CN102792585A - 多功能音频功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种音频功率放大器，包括第一放大单元和第二放大单元，每个放大单元包括：开关电压放大器；输出滤波器；电流补偿器；内电流反馈回路，其将在输出电感器处所测量的电流的度量反馈给电流补偿器的求和输入；电压补偿器，其耦合到电流补偿器的求和输入；以及外电压反馈回路。受控信号路径将第一放大单元的电压补偿器的输出提供给第二放大单元的电流补偿器。第一放大单元和第二放大单元可随单独的负载进行操作、与驱动公共负载并联地进行操作或者跨桥接式负载进行操作。可以添加第二对放大单元并使其与第一对放大单元一同操作，以利用桥接式负载的每侧上的一对并联放大器来驱动单一扬声器。

Description

多功能音频功率放大器

技术领域

本公开涉及多功能音频功率放大器。

背景技术

开关放大器亦称为D类放大器，其通过将输入信号调制成对操作于开关模式的互补晶体管对进行驱动的一系列脉冲而放大输入信号。晶体管交替地将正电源和负电源耦合至输出，这在总体上产生对输入信号的放大的表示。

发明内容

总体而言，在一些方面，音频功率放大器包括第一放大单元和第二放大单元。每个放大单元包括：开关电压放大器，具有命令信号输入和放大信号输出；输出滤波器，在放大信号输出与负载端子之间；电流补偿器，具有与电压放大器的命令信号输入相耦合的电流补偿命令信号输出；内电流反馈回路，其将输出电感器处所测量的电流的度量反馈至电流补偿器的求和输入；电压补偿器，具有与电流补偿器的求和输入相耦合的电压补偿控制信号输出；以及外电压反馈回路，其将负载端子处的电压反馈至电压补偿器的求和输入。第一受控信号路径将第一放大单元的电压补偿器的电压补偿控制信号输出提供给第二放大单元的电流补偿器的求和输入。当第一受控信号路径得到激活时，第二放大单元使用第一放大单元的电压补偿控制信号来代替第二放大单元的电压补偿命令信号，作为对第二放大单元的电流补偿器的输入。控制电子器件向第一放大单元和第二放大单元提供信号输入，并且控制第一受控信号路径，从而使第一放大单元和第二放大单元可随单独的负载进行操作、可与驱动公共负载并联地进行操作或者可跨桥接式负载进行操作。

实现可包括以下特征中的一个或多个特征。第一放大单元和第二放大单元可通过如下方式而随单独的负载进行操作——它们各自放大单独的信号并在它们单独的输出端子上提供经放大的信号。第一放大单元和第二放大单元可通过如下方式与驱动公共负载并联地进行操作——它们各自放大从第一放大单元经由第一受控信号路径向第二放大单元提供的同一信号，并在它们单独的输出端子上提供相同的经放大的信号，所述经放大的信号应耦合至负载的公共输入端子。第一放大单元和第二放大单元可通过如下方式来跨桥接式负载进行操作——在第一放大单元中放大第一信号并在第二放大单元中放大第一信号的反相副本，并在它们单独的输出端子上提供它们相应的经放大的信号，所述经放大的信号应耦合至负载的单独的输入端子。

第三放大单元和第四放大单元与第一放大单元和第二放大单元相同，并且可以包括从第三放大单元的电压补偿器的电压补偿控制信号输出到第四放大单元的电流补偿器的求和输入的第二受控信号路径，控制电子器件还向第三放大单元和第四放大单元提供信号输入并且控制第二受控信号路径，从而使第三放大单元和第四放大单元可随单独的负载进行操作、可与驱动公共负载并联地进行操作或者可跨桥接式负载进行操作，并且所有4个放大单元可一起操作，其中第一单元和第二单元并联地驱动桥接式负载的第一侧，而第三单元和第四单元并联地驱动桥接式负载的第二侧。

四个放大单元可以通过以下来一起操作：在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元内对从第一放大单元经由第一受控信号路径提供至第二放大单元的第一信号进行放大并且在第一放大单元和第二放大单元的单独的输出端子上提供相同的经放大的第一信号，在第三放大单元和第四放大单元中的每个放大单元内对从第三放大单元经由第二受控信号路径提供至第四放大单元的第一信号的反相副本进行放大并且在第三放大单元和第四放大单元的单独的输出端子上提供相同的经放大的反相第一信号，第一放大单元和第二放大单元的输出端子将耦合至负载的第一输入，而第三放大单元和第四放大单元的输出端子将耦合至负载的第二输入。

放大器可以使用具有同步输出整流器的四象限电源。同步输出整流器可包括MOSFET。第一受控信号路径可包括由控制电子器件所控制的开关。开关电压放大器可以各自包括调制器、门驱动器、一对晶体管以及耦合于晶体管的源极端子与漏极端子之间的一对二极管。晶体管可以包括MOSFET，二极管是MOSFET所固有的。输出滤波器可包括输出电感器，而所测量的电流可以是经过输出电感器的电流。

总体而言，在一些方面，对音频信号的放大包括：在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元内，在开关电压放大器内对电流补偿命令信号进行放大，从而提供经放大的信号输出；测量经过在电压放大器的经放大的信号输出与负载端子之间的输出滤波器的电流以产生电流度量；将电流度量经由内电流反馈回路反馈至电流补偿器的求和输入；在电流补偿器处，将电流度量与电压补偿命令信号进行比较，并将电流补偿命令信号提供给电压放大器；将放大单元的负载端子处的电压经由外电压反馈回路反馈至电压补偿器的求和输入；以及在电压补偿器处，将反馈电压与输入命令信号进行比较，并将电压补偿命令信号提供给电流补偿器的求和输入。从第一放大单元的电压补偿器的输出到第二放大单元的电流补偿器的求和输入的第一受控信号路径受控用于选择性地将第一放大单元的电压补偿命令信号提供给第二放大单元的求和输入，以代替第二放大单元的电压补偿命令信号。信号输入被提供给第一放大单元和第二放大单元，并且第一受控信号路径受控用于选择性地使第一放大单元和第二放大单元随单独的负载进行操作、与驱动公共负载并联地进行操作或者跨桥接式负载进行操作。

优点包括具有高效率的综合可配置性。放大器可以在无需硬件改造的情况下服务于多种连接拓扑、负载阻抗和功率水平。由单一放大器来驱动宽阻抗范围的扬声器的能力允许放大器支持范围多样化的音频系统配置而不需要多样化组合的放大器产品。

其他特征和优点将从描述和权利要求中变得明晰。

附图说明

图1A至图1D示出了放大器-扬声器拓扑的框图。

图2示出了单一放大器级的电路图。

图3示出了处于桥接配置的两个放大器级的电路图。

图4示出了处于并联配置的两个放大器级的电路图。

图5示出了处于并联-桥接配置的四个放大器级的电路图。

图6示出了可配置式放大器系统的电路图。

图7示出了隔离转换器的电路图。

图8A至图8C示出了经过图7的隔离转换器的功率流。

图9A示出了有代表性的D类放大器的电路图。

图9B和图9C示出了经过图9A的放大器的能量流。

具体实施方式

功率放大器能够以许多种拓扑连接至其负载，这取决于负载的性质和预期用途。图1A至图1D示出了用于将功率放大器与扬声器相连的四种拓扑。在图1A中，单一放大器10通过向扬声器20的一个端子提供功率的同时另一端子接地而驱动该扬声器。这是一种有时被称为“半桥”的典型配置。在图1B中，示出了“全桥(full-bridge)”配置，其中使用两个放大器10和12，分别连接至扬声器22的每个端子。第二放大器12由去往第一放大器10的信号的反相信号来驱动，因此跨扬声器22的总电压加倍，而电流保持与半桥配置中的电流相同。通过以相同的电流提供两倍的电压，该配置可以驱动具有比半桥所能驱动的阻抗更大的扬声器。它可以提供更多的总功率，或者以每个放大器更少的耗散(dissipation)来提供相同的功率。这种操作模式普遍存在于音频放大器领域，常被称为‘BTL’(桥接式负载)配置。

在图1C中，两个放大器10和12并联连接至扬声器24上的公共端子，而另一端子接地。这被称为“并联”配置。并联配置以与半桥配置的电压相同的电压来供给两倍的电流，这对于以与BTL配置相同的功率水平来驱动较小的阻抗是有用的。举例而言，如果半桥被优化用于向4Ω负载提供500W，则向2Ω负载提供相同功率所需的电流或者向8Ω负载提供相同功率所需的电压可能处于或超过放大器的限度。并联配置可以以单一半桥耗散的一半向2Ω负载中驱动500W，或者当每个半桥可以处理电流时可以驱动全1kW。另一方面，BTL配置可在不接近其电压限度的情况下向8Ω负载中驱动500W，或者在电压可用时驱动全1kW。

最后，在图1D中，使用了四个放大器10、12、14和16，其中向扬声器26的每个端子连接一对并联的放大器。一对(10和12)由另一对(14和16)的相反信号所驱动。这被称为并联桥接配置，并且供给单一半桥的两倍的电压和两倍的电流，因而四倍的功率。使用与以上所述相同的例子，如果每个半桥针对4Ω/500W而优化，则并联桥接配置能够向4Ω负载供给2kW，其中每个放大器级有相同的电压和电流。

就D类放大器而言，对两个并联放大器之间电流共用的管理比在线性(或AB类)放大器中更为重要，这是因为在开关器件中的耗散功率与I²成比例，而不是像在线性放大器中那样与I成比例。在两个相同器件之间共用电流将会使开关放大器中的传导损耗减小大约二分之一。这种减小实际上会略多于二分之一，这是因为由于FET的电阻的温度系数而存在进一步的收获——减小电流还降低了温度，而这转而减小了器件的本征电阻。然而，如果电流不受控制，则有可能两个器件中之一将会供给比另一个实质上更大的电流，从而失去并联操作的益处，并且可能损坏放大器。

为了在各拓扑中提供高效的电流共用，可向放大器添加反馈回路。举例而言，如图2中所示，每个单元体(unit cell)100提供被示为与任意扬声器120相连的一个半桥D类音频放大器。放大器的核心包括调制器和门驱动器102、由晶体管104和106构成的开关功率-输出级、以及包含电感器108和电容器110的输出滤波器。控制系统包括外电压回路112，该外电压回路112将负载120处的输出电压反馈给加法器114和电压-回路补偿器116。加法器114还接收输入电压命令V_c-in。调制器和门驱动器102与晶体管104和106相结合，构成电压放大器。

为了允许在这些单元体100中的两个并联连接时共用电流，提供内电流回路130。内电流回路130将来自电流感测130a的输出电流的度量反馈给另一加法器132和电流-回路补偿器134。内电流回路控制放大器的输出电流，从而使得并联操作的两个放大器将会各自提供总电流的一半；两者都不会试图供给所有电流而失去并联操作的优势。在这种配置中，核心电压放大器周围的电流回路使系统变成电流放大器，而外电压回路使整个单元体100变回到电压放大器。

内电流回路提供一些附加的优势。该电流回路本身提供单元体内的限流。亦即，向电流-回路补偿器134的反馈130防止了进入调制器102的命令造成超过来自电压-回路补偿器116的最大电流命令的电流增益，即使在负载短路时亦如此。此外，由于内电流回路提供控制，因此可将用于外电压回路的电压度量移至输出滤波器之外，更为靠近负载(如图所示)。(输出滤波器通常施加180°相移，在其周围的控制回路不能闭合。)将电压回路移至输出滤波器之后允许了放大器在内电流回路保持稳定性的情况下支持更多种类的负载。内电流回路130还可用于提供调制器102中的脉宽误差校正——如与本申请同日提交的、标题为“Reducing Pulse Error Distortion”的美国专利申请__________中所述，该申请的全文内容通过引用并入于此。

加法器114和132并不一定是分立组件，而例如可以是补偿器116和134的求和输入。补偿器优选地从标准电路组件(即，运算放大器及相关电路)所构建。电流-感测元件130a可以是任何标准电流-感测技术的传感器，诸如分立式霍尔效应传感器。输出电感器108可以使用印刷电路板上的平面绕组而形成，并且电流感测的一部分是由集成到输出电感器108内的电流感测绕组来提供——如与本申请同日提交的、标题为“Planar Amplifier Output Inductor with CurrentSense”的美国专利申请__________中所述，该申请的全文内容通过引用并入于此。如该专利申请中所说明，将电流感测绕组形成为输出电感器的PCB绕组的一部分有利地将电流-感测信号与电感器内的噪声屏蔽开来。电感器的电流-感测绕组指示出电流的AC分量，而霍尔效应传感器还可用于指示电流的DC分量。

在一些示例中，这些单元体组按4个一组而组合起来。每组在控制系统内具有适当的互连，从而允许四个单元体的单个集合提供图1A至图1D中所示的任何拓扑。用户例如可以通过控制软件来指定所需的特定拓扑。为了检测连接问题和确认所连接的扬声器的拓扑与放大器组件的配置相匹配，放大器产品可包括用于检测所连接扬声器的类型和拓扑的电路。一种此类系统在2008年5月2日提交的、标题为“Detecting a Loudspeaker Configuration”的美国专利申请12/114,265中有述，该申请的全文内容通过引用并入于此。此类系统还可用于发现所连接扬声器的拓扑，以及相应地对放大器进行自动配置。

就多个通道的独立半桥操作而言，每个单元体如图2中所示连接至一个扬声器，并且每个单元体被提供有单独的信号。

如图3中所示，两个半桥100a和100b可组合成配置用于将单一扬声器120b作为桥接式负载而驱动的全桥，以便提供单一单元体两倍的电压。在这种配置中，单元体中的放大器基本上是独立的，并且仅仅被给予相位180°变化的输入命令V_c-in，即，+V_c-in和-V_c-in。对于BTL操作，无需对任一单元体的控制做出修改，但预定要支持该模式的产品可以处理对V_c-in输入的反相，而不是依靠用户来提供原始信号和反相信号二者。对V_c-in信号的反相可在控制电子器件(未示出)中完成，或者通过附加的反相放大器(未示出)来完成，其或者处于控制电子器件的控制之下，或者由用户可用的物理开关来直接加以控制。

如图4中所示，两个半桥100a和100b可以组合成并联对，以便提供与单一单元体相同的电压和两倍的电流。在这种配置中，一个外电压回路112a被配置用于通过受控于开关204的跨单元连接202，经第一单元的外电压回路加法器114a和补偿器116a，向全部两个单元体的内电流回路和放大级馈送命令。在这种配置中，未使用第二外电压回路112b及其加法器114b和补偿器116b——可将它们全部停用，或者可以中断从补偿器116b到加法器132b的信号路径。全部两个半桥输出都耦合到扬声器120c的公共输入，而另一输入接地。如上文所讨论，电流回路130a和130b、加法器132a和132b以及补偿器134a和134b通过将每个半桥稳定在目标电流而控制半桥之间的电流共用。开关204可通过各种方式来控制，举例而言，包括：通过控制电子器件、通过无源电路或者通过用户可用的物理开关。

如图5中所示，可以一同使用四个半桥100a、100b、100c和100d来提供这样的桥接-并联配置——该配置向单一扬声器120d供给两倍于单一单元体的电压和两倍于单一单元体的电流。半桥100a和100b利用跨单元连接202a和开关204a而配置成第一并联对，并且耦合至扬声器120d的第一输入。半桥100c和100d利用跨单元连接202b和开关204b而配置成第二并联对，并且耦合至第二扬声器输入。第二对100c/100d被给予如图3的BTL配置中那样的反相输入信号-V_c-in。

在一些实施方式中，每个半桥单元体的控制电路是独立的，这样，当两个单元被用于BTL配置或并联配置之中时，可在与前两个单元相同的双单元配置中，或者在其他的双单元配置中，将另外两个单元用作独立的半桥。在一些示例中，将成对的或者所有四个放大器级(调制器和门驱动器)提供在单一的集成电路封装中，该集成电路封装诸如是产自NXP Semiconductors(Eindhoven，荷兰)的TDA8932，或者产自Texas Instruments(Dallas，TX)的TAS5103；同时还添加了晶体管、控制回路和输出滤波器，以使放大器完整并支持上述可配置性。在一些示例中，控制回路和跨单元连接被包含在放大器IC中。

如图6中所示，可以将成组的单元体组合起来，直到电源的限度，以形成高度可配置的系统。在图6中示出了控制模块210，其耦合至以下所标识的多个开关。虚线示出控制信号路径，而实线示出音频信号路径。图中示出了两个组，各含四个半桥单元体，这些半桥单元体编号为100a至100h。第二组100e-100h中的连接与第一组100a-100d中的连接相同，尽管它们被示为具有处于不同位置的开关。从A至H的8个输入可用，但并非全都被使用。图6中的开关位置被设定用以示出前两个单元体100a和100b各自向单独的扬声器120a提供它们相应的输入A和B，单元体100c和100d以BTL配置向单一扬声器120b提供输入C，而单元体100e、100f、100g和100h共同以并联-桥接配置向扬声器120d提供输入E，其中每个对100e/100f和100g/100h并联地为扬声器的一个输入供电。

对于作为独立半桥操作的两个单元体100a和100b而言，如上文所讨论，第一开关204a控制两个单元体100a和100b之间的信号路径，以在并联操作时提供公共电流控制。在图6的示例中，开关204a是打开的，这是因为单元体100a和100b单独地发挥作用。另一开关212控制让哪个信号输入单元体100b。如图所示，对于半桥操作，开关212将信号输入“B”耦合至单元体100b。

对于BTL操作，反相器214可用于将输入信号“A”的反相副本耦合至单元体100b，其中开关212则将提供该信号，而非用于半桥操作的输入“B”。在第二对单元体100c和100d中是这种情况，其中开关204b是打开的，且开关216将反相器218耦合至单元体100d的输入，从而提供输入“C”的反相副本。另一反相器220和输入开关222控制向单元体100c的输入，如以下参考第二组四个单元体所讨论的那样，用于并联-桥接配置。在图6中，输入开关222将输入“C”耦合到单元体100c。

单元体100f上的输入开关224不向第二单元体提供任何信号输入，单元体100e和100f被图示为配置用于并联操作。在这种模式中，当闭合的开关204c向单元体100f中的电流反馈回路比较器提供来自单元体100e内的电流命令信号时，跳过单元体100f的电压命令输入和电压反馈回路比较器。在一些配置中，单元体100f的输入在用于并联操作时在内部断开，因而输入开关224可保持与其输入中之一相耦合。反相器226可用于提供用于在BTL模式中使用的输入“E”的反相版本。单元体100g和100h也被图示为配置用于并联操作，并且具体而言，它们配置用于同单元体100e和100f一起在并联-桥接模式中使用。开关204d从单元体100g内向单元体100h提供电流命令信号，而开关228是打开的，并且不使用反相器230。在单元体100g处，开关232将来自反相器234的输入“E”的反相副本耦合至单元体100g的输入，从而使两组并联半桥100e/100f和100g/100h分别接收E和-E作为输入。

虽然将开关、反相器和信号源图示成处于控制模块210之外，但一些或所有的开关和反相器可以集成到控制模块之中，并且可以根据所使用的技术在硬件、固件或软件中加以配置。如果开关和反相器集成到控制模块，则输入A至H也将会穿过控制模块。控制模块可以是任何合适的器件，诸如编程微处理器、专用集成电路、或者一系列分立器件。除了用以对放大器拓扑加以配置的切换和反相之外，控制模块还可向输入A至H施加数字信号处理。针对每组四个单元体，可以存在单独的控制模块。在一些情况下，控制模块可以配置成使用处于桥接和并联编组的级联图案中的所有八个单元体，以便向一个扬声器供给电源的全部能力(需要在放大器和/或信号路径之间的附加连接，但这些可以全都由合适的控制模块来提供)。

这样的配置能够驱动多种扬声器配置。例如，包含具有四个单元体(每单元体500W)在内的两个组的4000W放大器系统可以驱动许多不同的扬声器组合，如表1中所示(实际瓦数取决于所使用特定扬声器的阻抗)。

这些具有四个单元体的组中的一个或多个组与适当的电源相结合，诸如与本申请同日提交的、标题为“Power Supply TransientResponse Improving”的共同未决美国专利申请___________中所述，该申请的全文内容通过引用并入于此。在一些示例中，提供于电源内的一种有利特征是同步输出整流器，其解决了一般与D类半桥关联的‘总线泵浦(bus pumping)’问题，并且支持上述高度可配置的放大器级的高效操作(在下文中解释了总线泵浦问题以供参考)。在图7中示出了这种同步输出整流器300的示意表示。初级绕组302耦合至开关304、306、308和310，而次级绕组312耦合至开关314、316、318和320。绕组由隔离势垒(barrier)322所分隔，并且将+400V电源电压转换成放大器所使用的较低电压，在这一示例中是+/-80V。此类整流器利用与放大器的+V轨和-V轨耦合的+80V端口和-80V端口向放大器级供电。

在通常用于音频功率放大器的电压电平处，例如在次级绕组上的+/-80V或更高电压电平，这种拓扑中的次级侧开关314-320通常会是简单的整流器。相反，使用MOSFET连同其本征二极管来提供同步整流器。这允许了功率在这种功率转换器的三个(+400V初级、+80V次级、-80V次级)端口中的任何端口以任一方向流动，从而提供全四象限操作，如图8A至图8C中所解释。

图8A示出了一个正常操作的半周期，其中功率从初级绕组302传递至次级绕组312。在这个周期中，晶体管304和310导通，从而使电流(虚线箭头所示)通过在图示为向下的第一方向上经过初级绕组302而从+400V轨322a流至初级侧地电位324a。这引起电流由于绕组的方向而在次级绕组312中以图示向上的相反方向流动。该电流通过晶体管314和320，从-80V轨330a流动到次级侧地电位326，并从次级侧地电位326流动到+80V轨328a。如上所述，MOSFET的使用提供了跨晶体管源极与漏极的本征二极管。

图8B示出了另一正常半周期，其中晶体管306和308导通，从而使电流通过在相反方向(即，图中向上)经过初级绕组302而从+400V轨322b流至初级侧地电位324b。次级绕组312中的感生电流继而向下经过另一组次级侧晶体管316和318，以便再次从-80V轨330b流至地电位326以及从地电位326流至+80V轨328b，从而产生与图8A中相同的净功率流。

图8C示出了不同的情况，其中能量来源于+80V轨，并流入-80V轨和+400V轨二者之中。注意，这种情况与图8中的情况之间的唯一区别在于来自+80V轨和+400V轨的电流的方向。在晶体管306、308和316处，电流在本征二极管的方向上流动。然而，在+80V轨328b处，电流向晶体管318的反方向流动，因而晶体管必须导通。在带有处于+80V轨与变压器次级之间的简单整流器的标准功率转换器中，能量不能在这个方向上流动。MOSFET在次级中的使用允许了在这个方向上的电流。没有示出所有可能的情况，但是可以看出，同步整流器在次级侧的使用允许了能量在该系统的任何端口与任何其他端口之间流动，从而允许了四象限操作。

在较低的输出电压下，当跨整流器的电压降成为效率低下的重要源头时，当今通常使用同步整流器。然而，它们在音频功率放大器的高电压下并不常用，这是因为效率增加非常少，并且存在重大的技术障碍要克服，以使MOSFET对反向电流和寄生二极管恢复具有鲁棒性。在上述系统中使用该技术允许了从电抗性负载回到系统中的能量流更加均匀地分布于系统中的所有存储电容之间，并且其还解决了与半桥D类级关联的总线泵浦问题。

总线泵浦亦称为越位充电(off-side charging)或轨泵浦(railpumping)，参考图9A至图9C来解释。如图9A中所示，D类半桥放大器400通过在两个电压轨402与404(在此一般地标示为+V和-V)之间切换输出电感器416而进行操作。图中未示出调制器和门驱动器，并且滤波器电容器422和424是电源被示出的唯一部分。晶体管412和414的切换以显著高于重产生的信号的速率发生，因而在任何给定时刻，可以将输出电感器416中的电流当作是相对恒定的。因此，对于当电流正在流出电感器416和流入负载420的状态而言，存在两个开关状态。

在第一状态中，如图9B中所示，顶部晶体管412导通，并且电流(虚线箭头所示)从+V轨402流动。在这种情况下，能量从电源流向输出滤波器和负载。

在第二状态中，如图9C中所示，底部晶体管414导通，并且电流从-V轨404流动。在这种情况下，能量实际上从输出滤波器和负载回流，并流入电源。如果电源滤波器电容422和424足够大，则它们可以在该事件持续期间吸收该能量，但这将会需要异常巨大的电容。

在半个正弦波上再生到轨中的平均电流的表达式如下：

$\frac{\sqrt{2p}(\sqrt{2p}\mathrm{\π}\sqrt{r}+(-8+\mathrm{\π})v)}{4\mathrm{\π}\sqrt{r}v}$

其中，‘p’是平均功率输出，‘v’是轨电压，并且‘r’是负载电阻。例如，具有足以在带有±80V轨的放大器中产生500W平均功率输出的振幅的、进入4Ω负载的20Hz正弦波，将会在半个周期中再生出平均3A。就该轨上10000μF的电容而言，系统将会经受7.5V的总线泵浦。而这几乎是额定的10％。通过使用同步整流，可以使用较低的电容，而系统仍将经受显著减少的扰动。在一个示例中，在上述电压下，具有每轨每通道仅3500μF电容的系统经受显著少于刚才所描述的总线泵浦。

其他实现在于以下权利要求以及申请人有权获得的其他权利要求的范围内。

Claims (14)

1.一种音频功率放大器，包括：

第一放大单元和第二放大单元，每个放大单元包括：

开关电压放大器，具有命令信号输入和放大信号输出，

输出滤波器，在所述放大信号输出与负载端子之间，

电流补偿器，具有与所述电压放大器的所述命令信号输入相耦合的电流补偿命令信号输出，

内电流反馈回路，其将输出电感器处所测量的电流的度量反馈给所述电流补偿器的求和输入，

电压补偿器，具有与所述电流补偿器的所述求和输入相耦合的电压补偿命令信号输出，以及

外电压反馈回路，其将所述负载端子处的电压反馈给所述电压补偿器的求和输入；

第一受控信号路径，其从所述第一放大单元的所述电压补偿器的电压补偿控制信号输出去往所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入，

所述第二放大单元被配置成当所述第一受控信号路径被激活时，使用所述第一放大单元的所述电压补偿命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿命令信号作为对所述第二放大单元的所述电流补偿器的输入；

控制电子器件，其向所述第一放大单元和所述第二放大单元提供信号输入并且控制所述第一受控信号路径，使得所述第一放大单元和所述第二放大单元随单独的负载可操作、与驱动公共负载并联可操作或者跨桥接式负载可操作。

2.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过以下来随单独的负载可操作：各自放大单独的信号，以及在它们单独的输出端子上提供经放大的信号。

3.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过以下来与驱动公共负载并联可操作：各自放大从所述第一放大单元经由所述第一受控信号路径向所述第二放大单元提供的同一信号，以及在它们将要与负载的公共输入端子相耦合的单独输出端子上提供相同的经放大的信号。

4.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述第一放大单元和所述第二放大单元通过以下来跨桥接式负载可操作：在所述第一放大单元中放大第一信号并在所述第二放大单元中放大所述第一信号的反相副本，以及在它们将要与负载的单独输入端子相耦合的单独输出端子上提供它们相应的经放大的信号。

5.根据权利要求1所述的音频功率放大器，还包括：

第三放大单元和第四放大单元，与所述第一放大单元和所述第二放大单元相同，以及

第二受控信号路径，从所述第三放大单元的电压补偿器的电压补偿命令信号输出去往所述第四放大单元的电流补偿器的求和输入，

所述控制电子器件还向所述第三放大单元和所述第四放大单元提供信号输入，并且控制所述第二受控信号路径，使得：

所述第三放大单元和所述第四放大单元随单独的负载可操作、与驱动公共负载并联可操作或者跨桥接式负载可操作，以及

所有四个所述放大单元可共同操作，其中所述第一单元和所述第二单元并联驱动桥接式负载的第一侧，而所述第三单元和所述第四单元并联驱动所述桥接式负载的第二侧。

6.根据权利要求5所述的音频功率放大器，其中所述四个放大单元通过以下可共同操作：

在所述第一放大单元和所述第二放大单元中的每个放大单元中放大从所述第一放大单元经由所述第一受控信号路径向所述第二放大单元提供的第一信号，以及在所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述单独的输出端子上提供相同的经放大的第一信号，

在所述第三放大单元和所述第四放大单元中的每个放大单元中放大从所述第三放大单元经由所述第二受控信号路径向所述第四放大单元提供的所述第一信号的反相副本，以及在所述第三放大单元和所述第四放大单元的所述单独的输出端子上提供相同的经放大的反相的第一信号，

其中所述第一放大单元和所述第二放大单元的所述输出端子将要耦合至所述负载的第一输入，并且所述第三放大单元和所述第四放大单元的所述输出端子将要耦合至所述负载的第二输入。

7.根据权利要求5所述的音频功率放大器，还包括具有同步输出整流器的四象限电源。

8.根据权利要求7所述的音频功率放大器，其中所述同步输出整流器包含MOSFET。

9.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述第一受控信号路径包括由所述控制电子器件所控制的开关。

10.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中每个所述开关电压放大器包括调制器、门驱动器、一对晶体管、以及耦合在所述晶体管的源极端子与漏极端子之间的一对二极管。

11.根据权利要求10所述的音频功率放大器，其中所述晶体管包括MOSFET，所述二极管是所述MOSFET所固有的。

12.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其中所述输出滤波器包括输出电感器，并且所测量的电流是通过所述输出电感器的电流。

13.一种放大音频信号的方法，包括：

在第一放大单元和第二放大单元中的每个放大单元中：

在开关电压放大器中放大电流补偿命令信号，提供经放大的信号输出，

测量从在所述电压放大器的所述经放大的信号输出与负载端子之间的输出滤波器通过的电流，产生电流度量，

将所述电流度量经由内电流反馈回路反馈给电流补偿器的求和输入，

在所述电流补偿器处，将所述电流度量与电压补偿命令信号进行比较，并将所述电流补偿命令信号提供给所述电压放大器，

将所述放大单元的负载端子处的电压经由外电压反馈回路反馈给电压补偿器的求和输入，以及

在所述电压补偿器处，将反馈电压与输入命令信号进行比较并将所述电压补偿命令信号提供给所述电流补偿器的求和输入；

控制从所述第一放大单元的所述电压补偿器的输出去往所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第一受控信号路径，以便选择性地将所述第一放大单元的所述电压补偿命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿命令信号提供给所述第二放大单元的所述求和输入；以及

向所述第一放大单元和所述第二放大单元提供信号输入，并且控制所述第一受控信号路径，以便选择性地使所述第一放大单元和所述第二放大单元随单独的负载进行操作、与驱动公共负载并联地进行操作或者跨桥接式负载进行操作。

14.一种音频功率放大器，包括：

第一放大单元、第二放大单元、第三放大单元和第四放大单元，每个放大单元包括：

开关电压放大器，具有命令信号输入和放大信号输出，

输出滤波器，在所述放大信号输出与负载端子之间，

电流补偿器，具有与所述电压放大器的所述命令信号输入相耦合的电流补偿命令信号输出，

内电流反馈回路，其将输出电感器处所测量的电流的度量反馈给所述电流补偿器的求和输入，

电压补偿器，具有与所述电流补偿器的所述求和输入相耦合的电压补偿命令信号输出，以及

外电压反馈回路，其将所述负载端子处的电压反馈给所述电压补偿器的求和输入；

所述第一放大单元和所述第二放大单元具有从所述第一放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿控制信号输出到所述第二放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第一受控信号路径，

所述第二放大单元配置成当所述第一受控信号路径被激活时，使用所述第一放大单元的所述电压补偿命令信号代替所述第二放大单元的所述电压补偿命令信号作为对所述第二放大单元的所述电流补偿器的输入；

所述第三放大单元和所述第四放大单元具有从所述第三放大单元的所述电压补偿器的所述电压补偿控制信号输出去往所述第四放大单元的所述电流补偿器的所述求和输入的第二受控信号路径，

所述第四放大单元配置成当所述第二受控信号路径被激活时，使用所述第三放大单元的所述电压补偿命令信号代替所述第四放大单元的所述电压补偿命令信号作为对所述第四放大单元的所述电流补偿器的输入；

控制电子器件，其向每个所述放大单元提供信号输入，并且控制所述第一受控信号路径和所述第二受控信号路径，使得：

所述第一放大单元和所述第二放大单元随单独的负载可操作、与驱动公共负载并联可操作或者跨桥接式负载可操作；

所述第三放大单元和所述第四放大单元随单独的负载可操作、与驱动公共负载并联可操作或者跨桥接式负载可操作；以及

所有四个所述放大单元可共同操作，其中所述第一单元和所述第二单元并联驱动桥接式负载的第一侧，并且所述第三单元和所述第四单元并联驱动所述桥接式负载的第二侧；以及

四象限电源，具有同步输出整流器。

Images