CN102857108B

CN102857108B - 电源设备和打印设备

Info

Publication number: CN102857108B
Application number: CN201210228371.6A
Authority: CN
Inventors: 高柳义章; 笠原隆史
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2011-07-01
Filing date: 2012-07-02
Publication date: 2015-05-06
Anticipated expiration: 2032-07-02
Also published as: US8814327B2; GB2492875B; JP2013034365A; US20130002746A1; US20140362615A1; CN102857108A; JP6087521B2; US9143038B2; GB201211224D0; DE102012012613A1; GB2492875A

Abstract

本发明涉及一种电源设备和打印设备。该电源设备包括：变压器，用于利用第一次级绕组来生成第一输出电压并利用第二次级绕组来生成叠加电压；以及驱动器。此外，该电路包括：第一整流平滑电路和第二整流平滑电路，用于分别对第一输出电压和第二输出电压进行整流平滑；以及加法器，用于对整流平滑后的叠加电压与整流平滑后的第一输出电压进行相加，以输出第二输出电压。通过直流耦合对第一输出电压和第二输出电压分别进行反馈，利用第一反馈因数和第二反馈因数分别调整反馈后的第一输出电压和反馈后的第二输出电压，并且对调整后的反馈成分进行合成放大以应用于驱动器，从而进行PWM控制。

Description

电源设备和打印设备

技术领域

本发明涉及一种电源设备和打印设备。特别地，本发明涉及一种电源设备以及使用该电源设备的用于使用喷墨打印头在打印介质上打印图像的打印设备。

背景技术

近年来，作为计算机外围装置的喷墨打印机已发展成包括扫描器功能和复制功能以及传真(FAX)功能的多功能打印机，并且由于其性价比高，因而市场渗透度逐年提高。

通常，使用开关电源作为喷墨打印机的电源。传统的在商用频率(50/60Hz)工作的降压器(dropper)型电源由于在电力转换效率和发热等方面的缺陷而不再使用。

将开关电源分类成基于这些电源的切换方法的若干类型，并且就电路结构简单以及成本而言，反激式方法的使用最普遍。近来，各制造商已提供了这种反激式方法专用的多个控制IC，并且可以相对容易地设计可靠性高的电路。

图8是示出使用反激式方法的传统开关电源的示例的电路图。在该例子中，IC1是市场上可买到的PWM(脉冲宽度调制)控制IC，并且IC1实现电流模式的反馈控制。以下将说明图8所示的电路的操作概况。

商用频率为50Hz或60Hz的输入电压由桥式二极管BD1进行整流，然后由电解电容器C1进行平滑以生成DC电压Vin(DC)。该DC电压Vin(DC)在日本约为140V，或者在欧洲等230V区域内约为320V。将该DC电压Vin(DC)供给至变压器T1，并且通过晶体管Q1进行切换控制。结果，累积在变压器T1的初级侧绕组11上的能量被传递至次级侧绕组12，由此生成DC输出电压Vo。

更具体地，在反激式方法中，在图8的晶体管Q1的接通期间，能量累积到变压器的初级侧绕组11(n1：匝数)上，并且在晶体管Q1的断开期间，所累积的能量传递到次级侧绕组12(n2：匝数)上。这样传递至次级侧绕组12的能量由二极管D2和电解电容器C4进行整流平滑，以生成DC输出电压Vo。输出电压Vo由电阻器R6和R7进行分压，并且分压得到的电压(节点Vref1的电压)输入至恒压调节器、即所谓的分流调节器IC3的基准端子(REF)。图15A和15B是分流调节器IC3的说明电路图。分流调节器IC3是所谓的误差放大器的示例。在图8的例子中，阴极(K)连接至光耦合器IC2，并且阳极(A)连接至接地端。因此，阳极电压Va为0V。分流调节器IC3具有误差放大器(比较器)151以及配置在该调节器内部的固定基准电压电路152。分流调节器IC3将输入至基准端子(REF)的节点的电压Vref1与固定基准电压电路152的输出电压进行比较，并且输出电压Vk。在该例子中，固定基准电压电路生成2.5V。对作为调节器IC3的输出电压的阴极电压Vk进行控制，以使得输入至IC3的基准端子(REF)的基准电压Vref1总是为C2.5V，由此实现反馈控制。由于分流调节器是本领域所公知的，因而对于其详细操作，请参考专业书籍，并且将不给出针对这些操作的说明。注意，图8中的附图标记R1、R2、R3和R5是电阻器，C2是其它电解电容器。

例如，当输出电压Vo上升、结果分流调节器IC3的输入电压Vref1上升时，分流调节器IC3的输出Vk反而下降。结果，流经电阻器R9和光耦合器IC2的LED15的电流增加。然后，流经光耦合器IC2的光敏晶体管16的电流增加，并且控制IC1的反馈端子FB的电位下降。最后，从控制IC1的DRV端子输出的PWM信号的脉冲宽度、即占空比下降，结果晶体管Q1的接通时间缩短(相反，断开时间延长)。结果，累积在初级侧绕组11上的能量减少，要传递至次级侧绕组12的能量相应地减少，最终输出电压Vo下降。

这样，当输出电压Vo上升时，反馈控制起作用以消除该上升。相反，当输出电压Vo下降时，反馈控制起作用以使该电压上升，由此获得稳定的DC输出电压Vo。更具体地，图8中由虚线14所围绕的电路是如下的控制电路，其中该控制电路负责这种反馈控制所需的增益调整和相位调整，并且用于使整个系统稳定地工作。控制电路14具有输入节点14in和输出节点14out。更具体地，虚线14内的电阻器R8和电容器C5用作这种增益和相位调整参数。注意，以下将由虚线14所围绕的电路部分称为误差放大器。

将参考图8进一步继续说明。变压器T1包括辅助绕组13，其中辅助绕组13用于生成控制IC1所用的电源电压Vcc。更具体地，辅助绕组13所生成的电压由二极管D1和电解电容器C3进行整流和平滑，并且由晶体管Q2和齐纳(Zener)二极管ZD1进行进一步降压，由此生成控制IC1的电源电压Vcc。在图8的例子中，Vcc=15V，因而齐纳二极管ZD1也具有15V规格。注意，控制IC1经由电阻器R4连接至晶体管Q1，并且具有对流经晶体管Q1的电流进行检测所需的CS端子以及对电压Vin(DC)进行检测所需的HV端子。

图9是示出图8所示的开关电源的反馈控制的概况的框图。

如图9所示，包括专用IC等的PWM控制单元80通常将PWM控制信号81供给至包括开关元件(Q1)的驱动器82，并且驱动器82对变压器83进行驱动。结果，能量传递至变压器83的输出侧，并且在图9所示的例子中，经由整流平滑电路84来生成输出电压Vo1。

以下将再次参考图8来说明反馈控制的框架。检测输出电压Vo1的电压变化作为反馈电流If1(dc)。在图8所示的电路中，通过以下来给出电流If1(dc)。

If1(dc)=(Vo1-Vref)/R6 ...(1)

其中，Vref是分流调节器IC3的基准端子(REF)的基准电压，并且例如为DC2.5V。该反馈电流If1(dc)流入基准节点Vref1内。另一方面，通过以下来给出从节点Vref1流出的电流Iref1。

Iref1=Vref/R7 ...(2)

然后，由于对整个系统进行控制以使得If1(dc)和Iref1彼此相等，因此根据等式(1)和(2)获得了等式(3)。即，得到以下。

Vo1=(R6+R7)/R7*Vref ...(3)

这样，基于等式(3)来对输出电压Vo1进行控制。

返回参考图9，将继续进行说明。反馈因数α1对应于在定义反馈电流If1(dc)的等式(1)中输出Vo1被看作变量时的系数，并且为1/R6。反馈因数α1对反馈控制的贡献程度D(α1)为1.0。这是因为图8所示的电路仅包括一个作为反馈控制对象的输出。作为对比，如后面将说明的，在具有两个输出的电源的情况下，由于在这两个输出之间对反馈因数的贡献度进行加权，因此程度D(αn)取满足0<D(αn)<1(n=1,2)的值。返回参考图9，将加权电路86进行加权得到的反馈信号输入至误差放大器89，并将误差放大器89的输出提供至PWM控制单元80，由此执行前述的PWM控制。

以下将参考各单元的波形来说明图8所示的开关电源的操作的详情。

图10是示出开关电源中晶体管Q1的漏源电压Vds和漏极电流Id、流经变压器的次级侧卷组12的电流即流经整流二极管D2的电流Is、以及输出电流Io的信号波形图。

注意，图10示出反激式方法中的电流不连续模式的波形作为代表示例。注意，如本领域普通技术人员所容易理解的，当负荷电力增大、并且PWM占空比等于或高于50%时，当前为止所设置的电流不连续模式转变为电流连续模式。然而，这种模式转变与本发明的主旨不直接相关，因此将不给出针对该模式转变的说明。

在图10中，当操作频率为60kHz时，切换操作的基本周期T例如为16.7μsec。该周期包括晶体管Q1接通的时段Ton、以及晶体管Q1断开的时段Toff。此外，该时段Toff包括从变压器的次级侧卷组12经由二极管D2和电解电容器C4放出能量的时段Toff1、以及在完成放出之后且在晶体管Q1再次接通之前的待机时段Toff2。在时段Toff2中，如从图10可以看出，晶体管Q1的漏源电压发生共振。这通常是由如下的共振系统所引起的现象，其中，该共振系统由变压器的初级侧绕组11的电感值L₁、漏电感值Lleak、以及晶体管Q1的漏极和源极之间的总电容值Clump形成。然而，由于该现象与本发明的主旨不直接相关，因此将不给出针对该现象的详细说明。

在图10所示的电流不连续模式中，在时段Ton期间，能量累积到变压器的初级侧绕组11上。通过以下来给出该能量。

P₁=1/2*L₁*Ip² ...(4)

其中，L₁是初级侧绕组11的电感值，并且Ip是如图10所示、在时段Ton期间流经初级侧绕组11的电流的峰值。

接着，通过以下来描述每单位时间变压器所生成的能量。

P₂=1/2*L₁*Ip²*f*η ...(5)

其中，f是切换频率，并且η表示变压器的能量转换效率。变压器的初级侧所生成的能量量P₁与效率η的乘积是实际传递至变压器的次级侧的能量量。例如，f为60kHz或100kHz等，并且η为0.95等。

即，变压器的初级侧所生成的能量的约95%传递至次级侧，并且其余的5%通过变换器的芯和绕组作为热而消散。注意，作为参考，输出为几十W的反激式方法的开关电源的总效率约为85%。除前述的通过变压器自身的耗散以外，还包括通过输入单元的EMI滤波电路(未示出)的耗散、通过开关元件Q1的耗散、通过次级侧电路内的整流器D2的耗散以及通过图8所示的电路内的电阻器的耗散等。

将再次参考图10来继续说明。在等式(4)中，在时段Toff1期间，在时段Ton期间所累积的能量P₁传递至变压器的次级侧绕组12。以下将该切换控制方法称为反激式方法。作为对比，可利用在晶体管Q1的时段Ton期间将能量从变压器的初级侧传递至次级侧的方法，并且以下将该方法称为正激式方法。正激式方法的详细内容请参考专业书籍。

在图8所示的电路中，作为输出电压，生成一个输出Vo(例如，DC24V)。然而，在喷墨打印机中，例如，如图11所示，将输出电压Vo供给至打印头3和马达驱动器44，并且还供给至用于生成各种类型的逻辑电路电压的DC-DC转换器45。

图11是示出喷墨打印机的电力供给单元的结构的框图。

这些逻辑电路电压包括例如用作CPU和ASIC芯的电压的DC1.5V、供给至ASIC输入/输出单元(I/O)和存储装置的DC3.3V、以及供给至传感器和显示单元的DC5V等等。注意，如图11所示，连接至马达驱动器44的马达包括输送马达M2、以及用于驱动安装有打印头3并进行扫描的滑架的滑架马达M1。此外，在最近的多功能打印机(MFP)中，这些马达包括用于使扫描器单元等进行扫描的扫描器(SC)马达M3。为了满足最近的省电要求，通常包括在打印机的待机状态或休眠状态下引导电源电路42进行间歇振荡所需的省电控制信号(Esave)。

在图11所示的结构示例中，由一个输出电压DC24V来表示打印头3的驱动电压和马达驱动器44的电压这两者。然而，由于最近打印机的高速化趋势，使用DC27V和DC32V等的更高电压作为马达驱动电压的情况不断增多。在这种情况下，生成了打印头驱动电压(DC24V)和马达驱动电压(例如，DC32V)这两个输出。

图12是示出具有两个输出电压的开关电源的示例的电路图。在图12中，相同的符号和相同的附图标记表示与图8相同的组件。

与图8所示的电路的主要差异在于生成了两种输出电压Vo1和Vo2。例如，输出Vo1是与头驱动电压相对应的DC24V，并且输出Vo2是与马达驱动电压相对应的DC32V。为了生成这两种输出电压，对变压器T9的次级侧设置两个绕组12(n2：匝数)和12a(n3：匝数)，以使得从绕组12(n2：匝数)生成输出电压Vo1，并且从绕组12a(n3：匝数)生成输出电压Vo2。注意，符号Is1、Is2分别表示来自绕组12、12a的输出电流。如本领域普通技术人员显而易见，绕组12和12a可以经由中间分接头51构成(即，绕组12和12a共用变压器的特定引脚端子)，或者各绕组可以独立缠绕。

作为来自所添加的绕组12a的整流平滑电路，配置有二极管D51和电解电容器C51。针对分流调节器IC3的输入端子(REF)，除输入了来自输出电压Vo1的反馈以外，还输入了来自输出电压Vo2的反馈。在这种情况下，来自输出电压Vo1的反馈是通过经由电阻器R6进行DC耦合来实现的，而来自输出电压Vo2的反馈是通过利用电阻器R51和电容器C52进行AC耦合来实现的(图12中的虚线52)。

原因如下：由于如上所述、使用输出电压Vo1作为打印头的驱动电压，因此需要精度非常高的控制，而由于输出电压Vo2是用于对DC马达等进行驱动的电压，因此容许一定程度的变动。因此，关于输出电压Vo2，使用通过AC耦合的反馈，从而避免在瞬时供给大电流的时刻(例如，马达启动时刻)电压大幅下降。换言之，在图12所示的电路的例子中，总是优先输出电压Vo1的反馈。另一方面，关于输出电压Vo2，仅针对瞬时的大负荷变化来实现与由电阻器R51和电容器C52的CR时间常数所确定的反馈因数相对应的反馈控制。

注意，日本特开平6-178537可作为与用于生成两个输出电压的开关电源的反馈控制相关联的相关技术的例子。

日本特开平6-178537论述了根据多个输出电压的各负荷电流来选择用作反馈控制对象的输出电压的方法。根据日本特开平6-178537，选择负荷电流较大的输出电压以执行反馈控制。

然而，图12所示的传统电路存在以下问题。即，由于输出电压Vo2的反馈是通过AC耦合来实现的，因此尽管在打印操作序列中、例如在高速打印介质输送执行期间通常将打印头驱动操作设置为静止状态，但不期望地优先了打印头电压Vo1的反馈。由于该原因，结果马达驱动电压Vo2大幅改变，由此对马达伺服控制产生不利影响。因而实际上，在传统电路中，在维持该伺服控制的稳定性的范围内实现马达的高速控制。

另一方面，在图12所示的电路中，也可以如输出Vo1那样、通过DC耦合来实现与马达驱动电压相对应的输出Vo2的反馈。在这种情况下，必须确定各输出之间的相对反馈因数比，并且当对与打印头电压相对应的输出Vo1所设置的比大时，维持了输出Vo1的稳定性。然而，在马达驱动时或停止时，与AC耦合的情况相比、由马达驱动电压Vo2的过冲或下冲所引起的变化变大。相反，对输出Vo2设置大的反馈因数，打印头电压Vo1的变化增大，因而图像质量严重劣化。

图13是示出图12所示的2输出电压的开关电源内的各单元的电压波形和电流波形的信号波形图。

例如，在输送马达M2的启动时刻(t=t1)，当与马达驱动电压相对应的输出Vo2的负荷电流Io2增大到峰值电流Ip1时，在该瞬间输出Vo2下降(下冲)到Vp21。图13所示的反馈电流If2(ac)从节点Vref1向着CR电路52流出，并且节点Vref1的电位下降了该电流流出量。

结果，分流调节器IC3的输出电压Vk上升，并且利用控制IC1的PWM控制的占空比增加以使变压器T9所生成的能量增加，由此实行用于阻止输出电压Vo2下降的反馈控制。然而，在图12所示的电路中，即使在时刻t=t2时使输出电流Io2稳定为Ip2之后，输出电压Vo2与时刻t=t1之前的水平Vp20相比也不期望地下降，由此变为水平Vp22。

原因如下：如从图12所示的结构可以看出，在输出电压Vo2的稳定时段期间，该输出的反馈由于AC耦合而不起作用，并且实际上仅输出Vo1的反馈有效。换句话说，由于在时段T2期间在DC方面没有对输出Vo2的反馈进行控制，因此该反馈随着其负荷电流增大而呈现电压下降倾向。例如，在利用图11所示的输送马达M2的高速打印介质输送期间，马达驱动电压Vo2的电压下降ΔVf达到约3~4V。

将再次参考图13来继续说明。在时刻t=t3时，输送马达M2的驱动操作停止，并且电流Io2恢复为0。输出Vo2相应地瞬时上升(过冲)为Vp23，并且反馈电流If2(ac)反向从CR电路52向着节点Vref1流入。结果，节点Vref1的电位上升，分流调节器IC3的输出电压Vk下降，并且利用控制IC1的PWM控制的占空比下降，由此变压器T9所生成的能量减少。这样，实现了用于阻止输出电压Vo2上升的反馈控制。

注意，如图13所示，在时刻t=t1和t3时，另一输出Vo1受电压Vo2的变化的影响大，并且在与电压Vo2相反的方向上略微改变。即，在输出Vo2的变化大的瞬间，如图13所示，输出Vo1的输出电流Io1仅呈现缓和变化。由于该原因，如上所述，由于通过由输出Vo2的变化所引起的反馈控制从变压器传递了大的能量，因此输出电压Vo1在时刻t=t1时略微上升，并且如图13所示达到Vp11水平。同样，在时刻t=t3时，输出Vo1反向略微下降为Vp12水平。

图14是示出图12所示的2输出电压的开关电源的反馈控制结构的框图。如图14所示，与以上参考图9所述的1输出电压的开关电源的差异在于变压器83具有两个输出(83a和83b)，其中这两个输出是分别经由整流平滑电路84a和84b作为输出Vo1和Vo2所生成的。此外，来自输出Vo1和Vo2的各反馈成分经由用于分别利用反馈因数α1和α2对反馈成分进行加权的加权电路86、87由加法器88进行相加，并且该相加结果由误差放大器89进行处理并且最终被反馈至PWM控制电路80。因而，包括开关元件(Q1)的驱动器82受到PWM控制，由此对变压器83要生成的能量进行控制。

特别地，将输出电压Vo1的变化经由反馈因数α1反映到反馈控制，并且将输出电压Vo2的变化经由反馈因数α2反映到反馈控制。如后面将说明的，这些反馈因数α1和α2与相应的输出对反馈控制的贡献程度相对应。

将参考图12和14来继续进行说明。由于输出电压Vo1的反馈是通过DC耦合来实现的，因此恒定的反馈电流If1(dc)总是从输出端子Vo1向着分流调节器IC3的基准端子Vref1流入。通过以下来给出电流If1(dc)。

If1(dc)=(Vo1-Vref)/R6 ...(6)

其中，基准电压Vref例如是DC2.5V。另一方面，由于输出电压Vo2的反馈是通过AC耦合来实现的，因此在输出电压Vo2稳定期间，电容器C52将从输出端子Vo2向着节点Vref1流入的反馈电流If2(ac)切断为0。因此，通过以下来给出在Vo2稳定时段内流入节点Vref1的电流的总和。

If1(dc)+If2(ac)≈If1(dc)(∵If2(ac)≈0) ...(7)

因此，根据等式(6)和表达式(7)获得了表达式(8)。即，得到以下。

If1(dc)+If2(ac)≈(Vo1-Vref)/R6 ...(8)

此外，根据表达式(8)，如以下所示计算反馈因数α1和α2。

α1=1/R6,α2=0 ...(9)

这是因为，当在表达式(8)中输出电压Vo1和Vo2被看作变量时，这两者的系数与反馈因数相对应。然而，实际上，在表达式(8)中，变量Vo2没有出现，并且α2成为0。

接着，根据等式(9)，如以下所示计算α1和α2的反馈贡献率D(α1)和D(α2)。

D(α1)=α1/(α1+α2) ...(10)

=1.0

D(α2)=0 ...(11)

如从上述说明可以看出，在输出电压Vo2的稳定时段期间(图13的时段T2)，仅输出Vo1对反馈有贡献。

另一方面，如图12所示，通过以下来给出从节点Vref1流出的电流Iref1。

Iref1=Vref/R7 ...(12)

由于通过包括分流调节器IC3的误差放大器14的操作来控制流入Vref1内以及从该节点流出的电流以使其彼此相等，因此等式(13)成立。即，得出以下。

If1(dc)+If2(ac)=Vref/R7 ...(13)

在这种情况下，根据等式(7)获得了表达式(14)。即，得到以下。

If1(dc)≈Vref/R7 ...(14)

另一方面，当如图13的时段T1那样、马达驱动电压瞬时改变时(例如，在输送马达M2和滑架马达M1的启动时刻)，输出Vo2下降了用于供给大电流的电压。由于该原因，如果不将输出Vo2的反馈纳入考虑，则在该瞬间输出电压Vo2发生大幅电压下降，并且马达的伺服控制可能变得异常。由于该原因，由于图12所示的电路采用通过输出Vo2的AC耦合的反馈，因此，针对输出Vo2的这种瞬时变化来执行以下的反馈校正。即，设ΔVp是输出Vo2的电压变化，则来自输出Vo2的反馈电流If2(ac)从节点Vref1向着CR电路52流出(参见图12)。

If2(ac)=-ΔVp/R51*exp(-T/CR) ...(15)

在这种情况下，等式(15)中的负号表示电流从节点Vref1流出。此外，等式(15)中CR时间常数的C是电容器C52的值，R是电阻器R51的值，并且变量T与自马达启动时刻、即图13的时刻t=t1起的经过时间相对应。此外，图13所示的Vref1的时段T1表明因电流If2(ac)的流出量所引起的节点Vref1的电位下降状态。在图13中，Ifp21表示电流If2(ac)在时间间隔T1内的最小值，并且Ifp22表示电流If2(ac)在时间间隔T3内的最大值。此外，在图13中，将时刻t=t1~t2的时间间隔T1与等式(15)的CR时间常数相关联。

如上所述，在图13的时段T1期间，根据等式(6)和(15)，如以下所示来计算反馈电流的总和。

If1(dc)+If2(ac)=

(Vo1-Vref)/R6-ΔVp/R51*exp(-T/CR) ...(16)

根据等式(16)，如以下所示分别计算变量Vo1和ΔVp的各系数、即反馈因数。

α1=1/R6 ...(17)

α2=-1/R51*exp(-t/CR) ...(18)

在等式(18)中，α2的负号表示输出电压Vo2的下降，并且相反，正号表示输出电压Vo2的上升。此外，如从等式(18)可以看出，随着图12的电阻器R51减小，时刻t=0时的反馈因数变大。

即，从节点Vref1流出的电流随着电阻器R51减小而增大，结果输出电压Vo2的变化以高灵敏度反映到节点Vref1，由此将该变化传递至后级的误差放大器14。然而，当将电阻器R51的值设置得过小时，反馈因数α2的影响变得过大，由此导致在从输出电压Vo2的改变恢复时发生过度过冲或下冲，并且对另一输出Vo1产生不利影响。

此外，如从等式(18)可以看出，输出Vo2的反馈因数包括指数函数。由于该原因，例如当存在启动电流不同的多个马达(滑架马达M1、输送马达M2和扫描器马达M3等)时，难以使用一种CR时间常数来对所有这些马达进行最佳控制。

如上所述，在图12所示的传统2输出电压的开关电源中，在启动电流不同的多个马达的启动时刻发生马达驱动电压的瞬时变化时，无法选择最佳的反馈因数。此外，在马达近似达到稳定状态之后马达驱动电压的反馈因数α2实际上变为0，结果造成输出电压下降。结果，在图12所示的传统电路中，可以精确地维持打印头驱动电压，但是在高速输送打印介质时段等，马达驱动电压不期望地下降。因而，难以实现高速吞吐。

发明内容

因此，作为对上述传统技术的缺点的响应，作出了本发明。

例如，根据本发明的电源设备和打印设备能够精确地控制打印头驱动电压，同时实现根据打印操作序列所要求的马达驱动电压的稳定性。

根据本发明的一个方面，提供一种电源设备，包括：变压器，其具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组；第一直流电压生成单元，用于根据所述第一次级绕组所生成的电压来生成第一直流电压；第二直流电压生成单元，用于根据通过将所述第二次级绕组所生成的电压叠加在所述第一直流电压上而获得的电压来生成第二直流电压；开关单元，用于对所述初级绕组进行通电；以及控制单元，其包括电压输入节点，用于对所述开关单元进行控制，以使得输入至所述电压输入节点的电压恒定，其中，所述电压输入节点经由电阻器分别连接至所述第一直流电压生成单元的输出节点、所述第二直流电压生成单元的输出节点以及接地端。

根据本发明的另一方面，提供一种打印设备，包括：上述的电源设备；打印头，其被供给所述第一直流电压；马达，其被供给所述第二直流电压；以及控制单元，用于对所述打印头和所述马达进行控制。

根据本发明的又一方面，提供一种打印设备，包括打印头和马达，所述打印设备还包括开关电源，所述开关电源用于生成对所述打印头进行驱动所需的第一输出电压、以及对所述马达进行驱动所需的第二输出电压，其中所述第二输出电压高于所述第一输出电压，以及所述开关电源包括：变压器，用于利用第一次级绕组来生成所述第一输出电压，并且利用第二次级绕组来生成要叠加在所述第一输出电压上的叠加电压；驱动器，用于对所述变压器进行驱动；第一整流平滑电路，用于对所述第一输出电压进行整流平滑；第二整流平滑电路，用于对所述叠加电压进行整流平滑；加法器，用于将所述第二整流平滑电路进行整流平滑后的叠加电压与所述第一整流平滑电路进行整流平滑后的第一输出电压相加，以输出所述第二输出电压；以及反馈控制单元，用于通过直流耦合对所述第一输出电压和所述第二输出电压分别进行反馈，利用第一反馈因数和第二反馈因数分别调整反馈后的第一输出电压和反馈后的第二输出电压，对调整后的各反馈成分进行合成放大，并且利用合成放大后的反馈成分来对所述驱动器进行脉冲宽度调制控制。

由于允许与从一个变压器所生成的两个输出电压相对应的反馈因数根据需要在这两个输出电压之间改变，因此本发明特别有利。因而，根据打印操作序列，对各输出电压的反馈因数进行定量控制。结果，可以打印出高质量图像，并且可以通过加速输送打印介质来提高吞吐量。

通过以下(参考附图)对典型实施例的说明，本发明的其它特征将变得明显。

附图说明

图1是示出作为本发明典型实施例的喷墨打印设备的结构的概况的立体图。

图2是示出图1所示的喷墨打印设备的控制结构的框图。

图3是根据本发明的开关电源的反馈控制的概念图。

图4是示出根据本发明第一实施例的开关电源的电路图。

图5是示出参数X和反馈贡献率之间的关系的图。

图6是示出图4所示的电路内的各单元的电压波形和电流波形的波形图。

图7是示出根据本发明第二实施例的开关电源的电路图。

图8是示出使用传统反激式方法的开关电源的示例的电路图。

图9是示出图8所示的开关电源的反馈控制的概况的电路图。

图10是示出图8所示的开关电源内的各单元的电压波形和电流波形的信号波形图。

图11是示出喷墨打印设备的电力供给单元的结构的框图。

图12是示出用于生成两个输出电压的传统开关电源的示例的电路图。

图13是示出图12所示的开关电源内的各单元的电压波形和电流波形的信号波形图。

图14是示出图12所示的开关电源的反馈控制的概况的框图。

图15A和15B是分流调节器的说明电路图。

具体实施方式

现在将参考附图来详细说明本发明的典型实施例。

在本说明书中，术语“打印(print)”不仅包括如字符和图形等重要信息的形成，而且还广泛包括打印介质上的图像、图和图案等的形成或者介质的处理，而与它们重要还是不重要以及它们是否被可视化以使人们可以在视觉上感知无关。

同样，术语“打印介质”不仅包括在普通打印设备中使用的纸张，而且还广泛包括能够接受墨的诸如布料、塑料膜、金属片、玻璃、陶瓷、木材以及皮革等的材料。

此外，与上述“打印”的定义类似，应当广泛地解释术语“墨”(以下还称为“液体”)。即，“墨”包括如下的液体，当施加到打印介质上时，该液体可以形成图像、图和图案等，可以处理打印介质，并且可以处理墨。墨的处理包括例如使施加至打印介质的墨中所包含的着色剂凝固或不可溶解。

另外，除非另外说明，术语“打印元件”(还称为“喷嘴”)通常表示墨排出口、与该墨排出口相连通的液体通道以及生成用于排出墨的能量所需的元件。

打印设备的概况(图1和2)

图1是示出作为本发明典型实施例的使用喷墨打印头(以下称为打印头)来进行打印操作的打印设备的结构的概况的立体图。

如图1所示，喷墨打印设备(以下称为打印设备)1使通过根据喷墨打印方法排出墨来进行打印操作的喷墨打印头(以下称为打印头)3安装在滑架2上，并使滑架2在双向箭头A的方向上往返扫描，由此进行打印操作。该设备1经由纸张进给机构5进给诸如打印纸张薄片等的打印介质P，将所进给的打印介质P输送至打印位置，并将墨从打印头3排出到打印介质P上，由此实现打印操作。

在打印设备1的滑架2上，不仅安装有打印头3，还安装有用于容纳要供给至打印头3的墨的储墨器6。储墨器6相对于滑架2可拆卸。

图1所示的打印设备1能够进行彩色打印，并且为此将分别容纳品红色(M)、青色(C)、黄色(Y)和黑色(K)的墨的四个墨盒安装在滑架2上。这四个墨盒能够独立进行拆卸。

本实施例的打印头3采用使用热能来排出墨的喷墨打印方法。为此，打印头3包括电热换能器。这些电热换能器与排出口相对应地配置，并且通过根据打印信号向相应的电热换能器施加脉冲电压、从相应的排出口排出墨。注意，打印设备不限于前述的串行型打印设备，而且本发明还适用于所谓的全幅型打印设备，在该全幅型打印设备中，在打印介质的宽度方向排列有排出口的打印头(线型头)配置在打印介质的输送方向上。

图2是示出图1所示的打印设备的控制结构的框图。

如图2所示，控制器600包括MPU601、ROM602、ASIC(专用集成电路)603、RAM604、系统总线605和A/D转换器606等。ROM 602存储与(后面要说明的)控制序列相对应的程序、所需的表以及其它永久数据。ASIC603生成滑架马达M1的控制、输送马达M2的控制以及打印头3的控制所用的控制信号。RAM604用作图像数据的展开区域以及执行程序所需的工作区域等。系统总线605使MPU601、ASIC603和RAM604相互连接以交换数据。A/D转换器606从(后面要说明的)各传感器接收模拟信号，对这些信号进行A/D转换，并将数据信号供给至MPU601。

参考图2，附图标记610表示如下的主设备，该主设备用作图像数据供给源，并且对应于诸如个人计算机、数字照相机、扫描器或记忆棒等的主机。主设备610和打印设备1经由接口(I/F)611使用包通信来交换图像数据、命令和状况等。注意，作为接口611，可以独立于网络接口、还包括USB接口，从而允许接收从主机顺次传送来的位数据和光栅数据。

此外，附图标记620表示包括电源开关621、打印开关622和恢复开关623等的开关。

附图标记630表示用于检测设备状态的传感器，并且包括位置传感器631和温度传感器632等。在本实施例中，除上述传感器以外，还配置有用于检测墨剩余量的光传感器。

附图标记640表示对用于使滑架2在双向箭头A的方向上往返扫描的滑架马达M进行驱动所需的滑架马达驱动器；并且附图标记642表示对用于输送打印介质P的输送马达M2进行驱动所需的输送马达驱动器。

在利用打印头3执行打印扫描时，ASIC603在直接访问RAM604的存储区域的情况下将对打印元件(排出加热器)进行驱动所需的数据传送至打印头。另外，该打印设备包括由LCD和LED所构成的显示单元作为用户界面。

以下将说明用于向具有上述结构的打印设备的各单元供给电力的开关电源。

图3是示出包括两个输出电压(以生成两个不同电压)的开关电源的反馈控制结构的框图。注意，在图3中，相同的附图标记和符号表示与前述图14所示的传统反馈控制结构中所述的相同的元件和信号，并且将不重复针对这些元件和信号的说明。在这种情况下，以下将整流平滑电路84a称为第一整流平滑电路，并且以下将整流平滑电路84b称为第二整流平滑电路。

与图14所示的传统结构的主要差异包括以下三点：

(1)马达驱动电压Vo2是通过以打印头驱动电压Vo1为基准在打印头驱动电压Vo1上叠加电压所生成的；

(2)这两个输出电压Vo1和Vo2都是通过DC耦合来进行反馈的；以及

(3)输出电压Vo1和Vo2的反馈因数α1和α2是相对可变地可控的。

利用该结构，如以下所示生成第二输出电压Vo2。

Vo2=Vo1+ΔVs ...(19)

其中，Vo1是第一输出电压，ΔVs是要叠加在输出Vo1上的电压，并且Vo2是第二输出电压。如从图3可以看出，加法器803将叠加电压ΔVs与第一输出电压Vo1相加，由此生成第二输出电压Vo2。

因此，当稳定地控制输出Vo1时，输出Vo2的变化仅依赖于叠加电压ΔVs。换句话说，由于输出电压Vo2的稳定性依赖于输出电压Vo1的稳定性，因此当良好地维持了Vo1的稳定性以及稳定地维持了叠加电压ΔVs时，即当对叠加电压ΔVs进行恒定反馈时，也稳定地对输出电压Vo2进行了控制。

注意，在图3中，输出Vo1的反馈因数是α1，并且输出Vo2的反馈因数是α2。在这种情况下，以下将α1称为第一反馈因数，并且以下将α2称为第二反馈因数。利用这些因数，对输出电压Vo1和Vo2的反馈贡献率进行调整。加法器88对各反馈成分进行相加，并将该结果输入至误差放大器89并由误差放大器89进行放大。最终，PWM控制单元80对包括开关元件(Q1)的驱动器82进行PWM控制，由此控制变压器83要生成的能量。结果，实现了对各输出的与反馈因数相对应的反馈控制。即，换句话说，在图3所示的结构中，驱动器82是对变压器的初级绕组进行通电所需的开关单元。PWM控制单元80和误差放大器89构成对该开关单元进行控制的控制单元。注意，以上参考图8~10说明了PWM控制的概况。

此外，在图3所示的结构中，根据打印设备的打印操作序列，基于控制信号(Cont)可选地控制反馈因数α1和α2。更具体地，如后面将说明的，在打印期间，对各反馈因数进行选择以优先控制打印头驱动电压Vo1，但在输送打印介质时，对各反馈因数进行选择以抑制马达驱动电压Vo2的变化。

图4是示出实现图3所示的反馈控制的2电压输出的开关电源的结构的电路图。注意，包括二极管D2和电容器C4的电路是其它表现形式的第一DC电压生成电路。包括二极管D91和电容器C91的电路是其它表现形式的第二DC电压生成电路。将补充说明图3所示的结构与图4所示的结构之间的对应关系。图4的开关元件Q1包括在图3所示的驱动器82中。图4所示的控制IC1包括在图3所示的PWM控制单元80中。图4所示的控制电路14包括在误差放大器89中。

注意，在图4中，相同的附图标记和符号表示与前述图12所示的传统开关电源所述相同的元件和信号，并且将不重复针对这些元件和信号的说明。如通过图4和12之间的比较可以看出，与图12所示的传统电路的差异在于以下几点。即，变压器T9的第一绕组12(n2：匝数)和第二绕组12a(n3：匝数)在不具有中间分接头的情况下独立配置，对输出绕组12a进行电路连接、以具有在对输出Vo1进行整流平滑之后的节点91作为起点，并且经由该整流平滑电路的二极管D91和C91来生成输出Vo2。

利用该结构，由于输出电压Vo2是以叠加在稳定的输出电压(第一DC电压)Vo1上的形式所生成的，结果输出电压(第二DC电压)Vo2可以受益于输出电压Vo1的稳定化。结果，与图12所示的电路相比，可以获得更加稳定的输出Vo2。此外，在本实施例中，由于输出Vo1和Vo2这两者都经过通过DC耦合的反馈控制，因此与图12所示的传统电路相比，可以定量地使输出Vo2稳定。

作为其它优点，由于整流二极管所需的峰值反向电压VRm变小，因此整流二极管D91的耐受电压与图12所示的二极管D51所需的耐受电压相比缓和。

即，在图12所示的传统电路中，通过以下来给出峰值反向电压VRm。

VRm=Vin(dc)*(n2+n3)/n1+Vo2+Vr ...(20)

作为对比，在本实施例中，通过以下来给出峰值反向电压VRm。

VRm=Vin(dc)*n3/n1+Vo2+Vr ...(21)

在这两个等式之间进行比较时，当将依赖于变压器匝数比的项、即等式(20)和(21)的第一项进行比较时，在等式(20)中一次平滑DC电压Vin(dc)的乘数是(n2+n3)/n1，而在等式(21)中是n3/n1。即，后者情况所取的值较小，结果峰值反向电压VRm下降。注意，在等式(20)和(21)中，一次平滑DC电压Vin(dc)是作为对AC100V~AC240V的输入电压进行整流平滑的结果的DC电压，并且Vr是由与变压器T9的次级绕组12(n2：匝数)和12a(n3：匝数)有关的漏电感所引起的冲击电压。在这种情况下，以下将绕组12称为第一次级绕组，并且以下将绕组12a称为第二次级绕组。

例如，当Vo1=DC24V并且Vo2=DC32V时，在图12所示的传统电路中二极管D51的峰值反向电压VRm需要200V~250V，但在图4所示的本实施例的电路中二极管D91的电压VRm约为60V就足够了。

将再次参考图4来继续说明。控制电路14具有输入节点14in和输出节点14out。输入节点14in连接至各电阻器R6、R91和R7的一个端子。电阻器R6的另一端子连接至节点91。电阻器R91的另一端子连接至节点92。电阻器R7的另一端子连接至接地端。注意，输入节点14in连接至分流调节器IC3的REF端子。输出节点14out连接至IC1的FB端子。

输出电压Vo1的反馈是经由电阻器R6通过DC耦合所实现的，并且输出电压Vo2的反馈是经由电阻器R91同样通过DC耦合所实现的。如上所述，在图12所示的传统电路中，输出Vo2的反馈是通过AC耦合所实现的。如果该反馈通过DC耦合来实现，则要求高精度的输出Vo1的电压变化变大，由此造成问题。

以下将详细说明在图4所示的本实施例的电路中对输出Vo2的电压变化进行抑制的原因。

如图4所示，电压Vo2是通过以输出Vo1为基准将绕组12a所生成的电压增量ΔVs叠加在电压Vo1上所生成的。因此，如以上参考图3所述，通过以下来给出输出电压Vo2。

Vo2=Vo1+ΔVs ...(22)

此外，在图4所示的电路中，与反馈因数相对应的两个反馈电流If1(dc)和If2(dc)是通过DC耦合所生成的，并且通过以下分别给出这两个反馈电流。

If1(dc)=(Vo1-Vref)/R6 ...(23)

If2(dc)=(Vo2-Vref)/R91 ...(24)

因此，根据等式(22)~(24)，如通过以下所示，计算节点Vref1的合成电流。

If1(dc)+If2(dc)

=(Vo1-Vref)/R6+(Vo2-Vref)/R91

=(Vo1-Vref)/R6+(Vo1+ΔVs-Vref)/R91

=(1/R6+1/R91)*Vo1+ΔVs/R91

-(1/R6+1/R91)*Vref ...(25)

在等式(25)中，右侧第一项包括Vo1作为变量，右侧第二项包括电压增量ΔVs作为变量，并且右侧第三项是常数项。因此，如果稳定地维持了输出电压Vo1，则反馈合成电流If1(dc)+If2(dc)的变化依赖于ΔVs/R91。即，如上所述，在图12所示的传统电路中，由于在输出Vo2的稳定区域(图13的时段T2)内、输出Vo2的反馈不起作用，因此输出电压Vo2的电压下降ΔVf(图6)大。作为对比，在图4所示的电路中，等式(25)的右侧第二项有效，并且反馈控制在用以消除输出Vo2的变化的方向上起作用。因而，在输出Vo2的稳定区域中，将输出电压Vo2的电压下降ΔVf抑制为小。后面将参考图6所示的电压波形和电流波形的信号波形图来说明该情况。

以下将根据等式(25)、研究输出Vo1的变化以及电压增量ΔVs的变化对于反馈的贡献程度。设α1和α2是这两者的反馈因数，则如通过以下所示，满足以下关系。

α1=1/R6+1/R91

α2=1/R91 ...(26)

在这种情况下，等式(25)的右侧第一项和右侧第二项的系数分别与α1和α2相对应。因此，如通过以下所示，计算α1相对于反馈因数的总和的比率、即输出Vo1的反馈贡献率D(α1)。

D(α1)=α1/(α1+α2)=(1+X)/(2+X) ...(27)

其中，X=R91/R6

同样，通过以下来给出输出Vo2的反馈贡献率D(α2)。

D(α2)=α2/(α1+α2)=1/(2+X) ...(28)

图5示出等式(27)的结果。

图5是示出输出Vo1的反馈贡献率的变化的图。

如从图5可以看出，当X=0时，等式(27)的左侧、即Vo1的反馈贡献率为0.5。当X=3时，该反馈贡献率为0.8。当X=8时，该反馈贡献率为0.9。随着X变大，该贡献率接近1.0。根据与本实施例有关的实验数据，表明以下：当X=3时，即当Vo1的反馈贡献率为0.8时，可以以最佳平衡来维持和控制打印头驱动电压Vo1和马达驱动电压Vo2这两者。这还表示Vo2的反馈贡献率为0.2。

图6是示出图4所示的开关电源内的各单元的电压波形和电流波形的信号波形图。如通过图13所示的相关技术与图6之间的比较可以看出，在时刻t=t2时输出电压Vo2恢复之后的电压水平Vp22仅略微低于时刻t=t1之前的水平Vp20。如以上参考图13所述，在该相关技术中，电压下降ΔVf达到3~4V，但在图4所示的开关电源中可以将该电压下降ΔVf抑制为1.0V。

因此，根据前述实施例，还可以通过反馈控制来抑制用作马达驱动电压的第二输出电压的电压下降。因而，可以正常执行马达伺服控制。

其它实施例

注意，开关电源的结构不限于前述实施例。

图7是示出根据其它实施例的开关电源的结构的电路图。根据本实施例的电路的特征在于添加有(后面要详细说明的)块121。注意，在图7中，相同的附图标记或符号表示与已说明的图4所示的开关电源相同的元件，并且将不重复针对这些元件的说明。

将参考图7来继续说明。块121用于利用经由电阻器R123输入至晶体管Q121的基极的控制信号Cont来改变反馈因数α1和α2。当控制信号Cont处于低水平时，晶体管Q121不可用，结果位于后级的晶体管Q122不可用。这里，块121对整个电路不产生影响。结果，如通过等式(26)所示，反馈因数α1和α2取参考图4所述的值。

另一方面，当控制信号Cont处于高水平时，晶体管Q121可用，结果晶体管Q122可用。因而，反馈电流If3(dc)与流经电阻器R91的反馈电流If2(dc)并联地经由电阻器R121流动。结果，电流If1(dc)、If2(dc)和If3(dc)的合成电流流入节点Vref1。通过以下来分别给出这些电流。

If1(dc)=(Vo1-Vref)/R6 ...(29)

If2(dc)=(Vo2-Vref)/R91 ...(30)

If3(dc)=(Vo2-Vref)/R121 ...(31)

此外，如前述实施例那样，等式(32)成立。即，得出以下。

Vo2=Vo1+ΔVs ...(32)

因此，如通过以下所示，根据这些等式来计算节点Vref1的合成电流。

If1(dc)+If2(dc)+If3(dc)

=(Vo1-Vref)/R6+(Vo2-Vref)/R91

+(Vo2-Vref)/R91

=(1/R6+1/R91+1/R121)*Vo1

+(1/R91+1/R121)*ΔVs

-(1/R6+1/R91+1/R121)*Vref...(33)

在等式(33)中，右侧第一项包括Vo1作为变量，右侧第二项包括电压增量ΔVs作为变量，并且右侧第三项是常数项。因此，如果稳定地维持了输出电压Vo1，则反馈合成电流If1(dc)+If2(dc)+If3(dc)的变化依赖于右侧第二项、即(1/R91+1/R121)*ΔVs。

如通过等式(33)和与图4相关联地说明的等式(25)之间的比较可以看出，变量ΔVs的系数变大。即，在等式(25)中该系数为1/R91，而在等式(33)中该系数为(1/R91+1/R121)。结果，相对于给定的变量ΔVs的变化，右侧第二项的变化变大。即，与图4所示的电路相比，图7所示的电路可以实现很大程度上反映了输出电压Vo2的变化的反馈控制。

在图7所示的电路中，当晶体管Q121可用时，流入节点Vref1的反馈电流If1(dc)、If2(dc)和If3(dc)的总和经由电阻器R7流出。另外，除此之外，该总和电流经由虚线所围绕的块122向着晶体管Q121流出。

注意，块122包括电阻器R124和二极管D121的串联电路。需要串联电路的原因如下所述。即，进行控制，以使得流入节点Vref1的电流的总和以及从该节点流出的电流的总和彼此相等，并且节点Vref1的电位总是维持在DC2.5V。因此，由于当控制信号Cont高时晶体管Q121可用，因此必须形成新的电流通道，其中该电流通道容纳(换言之，允许流出)流入节点Vref1的反馈电流的增量、即If3(dc)。电阻器R124和二极管D121的串联电路恰好与该电流通道相对应。

如果没有形成该电流通道，则当控制信号Cont高时，输出电压Vo1和Vo2降到作为原始设置电压的DC24V和DC32V以下。即，这些输出电压的水平相对于原始输出电压改变。这是由于以下原因。即，进行控制，以使得反馈电流If1(dc)、If2(dc)和If3(dc)的总和等于流经基准电阻器R7的电流值、即通过利用阻抗值R7对DC2.5V进行分压所获得的值(总是恒定)。由于该原因，如果没有形成作为块122的新电流通道，则右侧的两个变量Vo1和ΔVs被控制为低于原始设置电压。在这种情况下，块122的二极管D121起到在控制信号Cont低时防止以下的作用，即，防止晶体管Q122的基极电流经由电阻器R122和R124流入节点Vref1而使晶体管Q122可用。

此外，在图7中，由于如上所述、需要反馈电流If3(dc)与流经作为新电流通道的块122的电流相等，因此如通过以下所示，以下关系成立。

If3(dc)=(Vref-Vf)/R124 ...(34)

其中，Vref是分流调节器IC3的基准电压(通常为DC2.5V)，Vf是二极管D121的正向电压(例如，在肖特基(Schottky)二极管的情况下为0.4V)，并且R124是电阻器R124的阻抗值。此外，由于通过等式(31)来给出反馈电流If3(dc)，因此得出以下：

(Vo2-Vref)/R121=(Vref-Vf)/R124 ...(35)

因而，如通过以下所述，计算电阻器R124的值：

R124={(Vref-Vf)/(Vo2-Vref)}*R121 ...(36)

在这种情况下，将等式(22)代入Vo2来得出以下：

R124={(Vref-Vf)/(Vo1+ΔVs-Vref)}*R121 ..(37)

如通过以上说明可以理解，如果确定了反馈电流If3(dc)，则可以根据与电流If3(dc)有关的电阻器R121的值来计算块122内的电阻器R124的值。

接着，当根据等式(33)来计算输出Vo1的反馈因数α1和输出Vo2的反馈因数α2时，得出以下。

α1=1/R6+1/R91+1/R121

α2=1/R91+1/R121 ...(38)

因此，如通过以下所示，计算α1相对于反馈因数的总和的比率、即输出Vo1的反馈贡献率D(α1)。

D(α1)=α1/(α1+α2)=(1+X')/(2+X') ...(39)

其中，X'=(R91//R121)/R6

其中，R91//R121表示R91和R121的并联阻抗值。同样，通过以下来给出输出Vo2的反馈贡献率D(α2)。

D(α2)=α2/(α1+α2)=1/(2+X') ...(40)

在这种情况下，等式(40)的结果是通过利用X'来替换与前述实施例相关联地说明的等式(27)中的X所获得的，并且在以图形进行表示的情况下是通过利用X'来替换图5的X所给出的。然而，实际上，X'、即(R91//R121)/R6的分子(R91//R121)的值无法取0。这是因为，电阻器R91或R121的阻抗值无法取0、即不会发生短路状态。实验表明：例如，在输送马达M2的高速打印介质输送期间，当X'=0.5时，即当根据等式(39)和(40)得出D(α1)=0.6并且D(α2)=0.4时，可以抑制并且稳定地控制输出电压Vo2的下降。关于该点，同样请参考图5。

如以上已经说明的，在图14所示的传统电路中，由于在输出Vo2的稳定区域(图13的时段T2)内输出Vo2的反馈实际上不起作用，因此输出电压Vo2的电压下降ΔVf大。

作为对比，在图3所示的电路结构中，输出Vo2是通过以输出Vo1为基准来将叠加电压ΔVs叠加在输出Vo1上所生成的，并且反馈控制在用以消除该叠加电压ΔVs的变化的方向上起作用。由于该原因，可以减少输出Vo2的下冲和过冲，并且即使在输出Vo2的稳定区域(图6的时段T2)内也可以将输出Vo2的电压下降ΔVf抑制为小。

尽管已经参考典型实施例说明了本发明，但是应该理解，本发明不限于所公开的典型实施例。所附权利要求书的范围符合最宽的解释，以包含所有这类修改、等同结构和功能。

Claims

1.一种电源设备，包括：

变压器，其具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组；

第一直流电压生成单元，用于根据所述第一次级绕组所生成的电压来生成第一直流电压；

第二直流电压生成单元，用于根据通过将所述第二次级绕组所生成的电压叠加在所述第一直流电压上而获得的电压来生成第二直流电压；

开关单元，用于对所述初级绕组进行通电；

控制单元，其包括电压输入节点，用于对所述开关单元进行控制，以使得输入至所述电压输入节点的电压恒定，从而利用第一反馈因数来对所述第一直流电压进行反馈并且利用第二反馈因数来对所述第二直流电压进行反馈，其中，所述第一反馈因数和所述第二反馈因数分别对应于所述第一直流电压对反馈控制的贡献程度和所述第二直流电压对反馈控制的贡献程度，所述电压输入节点经由电阻器分别连接至所述第一直流电压生成单元的输出节点、所述第二直流电压生成单元的输出节点以及接地端；以及

改变单元，用于接收输入的控制信号并且根据所述输入的控制信号来相对地改变所述第一反馈因数和所述第二反馈因数。

2.一种打印设备，包括：

电源设备；

打印头，其被供给第一直流电压；

马达，其被供给第二直流电压；以及

第一控制单元，用于对所述打印头和所述马达进行控制，

其中，所述电源设备包括：

变压器，其具有初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组；

第一直流电压生成单元，用于根据所述第一次级绕组所生成的电压来生成所述第一直流电压；

第二直流电压生成单元，用于根据通过将所述第二次级绕组所生成的电压叠加在所述第一直流电压上而获得的电压来生成所述第二直流电压；

开关单元，用于对所述初级绕组进行通电；以及

第二控制单元，其包括电压输入节点，用于对所述开关单元进行控制，以使得输入至所述电压输入节点的电压恒定，从而利用第一反馈因数来对所述第一直流电压进行反馈并且利用第二反馈因数来对所述第二直流电压进行反馈，其中，所述第一反馈因数和所述第二反馈因数分别对应于所述第一直流电压对反馈控制的贡献程度和所述第二直流电压对反馈控制的贡献程度，所述电压输入节点经由电阻器分别连接至所述第一直流电压生成单元的输出节点、所述第二直流电压生成单元的输出节点以及接地端。

3.一种打印设备，包括打印头和马达，所述打印设备还包括开关电源，所述开关电源用于生成对所述打印头进行驱动所需的第一输出电压、以及对所述马达进行驱动所需的第二输出电压，其中所述第二输出电压高于所述第一输出电压，以及

所述开关电源包括：

变压器，用于利用第一次级绕组来生成所述第一输出电压，并且利用第二次级绕组来生成要叠加在所述第一输出电压上的叠加电压；

驱动器，用于对所述变压器进行驱动；

第一整流平滑电路，用于对所述第一输出电压进行整流平滑；

第二整流平滑电路，用于对所述叠加电压进行整流平滑；

加法器，用于将所述第二整流平滑电路进行整流平滑后的叠加电压与所述第一整流平滑电路进行整流平滑后的第一输出电压相加，以输出所述第二输出电压；以及

反馈控制单元，用于分别利用第一反馈因数和第二反馈因数，通过直流耦合对所述第一输出电压和所述第二输出电压分别进行反馈，对所反馈的第一输出电压和所反馈的第二输出电压进行合成放大，并且利用合成放大后的所反馈的第一输出电压和所反馈的第二输出电压来对所述驱动器进行脉冲宽度调制控制。

4.根据权利要求3所述的打印设备，其特征在于，在通过直流耦合对所述第一输出电压和所述第二输出电压分别进行反馈的情况下，设R6是串联连接至所述第一输出电压的电阻器、R91是串联连接至所述第二输出电压的电阻器、α1是所述第一反馈因数、并且α2是所述第二反馈因数，通过以下来分别给出所述第一反馈因数α1和所述第二反馈因数α2：

α1＝1/R6+1/R91

α2＝1/R91；以及

当X＝R91/R6时，通过以下来分别给出所述第一输出电压的反馈贡献率D(α1)以及所述第二输出电压的反馈贡献率D(α2)：

D(α1)＝α1/(α1+α2)＝(1+X)/(2+X)

D(α2)＝α2/(α1+α2)＝1/(2+X)。

5.根据权利要求4所述的打印设备，其特征在于，所述反馈控制单元包括改变单元，所述改变单元用于根据所述打印设备的打印操作序列、基于输入的控制信号来改变所述第一反馈因数和所述第二反馈因数中的至少一个。

6.根据权利要求5所述的打印设备，其特征在于，所述改变单元改变所述电阻器R6和所述电阻器R91中的至少一个的阻抗值。

7.根据权利要求6所述的打印设备，其特征在于，在所述打印操作序列中，在所述打印头的驱动期间、所述改变单元使所述第一反馈因数增加，并且在打印介质的输送期间、所述改变单元使所述第二反馈因数增加。

8.根据权利要求7所述的打印设备，其特征在于，在所述打印头的驱动期间，D(α1)＝0.8且D(α2)＝0.2，并且在所述打印介质的输送期间，D(α1)＝0.6且D(α2)＝0.4。