CN102792592A

CN102792592A - 用于电磁感应负载的控制装置

Info

Publication number: CN102792592A
Application number: CN2011800132289A
Authority: CN
Inventors: 大石英一郎; 森本充晃
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2010-03-09
Filing date: 2011-03-08
Publication date: 2012-11-21
Also published as: US20120319499A1; WO2011111720A1; EP2546989A4; US8625249B2; JP5303495B2; EP2546989A1; JP2011188226A; EP2546989B1

Abstract

一种电磁感应负载的控制装置，其能够自动地调整与目标电流值对应的占空比而无需利用计算单元获得占空比。在使切换装置（Q）与电磁感应负载（100）在直流电源与地之间串联连接的电路中，该控制装置具有：电流感测器（11），用于感测切换装置（Q）的PWM驱动操作中的OFF时间时的再生电流；电流检测单元(12)，用于在感测电流变为小于目标电流量时输出电流检测信号（Idetect）；PWM信号生成单元（13），其将给定频率的时钟信号和电流检测信号（Idetect）作为输入，并且在（Idetect）上升和时钟信号下降的时间段期间，生成变为高电平或低电平的PWM信号（Vpwm）；以及驱动单元（14），用于通过PWM信号（Vpwm）控制和驱动所述切换单元（Q）。

Description

用于电磁感应负载的控制装置

技术领域

本发明涉及一种PWM（脉冲宽度调制）控制诸如电磁离合器或继电器线圈这样的电磁感应负载的控制装置。

背景技术

通常地，为了减少功耗，诸如电磁离合器或继电器线圈这样的电磁感应负载受到PWM控制。专利文献1示出了上述的一个实例，并且其中公开的电流控制装置如图24所示构造。

参考图24，通过放大电路5检测从蓄电池1经过晶体管2流向作为负载的离合器电磁线圈3和电流检测电阻4的电流，并且基于检测值，计算单元（微机）6计算占空比，以便获得图25所示的给定平均电流量，从而PWM驱动所述晶体管2。

在图24中，参考标号7表示续流二极管，而参考标号8表示离合器电磁线圈驱动电路。图25示出了用于图示判定占空比的方法的图示。

引用列表

专利文献

专利文献1：日本专利JP-A-2008-198850

发明内容

技术问题

然而，在传统技术中，用于将检测的电流量转换成占空比的计算单元和A/D转换器是必要的，从而产生了电路昂贵的问题。

在管理平均电流量的控制方法中，线圈电流的波动由于负载感应或电源电压的增加而增大，并且存在电流可能降至最小操作电流以下的可能性。

在这种情况下，认为可能发生诸如离合器打滑或继电器接点分离的这种操作故障。因此，必须采取设定充足余量的对策，从而使得浪费功耗。

为了解决这种问题，还提供了这样一种方法：如图26所示，在流经负载的电流的下限值和上限值处PWM ON/OFF。在这种情况下，通过负载的感应（如图26（a）所示，当感应低时，频率高；并且如图26（b）所示，当感应高时，频率低）来判定PWM频率。因此，存在这种可能性：当频率相当于声频时，可能产生异常噪声。

此外，在电路设计中，必须要进行根据负载频率的切换损失和噪声的验证。

为了解决需要用于将感测电流量转换为占空比的计算单元和A/D转换器并且电路昂贵的问题，以及进行了本发明。

问题的解决方案

为了解决上述问题的根据本发明第一方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成使得：该控制装置是使所述电磁感应负载与受PWM控制的切换元件在直流电源与地之间串联连接在一起的电路，并且该控制装置包括：电流感测单元，该电流感测单元感测所述切换元件的PWM驱动操作中的OFF时间时的再生电流；电流检测单元，当由所述电流感测单元所感测到的感测电流变为小于目标电流量时，该电流检测单元输出电流检测信号；PWM信号生成单元，该PWM信号生成单元接收给定频率的时钟信号和从所述电流检测单元输出的所述电流检测信号，并且，在从指示所述电流检测信号变为小于所述目标电流量的感测的信号的输出起，至所述时钟信号上升或下降的时间段期间，该PWM信号生成单元生成处于高电平或低电平的PWM信号；以及驱动单元，该驱动单元设置在所述PWM信号生成单元与所述切换元件之间，并且控制以驱动所述切换单元。

在上述构造中，电流感测单元感测由所述电流检测单元检测的感测电流（在切换元件的PWM驱动中的OFF时间时的再生电流）变成小于目标点流量，并且基于电流检测信号和时钟信号生成PWM信号。因此，当通过PWM信号控制切换元件时，可以自动地调整与目标电流量对应的占空比，而无需利用计算单元等计算该占空比。

此外，将目标点流量调整为具有大于等于负载的最小操作电流的值。因此，负载电流并不减小至所述值以下，并且可以防止发生诸如离合器打滑或继电器接点分离的这种操作故障。

此外，PWM频率等于时钟频率，因而，能够以恒定的频率进行PWM控制，而与负载的电感无关。

根据本发明第二方面的用于电磁感应负载的控制装置被构造成包括：电源电压监控单元，该电源电压监控单元监控所述直流电源的电压，并且，在电源电压减小至设定电压或设定电压以下的时间段期间，该电源电压监控单元输出电压减小信号；以及直流驱动信号生成单元，该直流驱动信号生成单元接收从所述电源电压监控单元输出的所述电压减小信号，并且，在电源电压减小期间和电压减小恢复之后的给定时间段内，该直流驱动信号生成单元输出一直处于高电平的直流驱动信号，其中所述驱动单元接收从所述直流驱动信号生成单元输出的所述直流驱动信号和从所述PWM信号生成单元输出的所述PWM信号。

根据本发明第三方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成包括：逻辑和单元，该逻辑和单元对所述时钟信号和由所述PWM信号生成单元生成的所述PWM信号逻辑求和，其中所述驱动单元接收所述逻辑和单元的输出。

根据本发明第四方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成使得：所述电流感测单元设置于再生电流路径中，在所述切换元件的PWM驱动操作期间的OFF时间时的再生电流流经该再生电流路径。

根据本发明第五方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成使得：所述切换元件设置在直流电源侧，以受到高压侧驱动；所述电流感测单元包括插置在所述再生电流路径中的感测电阻器；并且所述电流检测单元包括：反相所述感测电阻器的端电压的反相电路；以及将所述反相电路的输出电压与设定电压相比较的比较器。

根据本发明第六方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成使得：所述切换元件设置在地侧，以受到低压侧驱动；所述电流感测单元包括插置在所述再生电流路径中的感测电阻器；并且所述电流检测单元包括：使所述感测电阻器在所述直流电源侧上的端电压下降的第一电压下降单元；使所述感测电阻器在所述切换元件侧上的端电压下降的第二电压下降单元；以及将所述第一电压下降单元的输出电压与所述第二电压下降单元的输出电压相比较的比较器。

根据本发明第七方面的用于电磁感应负载的控制装置构造成使得：所述切换元件设置在地侧，以受到低压侧驱动；所述电流感测单元包括插置在所述再生电流路径中的感测电阻器；并且所述电流检测单元包括：差分放大电路，该差分放大电路获得所述感测电阻器在所述直流电源侧上的端电压与该感测电阻器在所述切换元件侧上的端电压的偏差；以及比较器，该比较器将所述差分放大电路的差分输出与设定电压相比较。

本发明的有益效果

（1）根据本发明的第一至第七方面，可以在用于电磁感应负载的控制单元中设置PWM控制电路，该PWM控制电路可以在自动调节占空比的同时进行驱动从而获得目标点流量，而无需利用计算单元当将电路的感测值转换为占空比。

因此，无论是用于转换为占空比的计算单元（微机等）还是A/D转换器都是不需要的，并且可以通过小型且经济的构造来实现PWM控制。

（2）根据本发明的第二方面，在电压减小期间，驱动操作可以自动地切换至直流驱动。因此，使得电磁感应负载甚至能够以低电压确定地操作，同时避免在直流驱动（=100%占空）与PWM操作之间的边界中的不稳定状态。

此外，可以在从电压减小恢复之后的给定时间段期间进行直流驱动操作。因此，还可以没有问题地处理在最初的吸入操作期中需要大电流的负载，诸如电磁离合器或继电器。

（3）根据本发明第三方面，在电源电压上升或者负载电感低的情况下，PWM驱动期间的占空比小，但是由于与时钟信号的逻辑和而至少固定至时钟的占空比。当将时钟的占空比设定为大于频率改变的一占空比的值时，PWM驱动期间的电流量并不变成小于负载的最小操作电流，并且使得该负载一致能够以恒定频率确定地操作。

当从电源电压升高的状态恢复时，PWM的占空比大于时钟信号的占空比，并且能够通过逻辑和单元自动地进行PWM驱动的恢复。因此，并不需要读取PWM的占空比的传感器单元。结果，可以通过经济的构造实现恒定频率的PWM控制。

（4）根据本发明第四至第七方面，在PWM驱动操作的ON时间时，没有电流流经电流感测单元，因此，电流感测单元的通电期间短于总的PWM驱动期间。因此，可以减少由于电流感测单元（例如，感测电阻器）引起的功率损失。

此外，在切换元件的PWM驱动期间，作为所述电流感测单元的感测电阻器并未被插入在接通电流路径上。因此，在切换元件的ON时间期间，并未由所述感测电阻器产生电压降，因而并未发生由于电源电压的这种减小而引起的故障。

（5）根据本发明的第六方面，即使在切换元件侧上的感测电阻器的端电压总是比直流电源侧上的更高的电路结构中，由于低压侧驱动，电压可以被第一和第二电压下降电路降下，并且用作电流检测单元的比较器可以正常运转。

附图说明

图1示出了本发明的实施例1的基本构造，其中图1（a）是总体构造的视图，而图1（b）是图示了图1（a）的操作的时序图。

图2是图1（a）中的PWM控制的流程图。

图3是图示了在本发明实施例1中感测电流量与占空比之间的关系的示意图。

图4是示出了图1（a）中的再生电流所流经的路径的另一个实例的主要部分的视图。

图5示出了本发明实施例1的特定实例，其中图5（a）是主要部分的电路图，而图5（b）是图示了所述操作的时序图。

图6是本发明实施例2的基本构造的视图。

图7是示出了本发明实施例2的特定实例的主要部分的视图。

图8是图示了图7的操作的时序图。

图9是本发明实施例3的基本构造的视图。

图10是示出了本发明实施例3的特定实例1的主要部分的视图。

图11是图示了图10的操作的时序图。

图12是示出了本发明实施例3的特定实例2的主要部分的图示。

图13是图示了图12的操作的时序图。

图14是100%占空比附近的操作波形图，图示了在图1（a）的装置中可能在微小电源电压变动时产生的问题。

图15是示出了本发明实施例4的视图。

图16是示出了图15中的电源电压监控电路16的磁滞特性的电压波形图。

图17是图示了图15的操作的时序图。

图18是图15所示的控制的时序图。

图19示出了图示出电源电压增大时的问题的时序图，其中图19（a）是正常电压时的时序图，而图19（b）是电源电压增大（没有强制性时钟PWM）时的时序图。

图20是示出了本发明实施例5的视图。

图21是图示了图20的操作的时序图。

图22是图示了在实施例5中的电源电压与占空比之间的关系的特性图。

图23示出了图20的装置中的PWM控制的时序图，其中图23（a）是正常电压的时序图，而图23（b）是电源电压增大（有强制性时钟PWM）时的时序图。

图24是示出了PWM控制电磁感应负载的传统装置的实例的视图。

图25示出了图示出判定传统PWM控制中的占空比的方法的视图，其中图25（a）是示出了平均电流量的时间变化的视图，而图25（b）是示出了平均电流量与占空比之间的关系的视图。

图26是分别图示了其中在负载电流的下限值和上限值处使PWMON/OFF的传统方法的问题的视图，其中图26（a）和图26（b）是示出了PWM频率与负载的电感之间的关系的图表。

附图标号

10 电磁感应负载控制电路

11 电流感测器

12 电流感测电路

13 PWM信号生成电路

14 驱动电路

15 再生路径控制电路

16 电源电压监控电路

17 直流驱动信号生成电路

18 OR门

21、23至26、28 比较器

22、27 运算放大器

31至40 电阻器

41、42 晶体管

100 电磁感应负载

A、B 下降电路

Q、Q’ 切换装置

D 续流二极管

具体实施方式

在图1（a）和图1（b）中，在直流电源VB与地之间，切换装置Q、诸如电磁离合器或继电器线圈的电磁感应负载100以及电流感测器（电流感测单元）11依次串联连接在一起，并且极性如图所示的续流二极管D并联连接于该电磁感应负载100和电流感测器（电流感测单元）11。

参考标号10表示用作本发明的用于电磁感应负载的控制装置的电磁感应负载控制电路，并且该电路包括：电流感测器（电流感测单元）11，其感测流经电磁感应负载100的电流；电流检测电路（电流检测单元）12；PWM信号生成电路（PWM信号生成单元）13；以及驱动电路（驱动单元）14，其驱动并控制所述切换装置Q。

切换装置Q是切换流经所述电磁感应负载100的电流的装置，并且例如由诸如FET或晶体管的半导体装置而构造。尽管图1（a）和图1（b）以实例的方式示出了利用FET的高压侧驱动，但是也可以由诸如晶体管的半导体装置且通过低压侧驱动来构造。

续流二极管D构成了在切换装置Q的PWM驱动时在OFF时间段期间再生电路所流经的路径。

电流感测器11由电阻器和分流电阻器而构造，并且监控流经电磁感应负载100的电流。在图1（a）和图1（b）的构造中，可以在PWM的ON/OFF两期间都监控流经电磁感应负载100的电流。替换地，可以采用将在后面描述的如实施例2和3那样仅能够监控OFF期间的再生电流的构造。

电流检测单元12从由电流感测器11和基准电流Iref获得的感测信号Isense（有时称之为感测电流）感测目标感测电流量Ith。此时，Iref被设定成使得感测电流量Ith大于负载的最小工作电路。

PWM信号生成电路13从电流检测电路12的输出信号Idetect（电流检测信号）与时钟信号生成PWM信号Vpwm（有时只称作为输出电压Vpwm）。

驱动电路14根据从PWM信号生成电路13供应的PWM信号驱动所述切换装置Q。

接下来，将参考图2的PWM控制流程图以及图1（b）的PWM控制时序图来描述这样构造的装置的操作。

首先，在步骤S1中判定控制指令（Input）是否输入到驱动单元14。如果未输入，则切换装置Q断开（步骤S2）。

如果输入了控制指令，则切换装置Q处于受PWM控制的状态中。因此，在PWM操作的ON期间，电流在直流电源VB、切换装置Q、电磁感应负载100、电路感测器11和GND的依序路径中流过。此外，在OFF时间段，切换装置Q断开，并且再生电流在电磁感应负载100、路感测器11、GND、续流二极管D和磁感应负载100的依序路径中流经该电磁感应负载100。

接下来，在步骤3中判定负载电流Iload是否小于目标感测电流量Ith。如果不满足Iload<Ith，则在步骤S4中判定时钟信号是否下降。

在时钟信号下降的情况下，例如，如图1（b）中的时间t1时所示，在步骤S5中将PWM信号生成电路13的Vpwm设定为低电平，从而断开负载。

在PWM的OFF期间，通过累积在电磁感应负载100中的能量而生成了再生电流，并且负载电流Iroad逐渐减小。

在时间t2时，当负载电流Iroad变成小于等于目标感测电流Ith时，电流感测器11的感测电流Isense减小至小于基准电流Iref，并且从电流检测电路12输出电流检测信号Idetect。在步骤S6中，PWM信号生成电路12将其输出电压Vpwm设定至高电平，从而接通负载。在PWM的ON期间，电流通过从直流电源VB的电流供应而逐渐增大。

接下来，当在时间t3时钟信号下降时，在步骤S5中，以与时间t1的情况类似的方式，将PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm设定至低电平，从而断开负载。

当重复在时间t1至t3时的上述操作时，可以如图3所示自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比，而无需利用计算单元等计算占空比。

图3示出了感测电流量Ith与占空比之间的关系。占空比小于100%的区域是由于PWM的电流控制区域。图中示出了当达到100%时，进行对于直流驱动的切换。

当将感测电流量Ith调整为具有大于等于电磁感应负载100的最小电流的值时，负载电流不会减小至该值一下，并且能够防止发生诸如离合器打滑或者继电器触点分离的操作故障。

因此，考虑过多余量的电流设定是没有必要的，从而能够实现进一步减小功率消耗的PWM控制。

此外，PWM频率等于时钟的频率。因此，能够以恒定的频率进行PWM控制，而与电磁感应负载100的电感无关。结果，可以防止产生异常噪声。此外，在设计时，关于频率变化的切换损失和噪声的验证是没有必要的。

可以在PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm的高电平和低电平之间的关系以及时钟信号的上升和下降之间的关系彼此相反的同时，进行上述操作。

再生电流所流经的路径可以被构造成使得：代替图1（a）中的续流二极管D，可以如图4所示使用诸如FET的切换装置Q’，并且，仅仅在PWM的OFF期间，通过驱动电路14和再生路径控制电路15进行导通。

在图4中，并未示出电流感测器11、电流检测电路12和PWM信号生成电路13，而是以如图1（a）类似的方式构造。

具体地，电流感测器11和电流检测电路12如图5（a）所示构造。

即，感测电阻器Rs连接在电磁感应负载100与地之间，其中将参考电压Vref用作同相输入的比较器21设置在电流检测电路12中，并且使用感测电阻器Rs与电磁感应负载100的公共连接点的电压Vsense（有时称作为感测电压）作为比较器21的反相输入。

在图5（a）中，并未PWM信号生成电路13，而是以与图1（a）类似的方式构造。

图5（a）的装置的操作与图1（a）的基本类似。即，在PWM操作的ON期间，电流在直流电源VB→切换装置Q→电磁感应负载100→感测电阻器Rs→GND的线路中流动，并且，在OFF期间，所述切换装置Q被断开，并且再生电流在电磁感应感应负载100→感测电阻器Rs→GND→续流二极管D→电磁感应负载100的线路中流经该电磁感应负载100。

在供应到PWM信号生成电路13的时钟信号（未示出）下降时，例如，在上述PWM操作期间的时间t1时，将PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm设定为低电平，从而PWM为OFF。

在PWM的OFF期间，通过累积在电磁感应负载100中的能量而生成了再生电流，并且电流流经感测电阻器Rs，即，负载电流Iload逐渐减小。

在时间t2时，当流经感测电阻器Rs的电流（=Iload）变成小于等于目标感测电流量Ith（=Vref／Rs）时，感测电压Vsense变成低于基准电压Vref，从比较器21输出电流检测信号Idetect，并且PWM信号生成电路13将其输出电压Vpwm设定至高电平，从而PWM为ON。

在PWM的ON时间段期间，电流通过来自直流电源VB的电流供应而逐渐增大。当时钟信号在时间t3时下降的时候，以与时间t1的情况类似的方式，将PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm设定至低电平，从而断开负载。

当重复在时间t1至t3时的上述操作时，可以自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比，而无需利用计算单元等计算占空比。而且在图5（a）的该装置中，可以实现与在图1（a）的装置中所实现的类似的功能和效果。

实施例2

在实施例1中的图5（a）的电路中，在PWM操作的ON/OFF期间，与负载电流相同的电流流经感测电阻器Rs，因此，一直损失电功率。这种损失导致了感测电阻器Rs生热，从而产生了不利地影响了其它电路的问题。

由于感测电阻器Rs处于负载的电流路径中，所以在PWM的ON时间由该感测电阻器Rs产生了电压下降，并且存在当电源电压减小并且占空比上升至100%时，可以发生工作故障的可能性。

一个对策在于：为了减小损失和电压下降，使得感测电阻器Rs的电阻小。然而，在该对策中，产生了损害感测电流的精度的不利影响。

因此，在实施例2中，如图6所示，将用作电流感测单元的电流感测器11设置于在切换装置Q的PWM驱动期间的OFF时再生电流所流经的再生电流流动路径中。

在图6中，由相同的参考标号表示与图1（a）那些相同的部件，并且省略他们的说明。图6与图1（a）的不同之处在于：电磁感应负载100的端部直接接地，并且电流感测器11设置在续流二极管D与地之间，而其它部分以与图1（a）类似的方式构造。

具体地，图6中电流感测器11和电流检测电路12例如构造成图7所示。即，电流感测器11由连接在续流二极管D与地之间的感测电阻器Rs构造。

电流检测电路12由以下部分构造：由电阻器31、运算放大器22和电阻器32形成的反相电路，其中电阻器31一端连接至感测电阻器Rs与续流二极管D的公共连接点而另一端连接至运算放大器22的反相输入端，其中运算放大器22的同相输入端接地，其中电阻器32连接在运算放大器22的反相输入端与输出端之间；以及比较器23，其中，运算放大器22的输出电压Vrev（通过反相所述公共连接点的感测电压Vsense而获得的该电压，有时称作为电压反相信号）用作反相输入，而基准电压Vref用作同相输入。

在图7中，并未示出PWM信号生成电路13，而是以与图6类似的方式构造。

接下来，将参考示出电流检测电路12中的工作波形的图8来描述这样构造的装置的操作。

在PWM操作的ON时间段期间，首先，电流在直流电源VB→切换装置Q→电磁感应负载100→GND的线路中流动，而在OFF时间段期间，所述切换装置Q被断开，并且再生电流在电磁感应感应负载100→GND→感测电阻器Rs→续流二极管D→电磁感应负载100的线路中流经该电磁感应负载100。

在PWM的OFF期间，通过在电磁感应负载100中累积的能量而生成了再生电流，并且在感测电阻器Rs两端出现了负电压作为感测电压Vsense，并且被运算放大器22反相，并且电流流经感测电阻器Rs，即，负载电流Iload逐渐减小。

此外，当在PWM的OFF时间段期间，电压转换信号Vrev大于基准电压Vref，因此，从比较器23输出的电流检测信号处于低电平。

在时间t2时，当流经感测电阻器Rs的电流变成小于等于目标感测电流量Ith时，电压转换信号Vrev变成低于基准电压Vref，从比较器23输出的电流检测信号Idetect处于高电平，并且PWM信号生成电路13将其输出电压Vpwm设定至高电平，从而PWM为ON。

在PWM的ON时间段期间，电流通过来自直流电源VB的电流供应而逐渐增大。当时钟信号在时间t3时下降的时候，以与时间t1的情况类似的方式，将PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm设定至低电平，从而PWM为OFF。

当重复在时间t1至t3时的上述操作时，可以自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比，而无需利用计算单元等计算占空比。而且在图7的该装置中，可以实现与在图1（a）的装置中所实现的类似的功能和效果。

此外，在PWM的ON时间段期间，没有电流流经感测电阻器Rs。因此，在实现检测所述感测电流量Ith的实施例1的PWM控制方法的同时，可以减小感测电阻器Rs中的损失。在切换装置Q的接通时间，电源仅仅作用于电磁感应负载100，因而能够防止发生在电源电压下降时可能导致的负载的工作故障。

实施例3

将本发明应用于由低压侧驱动构造的装置。图9示出了实施例3的基本构造，并且与图6的不同之处在于：在直流电源VB与地之间，电磁感应负载100和切换装置Q顺次地串联在一起，并且续流二极管D和电流感测器11串联插置在该电磁感应负载100的再生电流流动路径中，而其它部分以与图6相同的方式构造。

具体地，图9中电流感测器11和电流检测电路12例如构造成图10所示。即，电流感测器11由连接在续流二极管D与直流电源之间的感测电阻器Rs而构造。

电流检测电路12由以下部分构造：下降电路A（第一电压下降电路），其使直流电源和感测电阻器Rs的公共连接点51的电源电压VB（直流电源VB的电压有时称作为电源电压VB）下降；下降电路B（第二电压下降电路），其使感测电阻器Rs与续流二极管D的公共连接点52的感测电压Vsense下降；以及比较器24，其中所述下降电路A的输出电压VB-drop用作为同相输入，而所述下降电路B的输出电压Vsense-drop用作为反相输入。

下降电路A包括：晶体管41，其中集电极经由电阻器33连接至公共连接点51，并且还连接至比较器24的同相输入端，并且发射极经由电阻器34接地；以及比较器25，其中基准电压Vref用作同相输入，反相输入端连接至晶体管41的发射极，而输出端连接至晶体管41的基极。

下降电路B包括：晶体管42，其中集电极经由电阻器35连接至公共连接点52，并且还连接至比较器24的同相输入端，并且发射极经由电阻器36接地；以及比较器26，其中基准电压Vref用作同相输入，反相输入端连接至晶体管42的发射极，而输出端连接至晶体管42的基极。

下降电路A和下降电路B的器件的参数被设定为使得：如将在后面描述的图11中的下降电压所示，在输入到比较器24的输出电压VB-drop与输出电压Vsense-drop之间产生了Vdif的电势差。因此，如后面所述，基于目标感测电流量Ith的PWM控制成为可能。

在图10中，并未示出PWM信号生成电路13，而是以与图9类似的方式构造。

接下来，将参考示出了电流检测电路12的工作波形的图11来描述这样构造的装置的操作。

首先，在控制指令（图9中的Input）输入到驱动电路14的情况下，切换装置Q处于其受PWM控制的状态。因此，在PWM操作的ON时间段期间，电流在直流电源VB→电磁感应负载100→切换装置Q→GND的线路中流动，并且，在OFF时间段期间，所述切换装置Q被断开，并且再生电流在电磁感应感应负载100→续流二极管D→感测电阻器Rs→电磁感应负载100的线路中流经该电磁感应负载100。

在PWM的OFF时间段期间，通过在电磁感应负载100中累积的能量而生成了再生电流，并且其中感测电阻器Rs的端电压由于再生电流而下降的输出电压Vsense-drop变成比其中电源电压VB下降的输出电压VB-drop更高，并且电流流经感测电阻器Rs，即，负载电流Iload逐渐减小。此外，在PWM的OFF时间段期间，输出电压Vsense-drop高于VB-drop，因此，从比较器23输出的电流检测信号Idetect处于低电平。

在时间t2时，当流经感测电阻器Rs的电流变成小于等于目标感测电流量Ith（=Vdif／Rs）时，其中感测电压下降的输出电压Vsense-drop变成低于其中电源电压下降的输出电压VB-drop，从比较器24输出的电流检测信号Idetect变成高电平，并且PWM信号生成电路13将其输出电压Vpwm设定至高电平，从而PWM为ON。

在PWM的ON时间段期间，电流通过来自直流电源VB的电流供应而逐渐增大。当时钟信号在时间t3时下降的时候，以与时间t1的情况类似的方式，将PWM信号生成电路13的输出电压Vpwm设定至低电平，从而负载断开。

当重复在时间t1至t3时的上述操作时，可以自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比，而无需利用计算单元等计算占空比。而且在图10的该装置中，可以实现与在图1（a）和图7的装置中所实现的类似的功能和效果。

在图10的低压侧驱动电路中，处于再生电流上游侧上的公共连接点52的感测电压Vsense总是高于电源侧上的公共连接点51的电源电压VB，所述再生电流由于在电磁感应负载100中积累的能量而流动。因此，在这些电压被直接引入到电流检测单元12的情况下，存在的问题是：构成电路的各元件不利地受影响或损坏。然而，在图10中，设置了下降电路A和B，所以不会发生所述问题。

图12示出了实施3的另一具体实例。图12与图1的不同之处在于：电流检测电路12不是有下降电路A、B和比较器24构成，而是由电阻器37、38、电阻器39、40、运算放大器27和比较器28构成的，所述电阻器37、38对公共连接点51的电源电压VB分压并且将分压电压引向运算放大器27的反相输入端，所述电阻器39、40对公共连接点52的感测电压Vsense分压并且将分压电压引向运算放大器27的同相输入端，在所述比较器28中，基准电压Vref用作同相输入，而运算放大器27的输出电压Vsense-sig作为反相输入。其它部分以与图10类似的方式构造。

在图12中，并未示出PWM信号生成电路13，而是以与图9类似的方式构造。

接下来，将参考示出了电流检测电路12的工作波形的图13来描述这样构造的装置的操作。

在PWM的OFF时间段期间，通过在电磁感应负载100中累积的能量而生成了再生电流，并且由再生电流生成的感测电压Vsense变成高于公共连接点51的电源电压VB，并且电流流经感测电阻器Rs，即，负载电流Iload逐渐减小。

此外，在PWM的OFF时间段期间，运算放大器27的输出电压Vsense-drop高于基准电压Vref，因此，从比较器28输出的电流检测信号Idetect处于低电平。

在时间t2时，当流经感测电阻器Rs的电流变成小于等于目标感测电流量Ith（=Vref／Rs）时，输出电压Vsense-sig变成低于基准电压Vref，从比较器28输出的电流检测信号Idetect变成高电平，并且PWM信号生成电路13将其输出电压Vpwm设定至高电平，从而PWM为ON。

当重复在时间t1至t3时的上述操作时，可以自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比，而无需利用计算单元等计算占空比。而且在图12的该装置中，可以实现与在图1（a）和图7的装置中所实现的类似的功能和效果。

此外，图12的装置要求减少数目的电流检测电路的零部件，因此能够经济地构造。

实施例4

在图1（a）的装置中，一旦在PWM驱动期间电源电压VB减小并且例如发生了诸如离合器脱离或继电器触点分离的电气感应负载100的工作故障的情况下，不能够保证吸引该离合器或触点所需要的电流量，并且该装置并不具有用于使负载恢复至正常状态的机构。当占空比如图14所示处于100%附近时，工作变得不稳定。例如，直流驱动和PWM驱动由于直流电源VB的小变换而被频繁切换，并且可能导致由负载产生可听声音的问题。

因此，如图15所示，实施例4构造成使得：在电源电压减小时间段期间以及在电源电压减小恢复后的规定时间段，代替PWM控制，进行直流驱动控制。

图15与图1（a）的不同之处在于，还设置有：电源电压监控电路16，其监控电源电压VB并且输出电压监控信号Vmoni（电压减小信号），在电源电压VB减小至或低于电源电压阈值Vth的时间段期间，所述电压监控信号Vmoni例如处于低电平；以及直流驱动信号生成电路17，其接收从所述电源电压监控电路16输出的电压监控信号Vmoni，并且在电源电压减小时间段以及该电源电压减小恢复之后的给定时间段期间，向驱动电路14输出一直处于高电平的直流驱动信号Vdc。其它部分易于图1（a）类似的方式构造。

电源电压监控电路16是这样一种电路：其监控电源电压VB，同时将该电源电压VB与电源电压阈值Vth相比较，并且其输出用于切换控制所述负载的方法的信号（Vmoni）。电源电压阈值Vth如图16所述具有滞后性。

也就是说，作为电源电压监控电路16的电源电压阈值Vth，设定阈值Vth-Hi和比其低的阈值Vth-Lo的两个值。将其构造成使得：在电源电压减小的情况下，当电源电压VB减小至阈值Vth-Lo时，将电压监控信号Vmoni设定为低电平，并且当电源电压减小恢复并且电源电压达到阈值Vth-Hi时，将电压监控信号Vmoni设定为高电平。

直流驱动信号生成电路17输出用于使负载在给定时间段内受直流驱动的信号（Vdc），并且将足以用于吸引电磁感应负载100的离合器和触点等等的时间段设定作为其驱动时间段。

接下来，将参考图17的时序图和图18的PWM控制流程图描述这样构造的装置的操作。

根据控制指令（Input）的处理（图2中的步骤S1、S2）与实施例1的情况类似。

下文中，将从进行PWM控制的状态起进行说明。

首先，在步骤S11中判定电源电压阈值Vth是否低于由电源电压监控电路16所监控到的电源电压VB。例如，在如图17的时间t1时，不存在电源电压的减小的时候（即，VB>Vth），进行步骤S12至S15的PWM控制处理。

步骤S12至S15的处理分别与步骤S3至S6的那些处理相同，因此省略它们的描述。如参考图1（a）至图（3）所描述的，重复当负载电流Iload小于目标感测电流量Ith时使PWM为ON的处理以及当时钟信号下降时使PWM为OFF的处理，使得可以自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比。

在时间t2时，当电源电压VB减小至电源电源阈值Vth时，将从电源电压监控电路16输出的电压监控信号Vmoni设定为低电平，并且将从直流驱动信号生成电路17输出的直流驱动信号Vdc设定为高电平，使得PWM驱动被强行切换至直流驱动（步骤S16）。

即，从驱动电路14输出的门信号Vg维持在高电平，能够保证到所述电磁感应负载100的负载电流Iload，并且即使在电源电压减小的情况下也使得负载可以确定地工作。

而且在电源电压减小在时间t3时恢复（即，在步骤S17中的判定VB<Vth的结果是“否”）之后的给定时间段（直至时间t4为止）期间，直流驱动信号Vdc维持在高电平，因此，继续直流驱动，直至电源电压恢复之后的时间t4为止（步骤S18）。

因此，还可以充分处理在诸如在电磁离合器或继电器中的初始吸引操作时需要大电流的情况。

当在直流电源VB中在时间t5时发生瞬时电压下降时，负载电流Iload消失，并且电磁感应负载100断开。然而，当电源在时间t6时恢复至电源电压阈值Vth或更高时，在从时间t6到时间t7的时间段期间，直流驱动信号Vdc和门信号Vg处于高电平，并且进行直流驱动。因此，可以使负载恢复到正常状态。

实施例4并不局限于如图15所示来构造，并且可以应用于图5（a）至图7、图9、图10和图12的装置。而且在这种情况下，可以实现与上述类似的功能和效果。

实施例5

主要对于电源电压和负载的电感来判定PWM驱动期间的占空比。例如，当电源电压减小时，控制成使占空比增大并且维持负载电流的最终量。

另一方面，在图1（a）的装置中，例如，在占空比大时，能够如图19（a）所示以恒定的频率进行PWM控制，而当电源电压升高时，或者当负载的电感小时，占空比减小，结果是产生了图19（b）所示的以低于设定频率的频率实现稳定化的问题。在这种情况下，当PWM频率处于可听频率范围内时，存在由负载（线圈等）产生可听声音的可能性）。

图19（a）好玩图19（b）是其中并未示出图1（b）的PWM控制时序图中的电流检测信号Idetect和PWM信号Vpwm的PWM控制时序图。

因此，实施例5被构造成使得：由于电流检测的PWM（其中占空比变化的PWM）和由于时钟信号的PWM（其中占空比固定的PWM）是ORed（逻辑和）。

图20示出了实施例5的装置，并且与图1（a）的不同之处在于设置了OR门，该OR门对PWM信号生成电路13的输出与时钟信号逻辑求和，并且将PWM信号Vpwm作为输出项驱动电路14供应。其它部分以与图1（a）相同的方式构造。时钟信号的占空比被预先设定为比其中频率变化的占空比更大的值。

接下来，将参考图21的时序图描述这样构造的装置的操作。

根据控制指令（Input）的存在的处理（图2的步骤S1和S2）与实施例1的情况类似。

下文中，将从进行PWM控制的状态起进行说明。

在电源电压VB如所示为正常（VB正常）的情况下，例如，在时间t1时，首先，进行由于电流感测的PWM。即，重复以下处理：其中当负载电流Iload小于目标感测电流Ith时使PWM为ON的处理以及在时钟信号下降时使PWM为OFF的处理，从而自动地调整与目标感测电流量Ith对应的占空比。

当在从时间t2至时间t3的时间段期间电源电压升高（VB-high）时，负载电流Iload并未减小至目标感测电流量Ith，并且并未从电流检测电路12输出电流检测信号Idetect。

此时，在其中并未设置OR门18的图1（a）的电路中，PWM信号Vpwm在电源电压升高的时间段期间不能被设定为高电平，因此，以低于设定频率的频率稳定所述PWM控制。

相比之下，在图20的电路中，即使当PWM信号生成电路13的输出维持在低电平时，时钟信号是OR门18的输出。因此，与时钟信号同步的PWM信号Vpwm被输出到驱动电路14，并且使得电磁感应负载100能够一直以恒定的频率工作（强制时钟PWM）。

PWM驱动期间的电流量并不变为低于负载的最小工作电流，因而能够确保缺失的负载工作。

接下来，当电源电压的升高在时间t3时恢复并且电源电压恢复至正常电压时，PWM的占空比大于时钟信号的占空比，并且操作自动地返回至由于电流感测的PWM驱动。

图22是示出了由于电流感测的PWM和强制时钟PWM被切换的区域，以及电源电压与占空比之间的关系。

图23（a）和图23（b）分别是在图20的装置中的正常电压与电源电压升高时的时序图，其中并未示出PWM控制时序图中的电流检测信号Idetect和PWM信号Vpwm。

根据本实施例，并不需要读取PWM的占空比的感测器单元，因此，可以通过经济的构造实现恒定频率的PWM控制。

尽管已经参考具体实施例详细描述了本发明，但是对于本领域技术人员而言显而易见的是，在不脱离本发明精神和范围的情况下，可以做出各种改变和修改。

本发明基于2010年3月9日提交的日本专利申请（No.2010-051297），其内容通过引用并入于此。

Claims

1.一种用于电磁感应负载的控制装置，该控制装置是使所述电磁感应负载与受PWM控制的切换元件在直流电源与地之间串联连接在一起的电路，并且该控制装置包括：

电流感测单元，该电流感测单元感测所述切换元件的PWM驱动操作中的OFF时间时的再生电流；

电流检测单元，当由所述电流感测单元所感测到的感测电流变为小于目标电流量时，该电流检测单元输出电流检测信号；

PWM信号生成单元，该PWM信号生成单元接收给定频率的时钟信号和从所述电流检测单元输出的所述电流检测信号，并且，在从指示所述电流检测信号变为小于所述目标电流量的感测的信号的输出起，至所述时钟信号上升或下降的时间段期间，该PWM信号生成单元生成处于高电平或低电平的PWM信号；以及

驱动单元，该驱动单元设置在所述PWM信号生成单元与所述切换元件之间，并且控制以驱动所述切换单元。

2.根据权利要求1所述的用于电磁感应负载的控制装置，包括：

电源电压监控单元，该电源电压监控单元监控所述直流电源的电压，并且，在电源电压减小至设定电压或设定电压以下的时间段期间，该电源电压监控单元输出电压减小信号；以及

直流驱动信号生成单元，该直流驱动信号生成单元接收从所述电源电压监控单元输出的所述电压减小信号，并且，在电源电压减小期间和电压减小恢复之后的给定时间段内，该直流驱动信号生成单元输出一直处于高电平的直流驱动信号，其中

所述驱动单元接收从直流驱动信号生成输出的所述直流驱动信号和从所述PWM信号生成单元输出的所述PWM信号。

3.根据权利要求1所述的用于电磁感应负载的控制装置，包括：

逻辑和单元，该逻辑和单元对所述时钟信号和由所述PWM信号生成单元生成的所述PWM信号逻辑求和，其中

所述驱动单元接收所述逻辑和单元的输出。

4.根据权利要求1至3任意一项所述的用于电磁感应负载的控制装置，其中

所述电流感测单元设置于再生电流路径中，在所述切换元件的所述PWM驱动操作期间的OFF时间时的再生电流流经该再生电流路径。

5.根据权利要求4所述的用于电磁感应负载的控制装置，其中

所述切换元件设置在直流电源侧，以受到高压侧驱动，

所述电流感测单元包括插置在所述再生电流路径中的感测电阻器，并且

所述电流检测单元包括：反相所述感测电阻器的端电压的反相电路；以及将所述反相电路的输出电压与设定电压相比较的比较器。

6.根据权利要求4所述的用于电磁感应负载的控制装置，其中

所述切换元件设置在所述地侧，以受到低压侧驱动，

所述电流检测单元包括：使所述感测电阻器在所述直流电源侧上的端电压下降的第一电压下降单元；使所述感测电阻器在所述切换元件侧上的端电压下降的第二电压下降单元；以及将所述第一电压下降单元的输出电压与所述第二电压下降单元的输出电压相比较的比较器。

7.根据权利要求4所述的用于电磁感应负载的控制装置，其中

所述切换元件设置在所述地侧，以受到低压侧驱动，

所述电流检测单元包括：差分放大电路，该差分放大电路获得所述感测电阻器在所述直流电源侧上的端电压与该感测电阻器在所述切换元件侧上的端电压的偏差；以及比较器，该比较器将所述差分放大电路的差分输出与设定电压相比较。