调节开关Qa和Qb的时滞的时滞调节电路6。

该构造的开关调节器通过使用设置在变压器T1中的辅助绕组P2来监控开关Qa和Qb之间的电压Vs的变化，该电压是开关Qa和开关Qb的连接点处的电压Vs。严格来说，辅助绕组P2监控变压器T1的初级绕组P1两端的电压，该电压等于电压Vs减去P1和Cr的连接点处的电位。然而，当将谐振电流从二极管Da和Db中的一个转移到另一个时，P1和Cr的连接点处的电位变化为可忽略地慢，而电压Vs快速地变化。因此，辅助绕组P2实际上监控电压Vs的变化。

当谐振电流沿着体二极管Da处于导通状态而体二极管Db处于截止状态的方向流动时，由于体二极管Da的导通状态，电压Vs约等于DC电源Ed的电压Vi。然后，谐振电流的方向反转，体二极管Da截止，并且电压Vs快速地减小，同时谐振电流使开关Qa和开关Qb之间的浮动电容放电。当电压Vs减小到比地电位低二极管的正向压降的电压时，二极管Db导通，并且电压Vs保持在几乎处于地电位的状态。当谐振电流再次反转时，体二极管Db截止，并且浮动电容被谐振电流充电，从而将电压Vs快速地增大到使体二极管Da导通的值。

微分检测电路5检测来自辅助绕组P2的信号Vp2的反转开始时刻或反转结束时刻。时滞调节电路6在从信号Vp2的反转开始时刻或反转结束时刻起经过了预定的延时之后生成使开关Qa或开关Qb导通的信号On_trg。因此，确保从开关Qa和Qb之一截止的时刻到另一开关导通的时刻的所需时滞。因此，可抑制硬开关和短路电流。以下详细地描述了开关调节器的实施例的构造。

图2是误差放大电路1的示例的电路图，图3示出误差放大电路1的输出特性，而图4示出电压控制振荡电路（VCO）2的频率特性。

如图2所示的误差放大电路1包括接收差分输入电压并将其转换成电流的运算跨导放大器（OTA）11。OTA11的反向输入端子接收输出电压Vo或其分压，而非反向端子接收来自基准电压源12的基准电压Vref。OTA11的输出端子连接到电容器Cerr的一个端子，而电容器Cerr的另一端子连接到地。OTA11的输出端子还连接到N沟道MOS晶体管NMrst的漏极端子。该晶体管NMrst的源极端子接地，而其栅极端子连接到初始复位信号生成电路（在附图中未示出）的输出端子。

在误差放大电路1中，OTA11将输出电压Vo或分压K·Vo（其中K是小于或等于1的常数）与基准电压Vref作比较，并且传送与等于Vref-K·Vo的电压差相对应的电流以对电容器Cerr充电。当电压差Vref-K·Vo为负时，该电流也为负，从而使电容器Cerr放电。在启动开关调节器时，将初始复位信号给予晶体管NMrst的栅极端子以使其导通。因此，将作为误差放大电路1的输出电压Verr的电容Cerr两端的电压被清零为零初始值。

如图3所示的输出电压Verr从初始值零开始升高，直至OTA11的输入电压K·Vo达到基准电压Vref，其中输出电压Verr饱和并固定在该电压。

电压控制振荡电路（VCO）2接收来自误差放大电路1的输出电压Verr，并且具有与输出电压Verr的变化相对应的在最大值fmax和最小值fmin的范围内变化的频率特性（如图4所示）。电压控制振荡电路（VCO）2在输出电压Verr相对较小时在远高于串联连接的谐振电路的谐振频率fo的频率处生成振荡、以及随着输出电压Verr的增大在较低频率处生成振荡。电压控制振荡电路（VCO）2还接收来自时滞调节电路6的信号On_trg（该信号是用于进行振荡的基本时刻信号），并且输出所生成的振荡信号作为信号Off_trg。

在此，具体地描述电压控制振荡电路（VCO）2在上升时的操作。紧接在用电压差Vref-K·Vo的大幅值启动之后，大电流倾向于从OTA11流向电容器Cerr。然而，电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率是最大值fmax，因为来自OTA11的输出电压Verr的初始值为零。随着对电容器Cerr的充电进行使得输出电压Verr增大，振荡频率逐渐地降低。

在达到等式Vref=K·Vo时，来自OTA11的输出电压Verr变成稳定的恒定值，而电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率也变成稳定的恒定值。此后，如果开关调节器的输出电压Vo下降到Vref>K·Vo的情形，则OTA11的输出电压Verr增大，并且电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率下降。该情形增加从变压器T1的初级侧转移到次级侧的能量，并且增大开关调节器的输出电压Vo。相反，如果开关调节器的输出电压Vo增大到Vref<K·Vo的情形，则OTA11的输出电压Verr减小，并且电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率上升。该情形减少从变压器T1的初级侧转移到次级侧的能量，并且减小开关调节器的输出电压Vo。由此，响应于开关调节器的输出电压Vo的变化，朝着Vref=K·Vo的情形反馈控制电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率。

在开关调节器的启动时间段中，来自OTA11的输出电压Verr较小，并且电压控制振荡电路（VCO）2的所得振荡频率较大。因此，从变压器T1的初级侧转移到次级侧的能量较少，并且开关调节器的输出电压Vo逐渐地增大。由此，实现软启动操作，从而消除对专用于软启动操作的电路的需求。

图5是示出控制电路3的构造示例的电路图，图6是示出微分检测电路5的构造示例的电路图，而图7是示出时滞调节电路6的构造电路的电路图。

如图5所示的控制电路3包括：两个输入端子31和32；T触发器33；两个AND（与）门34和35；两个复位优先的RS触发器36和37；以及两个输出端子38和39。T触发器33具有连接到接收信号Off_trg的输入端子32的一端子、连接到AND门34的一个输入端子的输出端子Q、以及连接到AND门35的一个输入端子的反向输出端子。AND门34的另一端子和AND门35的另一端子两者都连接到接收信号On_trg的输入端子31。AND门34的输出端子连接到RS触发器36的置位输入端子，而AND门35的输出端子连接到RS触发器37的置位输入端子。RS触发器36的复位输入端子和RS触发器37的复位输入端子两者都连接到输入端子32。触发器36的输出端子Q连接到输出端子38来传送信号Ho，而触发器37的输出端子Q连接到输出端子39来传送信号Lo。

控制电路3接收来自电压控制振荡电路（VCO）2的信号Off_trg和来自时滞调节电路6的信号On_trg，并且生成信号Ho和Lo并将其传送到驱动电路4。驱动电路4具有连接到开关Qa的栅极端子和开关Qb的栅极端子的输出端子。驱动电路4根据所接收的信号Ho生成用于驱动开关Qa的信号，并且根据所接收的信号Lo生成用于驱动开关Qb的信号，从而驱动开关Qa和Qb的开关操作。

如图6所示的微分检测电路5具有接收电源的Vdd端子51、连接到变压器T1的辅助绕组P2的输入端子52、以及包括电阻R1至R4和电容器C1的微分电路。电容器C1以及电阻R3和R4提供对传送到输入端子52的信号Vp2求微分的功能。电阻R1和R2提供始终将可以是负电压的信号Vp2电平移动到正值的功能。输入端子52经由具有相同电阻值的串联连接的电阻R2和R1连接到Vdd端子。电阻R1和R2的连接点连接到电容器C1的一个端子。由此，将在地电位的两侧变化的信号Vp2电平移动为在VDD/2的电位附近变化的信号，并且传送到电容器C1的一个端子。该构造允许操作没有负电源且不处理负电压信号的半导体集成电路的控制电路。Vdd端子51还经由具有相同电阻值的串联连接的电阻R3和R4连接到地。电阻R3和R4的连接点连接到电容器C1的另一端子。电阻R3和R4与电容器C1一起构成微分电路，并且电阻R3和R4的连接点输出作为检测信号Vp2的微分信号的信号Vp2_dvdt。由于相等的电阻R3和R4，信号Vp2_dvdt在VDD/2的电位附近变化。

微分检测电路5还包括：两个比较器Comp1和Comp2；输入端子53和54；单触发（one-shot）电路55和56；以及输出端子57和58。比较器Comp1具有连接到接收阈值Ref_l的输入端子53的反向输入端子、以及连接到电容器C1、电阻器R3和电阻器R4的连接点的非反相输入端子，该连接点是由电容器C1、电阻器R3和电阻器R4构成的微分电路的输出点。比较器Comp1的输出端子经由单触发电路55连接到输出端子57。单触发电路55检测来自比较器Comp1的输出信号上升的前沿，从而示出来自微分电路的输出信号已超过阈值Ref_l并输出具有预定脉宽（例如，50ns）的信号P2_1。比较器Comp2具有连接到接收阈值Ref_h的输入端子54的非反相输入端子、以及连接到电容器C1、电阻器R3和电阻器R4的连接点的反向输入端子。比较器Comp2的输出端子经由单触发电路56连接到输出端子58。单触发电路56检测来自比较器Comp2的输出信号上升的前沿，从而示出来自微分电路的输出信号已下降到低于阈值Ref_h并输出具有预定脉宽（例如，50ns）的信号P2_h。阈值Ref_l被设为电压VDD和VDD的一半之间的中间处的值，而阈值Ref_h被设为Vdd的一半和地电位之间的中间处的值。

微分检测电路5接收变压器T1的辅助绕组P2所生成的信号Vp2。例如，变压器T1的初级绕组P1与辅助绕组P2的绕组比约为100。因此，接收信号Vp2的微分检测电路5可由不需要任何高电压电路元件的低电压电路构造。

时滞调节电路6具有分别接收控制电路3所生成的信号Ho和Lo的输入端子61和62、以及分别接收微分检测电路5检测到的信号P2_l和P2_h的输入端子63和64。时滞调节电路6包括保持信号Ho和Lo、并组合信号Ho和Lo以及信号P2_l和P2_h、并且输出延迟公共信号P2_hl的电路。该电路包括复位优先的RS触发器65和66、AND门67和68、OR（或）门69、以及延迟电路70。输入端子61连接到RS触发器65的置位输入端子和RS触发器66的复位输入端子，输入端子62连接到RS触发器66的置位输入端子和RS触发器65的复位输入端子。RS触发器66的输出端子连接到AND门67的一个端子，而AND门67的另一输入端子连接到输入端子63。RS触发器65的输出端子连接到AND门68的一个端子，而AND门68的另一输入端子连接到输入端子64。AND门67和68的输出端子连接到OR门69的输入端子，而OR门69的输出端子连接到具有延时Delay1（延迟1）的延迟电路70的输入端子。例如，延时Delay1被设为约200ns。

时滞调节电路6具有接收来自电压控制振荡电路（VCO）2的信号Off_trg的输入端子71、将信号On_trg输出到电压控制振荡电路（VCO）2和控制电路3的输出端子72、以及用于调节时滞的电路。该电路包括计时器73、OR门74、作为信号保持电路的复位优先的RS触发器75和76、单触发电路77和78、以及延迟电路79。输入端子71连接到计时器73的置位输入端子，计时器73的复位输入端子连接到输出端子72，而计时器73的输出端子连接到OR门74的一个输入端子。计时器73一旦接收到置位输入信号就开始计数达约20μs。如果在计数时间段期间未给出复位输入，则计时器73在最大时滞（在该示例中，其被设为约20μs）已届满之后传送高电平输出信号。OR门74的另一输入端子连接到延迟电路70的输出端子，而OR门74的输出端子连接到RS触发器75的置位输入端子。RS触发器75的复位输入端子连接到输出端子72，而RS触发器75的输出端子连接到RS触发器76的置位输入端子。输入端子71还连接到作为最小时滞设置电路的单触发电路77的输入端子，而单触发电路77的输出端子连接到RS触发器76的复位端子。该单触发电路77设置最小时滞信号Tdead（T_时滞）（例如约为300ns），在接收信号Off_trg之后传送信号On_trg之前必须等待该时滞。RS触发器76的输出端子连接到作为信号转换电路的单触发电路78的输入端子，而单触发电路78的输出端子连接到具有延时Delay2（延迟2）的延迟电路79的输入端子。在该示例中，延时Delay2被设为约50ns。

以下描述当电压控制振荡电路（VCO）2的振荡频率是在最大值fmax附近的很高的值时（这是在轻负载时间段中、在启动时、以及紧接在目标电压变化之后的情况）如上所述地构造的开关调节器的操作。由于开关频率远高于谐振电路的谐振频率，因此在一个开关周期中电容器Cr两端的电压的变化为可忽略地小。因此，电压Vs的变化可通过来自辅助绕组P2的信号Vp2来直接检测。在此，正常模式是指其中在一个周期上平均的谐振电容器Cr两端的电压等于DC电源Ed的电压Vi的一半的稳定谐振状态。短路电流模式是指非稳定谐振状态的状态，并且硬开关或短路电流有可能发生。

图8是示出在最大振荡频率附近的正常模式下的显著波形的时序图，而图9是示出在最大振荡频率附近的短路电流模式下的显著波形的时序图。图8和9从上到下呈现信号On_trg和Off_trg、信号Ho和Lo、信号Vp2、信号Vp2_dvdt、信号P2_l和P2_h、信号P2_hl、以及最小时滞信号Tdead（T_时滞）。

在如图8所示的正常模式下，基于信号On_trg和Off_trg生成驱动开关Qa和Qb导通和截止的信号Ho和Lo。通过开关Qa和Qb的开关来生成信号Vp2。信号Vp2的幅值与开关Qa和开关Qb之间的电压Vs大致成比例。电流方向随着时滞中的谐振而变化，并且信号Vp2在谐振电流在体二极管Da和体二极管Db之间转移期间明显地变化。关于信号Vp2的变化，微分检测电路5首先检测信号Vp2上升期间的变化，并且随后检测下降期间的变化，如图8所示。微分检测电路5通过经由微分检测电路5中的微分电路对信号Vp2求微分来生成信号Vp2_dvdt。然后，比较器Comp1将信号Vp2_dvdt与阈值Ref_l作比较。当信号Vp2_dvdt超过阈值Ref_l时，比较器Comp1输出高电平信号。单触发电路55根据比较器Comp1的输出上升的前沿来检测信号Vp2_dvdt上升的前沿的时刻，并且传送具有预定脉宽的信号P2_l。此后，比较器Comp2将信号Vp2_dvdt与阈值Ref_h作比较。当信号Vp2_dvdt下降到低于Ref_h时，比较器Comp2输出高电平信号。单触发电路56根据比较器Comp2的输出上升的前沿来检测信号Vp_dvdt下降的前沿的时刻，并且传送具有预定脉宽的信号P2_h。由此，微分检测电路5检测信号Vp2_dvdt的前沿的时刻，该时刻是信号Vp2反转开始的时刻。

假设其中在接收到触发开关Qa或开关Qb截止的信号Off_trg之后驱动低侧开关Qb的信号Lo从导通状态到截止的情形。在此，措辞“信号Lo的截止”是指信号Lo从用于使开关Qb导通的状态变成用于使开关Qb截止的状态。此时，在时滞调节电路6中，在信号Lo的导通状态期间已设置的状态中RS触发器66的状态保持不变。因此，经由AND门67和OR门69将在输入端子63处接收的信号P2_l转移到延迟电路70，该延迟电路70进而输出被延迟延时Delay1的信号P2_hl。该信号P2_hl经由OR门74以及RS触发器75和76转移，并且进入单触发电路78，该单触发电路78将信号P2_hl转换成具有预定脉宽的信号。该脉冲信号进入其中该信号被延迟延时Delay2的延迟电路79。然后，传送信号On_trg来触发开关Qa或开关Qb的导通。当将该信号On_trg给予控制电路3时，在此时刻传送信号Ho来使高侧开关Qa导通，与此同时RS触发器66复位。

以类似的方式，当交换开关Qa和开关Qb的导通和截止状态、并且传送信号Off_trg来使高侧开关Qa截止时，信号Vp2与时滞中的开关Qa和开关Qb之间的电压Vs相对应地下降。信号Vp2的该下降由微分检测电路5中的比较器Comp2检测，并且传送信号P2_h。信号P2_h进入时滞调节电路6，并在延迟电路70中被延迟以给出信号P2_hl，该信号P2_hl在延迟电路79中被进一步延迟以给出信号On_trg。该信号On_trg使低侧开关Qb导通。

由此，只在从输出来自电压控制振荡电路2的信号Off_trg以及检测到信号Vp2变化开始起已经过了预定时间之后才传送信号On_trg。在正常模式下，信号Off_trg的时刻和信号Vp2变化的时刻大致是同时的。因此，在作为延时Delay1和延时Delay2之和的时滞Td之后传送信号On_trg。

在时滞调节电路6中，单触发电路77响应于信号Off_trg来传送最小时滞信号Tdead，并且复位RS触发器76。因此，在最小时滞信号Tdead的时间段期间复位状态优先的RS触发器76不读取和保持信号P2_hl，并且由此不传送信号On_trg。由于确保了足够的时滞，因此完全地抑制了硬开关和短路电流的发生。

然后，在下文中描述短路电流模式下的操作。图9指示通过变压器T1的辅助绕组P2检测到的信号Vp2的上升时刻的延迟。由于在启动时谐振电容器Cr需要从零伏特起充电，因此谐振电容器Cr在低侧开关Qb截止时尚未被充电到足够的电压。因此，要花费时间在体二极管Da和体二极管Db之间进行电流转移。由于在启动时该谐振频率被设为远高于谐振频率fo的值，因此用于对谐振电容器Cr充电的电流较小，并且由此充电过程要花费时间。除了开关调节器启动时以外，该现象易于在负载快速变化的情形中以及紧接在目标电压变化之后发生。同样在这些情况下，谐振电容器Cr两端的电压不合适，并且体二极管Da和体二极管Db之间的电流转移花费一定时间。

短路电流模式下的操作包括从信号Off_trg的传送到信号Vp2的上升的延时Delay3。由此，时滞Td是延时Delay1、延时Delay2和延时Delay3之和。该延时Td比正常模式操作中的延时长。

如从以上描述可见，本实施例的开关调节器是有效的，尤其是在电压控制振荡电路2的谐振频率为最大值fmax或约为最大值的情况下。微分检测电路5在开关Qa和开关Qb之一截止之后检测信号Vp2的反转开始时刻，从而确认没有电流经过相对于开关Qa或开关Qb的不同侧中的体二极管。然后，时滞调节电路6在从检测时刻起经过了预定的延时之后传送使开关Qa和开关Qb中的另一开关导通的信号。因此，确保体二极管Da和体二极管Db之间的电流转移的所需时滞。因此，抑制硬开关和短路电流的发生，而不发生故障。

即使当电压控制振荡电路2中的振荡频率低于最大频率fmax或基本相同的情形中的频率时，信号Vp2_dvdt仍可通过谐振电路的谐振操作来生成，并且由此在非时滞的时间段中生成信号On_trg。然而，在此情况下，将导通指令给予已处于导通状态中的开关，并且由此不会不利地影响。在此情形中，当时滞由信号Off_trg开始时，图7中的RS触发器76通过由Off_trg触发且从单触发电路77传送的最小时滞信号Tdead来复位。在最小时滞Tdead已届满且释放复位状态的时刻，RS触发器76根据来自RS触发器75的输出信号来置位，从而生成有效信号On_trg。

以下描述根据如上所述的构造的变体示例。在该变体示例中，在微分检测电路5的单触发电路55和56、以及时滞调节电路6的延迟电路70中改变设置。尽管上述构造中的微分检测电路5的单触发电路55和56响应于比较器Comp1和Comp2上升的前沿而操作，但是该变体中的信号P2_l和P2_h响应于来自比较器Comp1和Comp2的输出信号下降的后沿来传送。该变体示例中的微分检测电路5检测信号Vp2反转结束的时刻，并传送信号P2_l和P2_h。另外，尽管在先前示例中时滞调节电路6中的延迟电路70将延时Delay1设为约200ns，但是在该变体示例中将延时Delay1设为约50ns。以下更详细地描述该变体示例的操作。

图10是示出根据本发明的变体中的在最大振荡频率附近的正常模式下的显著波形的时序图，而图11是示出根据本发明的变体中的在最大振荡频率附近的短路电流模式下的显著波形的时序图。图10和11从上到下呈现信号On_trg和Off_trg、信号Ho和Lo、信号Vp2、信号Vp2_dvdt、信号P2_l和P2_h、信号P2_hl、以及最小时滞信号Tdead（T_时滞）。

在如图10所示的正常模式下，基于信号On_trg和Off_trg生成驱动开关Qa和Qb导通和截止的信号Ho和Lo。通过开关Qa和Qb的开关来生成信号Vp2。微分检测电路5对信号Vp2求微分，并且检测在信号Vp2_dvdt的后沿的下降来传送信号P2_l、以及检测在信号Vp2_dvdt的后沿的上升来传送信号P2_h。

信号P2_l和P2_h在时滞调节电路6中被延迟延时Delay1以生成信号P2_hl，该信号P2_hl被进一步延迟延时Delay2以生成信号On_trg。

在如图10所示的正常模式下，时滞Td是延时Delay1、延时Delay2和延时Delay3之和，其中延时Delay3是从信号Off_trg的时刻到信号P2_l或信号P2_h的时刻的时间段。由于谐振操作引起谐振电流的反转，因此时滞Td被设为比信号Vp2反转的时间长。因此，不会发生硬开关和短路电流。

在如图11所示的短路电流模式下，信号Vp2上升的时刻比在图10所示的正常模式的情况下的晚。因此，延时Delay3（其是从信号Off_trg的时刻到信号P2_l或信号P2_h的时刻的时间段）比正常模式下的长。由此，时滞Td被设为比正常模式下的长。因此，抑制硬开关和短路电流的发生，而不发生故障。

微分检测电路5和时滞调节电路6优选集成在由集成电路构成的控制设备中。该集成电路可包含控制电路3，并且还包括电压控制振荡电路2和驱动电路4。误差放大电路1也可集成在集成电路的控制设备中。图1所示的谐振电路由变压器T1的初级侧中的漏电感、以及谐振电容器Cr构成。然而，谐振电感可附加地串联连接到变压器T1的初级绕组。尽管在图1的示例中谐振电路并联连接到低侧开关Qb，但是该谐振电路可并联连接到高侧开关Qa。

即使单触发电路78是接收低电平信号且输出低电平信号的电路，设置图7所示的时滞调节电路6的延迟电路79以获取时间间隔长于预定值的信号On_trg。然而，当单触发电路78具有某一合适的构造时，可省略延迟电路79。

[附图标记说明]

1：误差放大电路

2：电压控制振荡电路

3：控制电路

4：驱动电路

5：微分检测电路

6：时滞调节电路

11：运算跨导放大器（OTA）

12：基准电压源

31,32：输入端子

33：T触发器

34、35：AND门

36、37：RS触发器

38、39：输出端子

51：Vdd电源端子

52：输入端子

53、54：输入端子

55、56：单触发电路

57、58：输出端子

61、62、63、64：输入端子

65、66：RS触发器

67、68：AND门

69：OR门

70：延迟电路

71：输入端子

72：输出端子

73：计时器

74：OR门

75、76：RS触发器

77、78：单触发电路

79：延迟电路

Cr：谐振电容器

Da、Db：体二极管

Ed：DC电源

P1：初级绕组

P2：辅助绕组

Qa、Qb：开关

S1、S2：次级绕组

T1：变压器。

Claims

1.一种开关调节器，包括：

连接到DC电源的端子的串联连接的第一开关和第二开关；

串联谐振电路，该串联谐振电路与所述第一开关或所述第二开关的两端相连，由谐振电容器、谐振电感和变压器的漏电感中的至少一个电感、以及所述变压器的初级侧中的初级绕组串联连接而成；

设置在所述变压器的初级侧中并检测所述变压器的初级侧两端的电压的变化的辅助绕组；

在接收到使所述第一开关或所述第二开关截止的时刻的第一触发信号后，对所述辅助绕组检测到的检测电压求微分以检测所述检测电压反转开始的时刻或反转结束的时刻的微分检测电路；以及

在从所述微分检测电路检测到的时刻起经过了预定的延时之后，在所述第一开关或所述第二开关导通的时刻生成第二触发信号的时滞调节电路，

所述微分检测电路包括：

传送所述检测电压的微分信号的微分电路；

将所述微分信号与第一阈值作比较的第一比较器；

将所述微分信号与小于所述第一阈值的第二阈值作比较的第二比较器；

检测指示所述微分信号大于所述第一阈值的来自所述第一比较器的输出信号的前沿、并且传送第一反转开始信号的第一单触发电路；以及

检测指示所述微分信号小于所述第二阈值的来自所述第二比较器的输出信号的前沿、并且传送第二反转开始信号的第二单触发电路。

2.如权利要求1所述的开关调节器，其特征在于，所述微分检测电路包括：

传送所述检测电压的微分信号的微分电路；

将所述微分信号与第一阈值作比较的第一比较器；

检测指示所述微分信号大于所述第一阈值的来自所述第一比较器的输出信号的后沿、并且传送第一反转结束信号的第一单触发电路；以及

检测指示所述微分信号小于所述第二阈值的来自所述第二比较器的输出信号的后沿、并且传送第二反转结束信号的第二单触发电路。

3.如权利要求1或权利要求2所述的开关调节器，其特征在于，所述时滞调节电路包括：

延迟所述第一反转开始信号和所述第二反转开始信号、或者所述第一反转结束信号和所述第二反转结束信号的延迟电路；

接收所述第一触发信号并传送最小时滞信号的最小时滞设置电路；

在传送所述最小时滞信号的时间段中复位、并且在释放所述最小时滞信号且终止所述延迟电路的延迟的情形中置位和保持置位状态的信号保持电路；以及

将保持在所述信号保持电路中的信号转换成具有预定脉宽的信号以获取所述第二触发信号的信号转换电路。

4.如权利要求3所述的开关调节器，其特征在于，所述时滞调节电路包括计时器电路，所述计时器电路在接收到所述第一触发信号时开始计数，在接收到所述第二触发信号时停止计数，并且在从开始计数起已经过最大时滞的时间段时传送用以置位所述信号保持电路的信号。

5.一种用于控制开关调节器的开关调节器的控制设备，所述开关调节器包括：

连接到DC电源的端子的串联连接的第一开关和第二开关；以及

所述控制设备包括：

在接收到使所述第一开关或所述第二开关截止的时刻的第一触发信号后，对设置在所述变压器的初级侧中的辅助绕组检测到的检测电压求微分以检测所述检测电压反转开始的时刻或反转结束的时刻的微分检测电路；以及

所述微分检测电路包括：

传送所述检测电压的微分信号的微分电路；

将所述微分信号与第一阈值作比较的第一比较器；

6.如权利要求5所述的开关调节器的控制设备，其特征在于，所述控制设备还包括控制电路，所述控制电路接收由所述时滞调节电路生成的所述第一触发信号和所述第二触发信号，并且生成用以驱动所述第一开关或所述第二开关的信号。

7.如权利要求6所述的开关调节器的控制设备，其特征在于，所述控制设备还包括：生成所述第一触发信号、并将所述第一触发信号传送到所述时滞调节电路和所述控制电路的电压控制振荡电路；以及根据由所述控制电路生成的信号来驱动所述第一开关或所述第二开关的驱动电路。

8.如权利要求7所述的开关调节器的控制设备，其特征在于，所述控制设备还包括误差放大电路，所述误差放大电路检测基准电压和在所述变压器的次级侧中进行了整流和平滑的输出电压之间的差值，并且将所述差值传送到所述电压控制振荡电路。