JP6112889B2 - 電源制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源制御装置に関し、特に、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源を制御するための電源制御装置に用いて好適なものである。

従来、電子機器等の電源を生成するために、ＤＣ−ＤＣコンバータが一般に用いられている。例えば、図１０に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、オーディオ用パワーアンプ１０２（以下、単にアンプと称す）が必要とする電源を生成するために用いられる。図１０に示す例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、メイン電源であるバッテリ１００とアンプ１０２との間に配置され、バッテリ１００からの直流入力電圧をアンプ１０２が必要とする直流出力電圧に変換した上でアンプ１０２に供給している。

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１が生成する電源を使用するアンプ１０２の動作状態によって、２次側直流電源のプラス側電源（＋側電源）とマイナス側電源（−側電源）との間で消費電流に偏りが生じることがある。これにより、＋側電源と−側電源の電位の差分を絶対値でとることによって算出される電位差に偏り（ポンピング）が発生することがあった。特に、アンプについては高効率の要求が高いため、デジタルアンプ（Ｄ級アンプ）を採用することが多くなっているが、このＤ級アンプとＤＣ−ＤＣコンバータとの組合せではポンピングが顕著に現れることが多かった。

このような問題に対し、本出願人は、ポンピングの発生を抑制するための手段を提案している（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の技術では、２次側直流電源の＋側電源の電位と−側電源の電位との差分を−側電源の電位を反転した上でとることによって電位差を検出する電位差検出回路と、＋側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、−側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを備え、電位差の偏りに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかによりエネルギを回生するようにしている。

すなわち、電位差検出回路により検出される電位差が正の値の場合は＋側電源の電位が−側電源の電位より大きいので、第１のＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、電位差を検出しなくなったら停止する。一方、検出される電位差が負の値の場合は−側電源の電位が＋側電源の電位より大きいので、第２のＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、電位差を検出しなくなったら停止する。

特開２００９−２３２５４９号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の技術は、ポンピングが発生してから抑制動作を行うものであるため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生するまで抑制動作をすることはできない。そのため、実際の制御が遅くなり、精度の高いポンピングの抑制動作を実現することが難しいという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、ポンピング発生からの制御の遅れを少なくできるようにして、より精度の高いポンピングの抑制動作を実現できるようにすることを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明では、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出し、当該検出した負荷偏りに応じて、２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータ、または、２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生するようにしている。ここで、本発明の一態様では、デジタルアンプに供給される前のオーディオ信号に対して時間−周波数変換処理を行い、各周波数成分の信号から負荷偏りを検出するようにしている。

上記のように構成した本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側直流電源に実際に発生したポンピング電圧を検出してフィードバック制御する方式ではなく、デジタルアンプに供給されるオーディオ信号より負荷偏りを検出することによって予測したポンピング発生量に基づいて制御が行われる。そのため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生する前から、ポンピングが発生しないようにするための抑制動作を実行することが可能となる。これにより、制御の遅れを少なくしてより精度の高いポンピングの抑制動作を実現することができる。

第１の実施形態による電源制御装置をＤＣ−ＤＣコンバータ、プリアンプおよびパワーアンプと共に模式的に示す図である。 第１の実施形態による負荷偏り検出部の構成例を示す図である。 第１の実施形態の電源制御装置におけるポンピング制御部の動作例を示すフローチャートである。 第２の実施形態による電源制御装置をＤＣ−ＤＣコンバータ、プリアンプおよびパワーアンプと共に模式的に示す図である。 第２の実施形態による負荷偏り検出部の構成例を示す図である。 第２の実施形態による負荷偏り検出部の他の構成例を示す図である。 第２の実施形態による負荷偏り検出部の更に別の構成例を示す図である。 第３の実施形態による電源制御装置をＤＣ−ＤＣコンバータ、プリアンプおよびパワーアンプと共に模式的に示す図である。 第３の実施形態による負荷偏り検出部の構成例を示す図である。 電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な適用例を模式的に示す図である。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１の実施形態による電源制御装置１をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータであり、メイン電源であるバッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧をパワーアンプ４が必要とする直流出力電圧に変換することにより、２次側直流電源を生成する。パワーアンプ４はＤ級アンプであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成した２次側直流電源を電源として動作する。オーディオ信号は、プリアンプ３およびパワーアンプ４により増幅された後、図示しないスピーカから出力されるようになっている。

図１に示すように、電源制御装置１は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、負荷偏り検出部１３およびポンピング制御部１４を備えている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源のプラス側電源（＋側電源）からエネルギを回生するための構成である。

第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、具体的には出力側の＋側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が＋側電源に、出力側が＋側電源にそれぞれ接続されている。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１は、ポンピング制御部１４から出力される第１のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、負荷偏り検出部１３により検出される負荷偏りがプラス側である場合にエネルギを回生する。

第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源のマイナス側電源（−側電源）からエネルギを回生するための構成である。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、具体的には出力側の−側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成されており、このため入力側が＋側電源に、出力側が−側電源にそれぞれ接続されている。第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、ポンピング制御部１４から出力される第２のＤＣ−ＤＣ制御信号に基づき動作するように構成されており、負荷偏り検出部１３により検出される負荷偏りがマイナス側である場合にエネルギを回生する。

負荷偏り検出部１３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源の負荷となるパワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号を処理することにより、パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出（予測）する。

２次側直流電源の負荷となる回路がオーディオアンプである場合、ポンピングの発生量をオーディオ信号から予測することが可能である。すなわち、負荷の偏りは略ゼロとなるのが通常であり、オーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏っているかでポンピング（＋側電源と−側電源の電位差の偏り）の発生状態が決まる。本実施形態では、負荷偏り検出部１３によってオーディオ信号から負荷偏りを検出することにより、負荷に供給される２次側直流電源において生じるポンピング発生量を予測するようにしている。なお、これについての詳細は後述する。

ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１または第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の何れかを動作させてエネルギを回生することにより、ポンピングの抑制処理を行う。具体的には、ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りがプラスである場合には、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるための第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力する。一方、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りがマイナスである場合には、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるための第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２に出力する。

図２は、負荷偏り検出部１３の構成例を示す図である。図２に示すように、負荷偏り検出部１３は、第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍと、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍと、負荷偏り総量算出部２３とを備えている。

上述したように、オーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏っているかでポンピングの発生状態が決まる。その偏り具合は、以下の（式１）ように計算することができる。
負荷偏りΔＶｃ＝Σ［Ａ_ｉ* Ｖin*|Ｖin|／Ｚ_ｉ］・・・（式１）
ここで、ｉはオーディオ信号のチャンネル番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ）、Ａ_ｉはパワーアンプ４の各チャンネルのアンプゲイン、Ｖinはオーディオ信号の電圧、Ｚ_ｉはパワーアンプ４の各チャンネルの負荷インピーダンスである。

一般に、電力は振幅（電圧）の自乗をインピーダンスで割ることで算出されるが、単純に振幅を自乗すると極性が消えてスカラー量となってしまう。負荷の偏りを求める上で極性が＋であるか−であるかは重要である。そのため、極性を持つ電圧Ｖin と絶対値|Ｖin|とを掛けることで、負荷の偏りを意味する極性が残るようにしている。

負荷偏り検出部１３は、パワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号をチャンネル毎に処理することにより、当該チャンネル毎に負荷偏りを検出する。さらに、チャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出する。つまり、上述した（式１）に従って負荷偏りを検出する。図２は、そのための回路構成である。

第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４のアンプゲインＡ１，Ａ２，・・・，Ａｍに相当するゲインをかけるための構成である。

第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４の負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，・・・，Ｚｍの逆数（アドミタンス）に相当するゲインをかけるための構成である。

負荷偏り総量算出部２３は、第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍおよび第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍによってチャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出するための構成である。

図３は、上記のように構成した電源制御装置１におけるポンピング制御部１４の動作例を示すフローチャートである。図３において、ポンピング制御部１４は、負荷偏り検出部１３により検出された負荷偏りΔＶｃ（ポンピング電圧の予測値）がプラスであるか否かを判定する（ステップＳ１）。具体的には、ΔＶｃ＋Ｖ_ＣＣ＞Ｖ_ＴＧＴを満たすか否かにより、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるか否かを判定する。

ここで、Ｖ_ＣＣは＋側電源の電圧、Ｖ_ＴＧＴはどのくらいまで電圧を変化させるかを定めたターゲット電圧である。例えば、ターゲット電圧Ｖ_ＴＧＴは、ポンピングが発生していないときにおける＋側電源の電圧Ｖ_ＣＣに設定する。この場合、ステップＳ１ではΔＶｃ＞０を満たすか否かを判定することになる。

ΔＶｃ＋Ｖ_ＣＣ＞Ｖ_ＴＧＴを満たす場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きいか否かを判定する（ステップＳ２）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きくない場合、処理はステップＳ１に戻る。

一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きい場合、ポンピング制御部１４は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を動作させるために、第１のＤＣ−ＤＣ制御信号を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１に出力する（ステップＳ３）。これにより、負荷偏りΔＶｃが小さくなるように抑制される。

その後、ポンピング制御部１４は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１による制御によって変化した負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下となったか否かを判定する（ステップＳ４）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下でない場合、処理はステップＳ３に戻り、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１の動作を続行する。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下となった場合、図３に示すフローチャートの処理は終了する。

上記ステップＳ１において、負荷偏りΔＶｃがプラスでないと判定された場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃがマイナスであるか否かを判定する（ステップＳ５）。具体的には、ΔＶｃ＋Ｖ_ＳＳ＜Ｖ_ＴＧＴを満たすか否かにより、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるか否かを判定する。ここで、Ｖ_ＳＳは−側電源の電圧である。ここでのターゲット電圧Ｖ_ＴＧＴは、例えば、ポンピングが発生していないときにおける−側電源の電圧Ｖ_ＳＳに設定する。この場合、ステップＳ５ではΔＶｃ＜０を満たすか否かを判定することになる。

ΔＶｃ＋Ｖ_ＳＳ＜Ｖ_ＴＧＴを満たさない場合は、負荷偏りΔＶｃがないということになる。この場合は第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１も第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２も動作させる必要がないので、処理はステップＳ１に戻る。これに対し、ΔＶｃ＋Ｖ_ＳＳ＜Ｖ_ＴＧＴを満たす場合、ポンピング制御部１４は続いて、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きいか否かを判定する（ステップＳ６）。

ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きくない場合、処理はステップＳ１に戻る。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨより大きい場合、ポンピング制御部１４は、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２を動作させるために、第２のＤＣ−ＤＣ制御信号を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２に出力する（ステップＳ７）。これにより、負荷偏りΔＶｃが小さくなるように抑制される。

その後、ポンピング制御部１４は、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２による制御によって変化した負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下となったか否かを判定する（ステップＳ８）。ここで、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下でない場合、処理はステップＳ７に戻り、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の動作を続行する。一方、負荷偏りΔＶｃの絶対値が所定の閾値Ｖ_ＴＨ以下となった場合、図３に示すフローチャートの処理は終了する。

なお、ここではターゲット電圧Ｖ_ＴＧＴを＋側電源の電圧Ｖ_ＣＣまたは−側電源の電圧Ｖ_ＳＳと等しくする例について説明したが、製品としての性能が許される範囲でターゲット電圧Ｖ_ＴＧＴを任意に設定してもよい。例えば、オーディオ信号の解析によるポンピング電圧の予測結果（負荷偏りΔＶｃの検出結果）から、更に大きな負荷偏りΔＶｃが直後に発生することが予測される場合、その分を見込んであらかじめ下げたターゲット電圧を設定するなどの制御も考えられる。例えば、オーディオ信号の急激なレベル変動が発生し、オーディオ信号の低周波域の振幅が増え、かつチャンネル間のレベル差が大きくなるような条件では、負荷偏りΔＶｃが大きくなることが予測される。

なお、上記第１の実施形態において、負荷偏り検出部１３がオーディオ信号を用いてパワーアンプ４の負荷偏りΔＶｃを検出（予測）するのに要する演算時間と、当該オーディオ信号がプリアンプ３を通ってパワーアンプ４に至るのに要する処理時間とが同一となっていることが好ましい。そのために、メモリ等で構成される遅延回路を挿入するようにしてもよい。例えば、負荷偏りΔＶｃの演算時間＞プリアンプ３の処理時間となる場合は、プリアンプ３とパワーアンプ４との間に遅延回路を挿入する。逆に、負荷偏りΔＶｃの演算時間＜プリアンプ３の処理時間となる場合は、負荷偏り検出部１３の前段に遅延回路を挿入する。

以上詳しく説明したように、第１の実施形態では、電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータ２が生成する２次側直流電源の負荷となるパワーアンプ４に供給される前のオーディオ信号を処理することにより、パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りΔＶｃとして検出し、当該検出した負荷偏りΔＶｃに応じて、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１または第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２の何れかを動作させてエネルギを回生するようにしている。

このように構成した第１の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源に実際に発生したポンピング電圧を検出してフィードバック制御する方式ではなく、パワーアンプ４に供給されるオーディオ信号より負荷偏りΔＶｃを検出することによって予測したポンピング発生量に基づいて制御が行われる。そのため、検出可能な分解能以上のポンピングが発生する前から、ポンピングが発生しないようにするための抑制動作を実行することが可能となる。これにより、制御の遅れを少なくしてより精度の高いポンピングの抑制動作を実現することができる。

したがって、パワーアンプ４で使用する回路素子の耐圧マージンを下げることができるので、素子の耐圧を必要な性能に合せて選定することが可能となり、コストダウン、性能向上を図ることができる。また、電源回路に使用する平滑用電解コンデンサの容量を下げることも可能となる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態を図面に基づいて説明する。図４は、第２の実施形態による電源制御装置１０をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。なお、この図４において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。

図４に示すように、電源制御装置１０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、負荷偏り検出部１５およびポンピング制御部１４を備えている。図５は、負荷偏り検出部１５の構成例を示す図である。なお、この図５において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。

図５に示すように、負荷偏り検出部１５は、第１の実施形態で示した第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍおよび負荷偏り総量算出部２３に加え、各チャンネルのローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍの前段に備えている。

ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を行い、フィルタリングされたオーディオ信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。本実施形態では、ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍは、例えば１００Ｈｚ以下の低周波域を通過させるフィルタリング処理を行う。

ポンピング電圧の大きさは周波数に反比例するため、特に低周波数になるに従ってポンピング電圧が大きくなる傾向にある。これは、以下に示すポンピング電圧の算出式により示される。
ΔＶｃ＝Ｑ_ｒ／Ｃ
＝Ｖ_ｏｍ（４Ｖ_ｄｄ−πＶ_ｏｍ）／（８πｆＣＲ_ＬＶ_ｄｄ）
ここで、
ΔＶｃ：ポンピング電圧［Ｖ］
Ｑ_ｒ：正弦波半波の時間で平滑コンデンサが受け取る総電荷量［Ｃ］
Ｃ：負荷源の平滑コンデンサの容量［Ｆ］
Ｖ_ｏｍ：出力信号の最大電圧値［Ｖ］
Ｖ_ｄｄ：電源電圧［Ｖ］
ｆ：出力信号の周波数［Ｈｚ］
Ｒ_Ｌ：負荷抵抗値［Ω］

第２の実施形態では、ローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを設け、低周波域（例えば、１００Ｈｚ以下）の信号レベルを抽出して負荷偏りΔＶｃを算出するようにしている。これにより、ポンピング電圧に対して影響の大きい低周波数成分に絞り込んでポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして高精度に予測することができる。

図６は、負荷偏り検出部１５の他の構成例を示す図である。なお、この図６において、図５に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図６に示す構成では、図５に示したローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍの代わりにバンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍを設けている。

バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対してバンドパスフィルタ処理を行い、フィルタリングされたオーディオ信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。本実施形態では、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍは、例えば１００Ｈｚ周辺の低周波域、５０Ｈｚ周辺の低周波域、２０Ｈｚ周辺の低周波域といったように複数の低周波域を通過させるフィルタリング処理を行う。

図５のようにローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍを用いた構成では、例えば１００Ｈｚ以下の低域の周波数をまとめて１つの電圧レベルとして負荷偏りΔＶｃを検出しているが、上述のようにポンピング電圧は周波数に反比例する。すなわち、１００Ｈｚ以下の低周波域の中でも、１００Ｈｚよりは５０Ｈｚ、５０Ｈｚよりは２０Ｈｚの方がポンピング電圧は大きくなる。

このようなポンピング電圧の周波数依存性に対して、図６に示す構成では、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍを設け、通過域として設定した各低周波域毎での負荷偏りを算出してそれぞれを足し合わせるようにしている。これにより、ポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとしてより高精度に予測することができる。

図７は、負荷偏り検出部１５の更に別の構成例を示す図である。なお、この図７において、図６に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図７に示す構成では、図６に示したバンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍの代わりに時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを設けている。

時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍは、パワーアンプ４に供給される前の各チャンネルのオーディオ信号に対して時間−周波数変換処理（例えば、ＦＦＴ処理）を行い、周波数変換された各周波数成分の信号を第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍに供給する。

このように、バンドパスフィルタ２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍの代わりに時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを用いることにより、より細かい分解能で分割した各周波数毎での負荷偏りを算出してそれぞれを足し合わせることになるので、ポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして更に高精度に予測することができる。

なお、例えばローパスフィルタ２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍの後段に時間−周波数変換処理部２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍを設けることにより、例えば１００Ｈｚ以下の低周波域のみを通過させた後、その低周波域のオーディオ信号に対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよい。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態を図面に基づいて説明する。図８は、第３の実施形態による電源制御装置２０をＤＣ−ＤＣコンバータ２、プリアンプ３およびパワーアンプ４と共に模式的に示す図である。なお、この図８において、図１に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。

図８に示すように、電源制御装置２０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ１２、ポンピング制御部１４、負荷偏り検出部１６および電位差検出回路１７を備えている。

電位差検出回路１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源の＋側電源の電位または−側電源の電位のうち何れか一方を反転した上で、＋側電源の電位と−側電源の電位との差分をとることによって電位差を検出する。なお、この電位差検出回路１７については特許文献１に記載のように構成することが可能である。電位差検出回路１７により検出された電位差は、負荷偏り検出部１６に供給される。

図９は、負荷偏り検出部１６の構成例を示す図である。なお、この図９において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図９に示すように、負荷偏り検出部１６は、第１の実施形態で示した第１のゲイン加算器２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍおよび負荷偏り総量算出部２３に加えて、第３のゲイン加算器２７を備えている。

図９に示す構成において、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、特許請求の範囲の誤差補正部に相当する。すなわち、第２のゲイン加算器２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍは、各チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，・・・，ＣＨｍのオーディオ信号に対して、パワーアンプ４の効率補正値α１，α２，・・・，αｍと、パワーアンプ４の負荷インピーダンスＺ１，Ｚ２，・・・，Ｚｍの逆数（アドミタンス）との乗数に相当するゲインをかける。

ここで用いる効率補正値α１，α２，・・・，αｍは、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによってパワーアンプ４より出力される各チャンネルのオーディオ信号に生じる電圧誤差をチャンネル毎に補正した状態で負荷偏りΔＶｃを算出するための補正値である。この補正値はあらかじめ算出するが、その算出方法としては様々の方法を適用することが可能である。

例えば、（パワーアンプ４の入力信号レベル×アンプゲイン）−（パワーアンプ４の実際の出力信号レベル）を求め、これをパワーアンプ４の各チャンネルの効率（＝出力電力／入力電力）の補正値として用いる。あるいは、パワーアンプ４の実際の入力電力と実際の出力電力とを測定して効率を求め、この実際と効率と理論値（既定値）の効率との誤差から効率補正値α１，α２，・・・，αｍを求めるようにしてもよい。後者の方法よれば、より精度の高い効率補正値α１，α２，・・・，αｍを求めることができる。

第３のゲイン加算器２７は、特許請求の範囲の第２の誤差補正部に相当する。すなわち、第３のゲイン加算器２７は、負荷偏り総量算出部２３により求められた全体の負荷偏りに対して、パワーアンプ４の効率補正値αに相当するゲインをかける。

ここで用いる効率補正値αは、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによって当該パワーアンプ４より出力されるオーディオ信号に生じる電圧誤差を補正した状態で負荷偏りΔＶｃを算出するための補正値である。この補正値は、電位差検出回路１７により検出される電位差と理論値との誤差に基づいて算出する。例えば、この誤差が限りなく０に近づくように理論値にかける係数を更新していくことで、補正値として収束した値を求めることが可能である。

図９のように負荷偏り検出部１６を構成した場合、負荷偏りΔＶｃは以下の（式２）に従って算出される。
負荷偏りΔＶｃ＝α*Σ［Ａ_ｉ* Ｖin*|Ｖin|*α_ｉ／Ｚ_ｉ］・・・（式２）
ここで、ｉはオーディオ信号のチャンネル番号（ｉ＝１，２，・・・，ｍ）、Ａ_ｉはパワーアンプ４の各チャンネルのアンプゲイン、Ｖinはオーディオ信号の電圧、α_ｉはパワーアンプ４の各チャンネルの効率補正値、αはパワーアンプ４の全体の効率補正値、Ｚ_ｉはパワーアンプ４の各チャンネルの負荷インピーダンスである。

なお、この第３の実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の２次側直流電源に実際に生じている電位差を検出する構成となっているが、上述したように負荷偏り検出部１３による負荷偏りΔＶｃの演算時間とプリアンプ３の処理時間とを同期させるために遅延回路を挿入する構成とすれば、制御の遅延を生じさせずにポンピング電圧の補正を行うことが可能である。

このように構成した第３の実施形態によれば、パワーアンプ４の回路素子のバラツキによって生じる実際の電圧誤差を加味した状態で負荷偏りΔＶｃを算出することができる。これにより、回路素子のバラツキの影響も受けて実際に発生するポンピング電圧を負荷偏りΔＶｃとして更により高精度に予測することができる。

なお、上記第３の実施形態では、特許請求の範囲の誤差補正部および第２の誤差補正部に相当する構成を両方とも備える例について説明したが、どちらか一方のみを備える構成としてもよい。

また、上記第３の実施形態は、図１および図２の構成をベースとして追加の構成を設けた例について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、図４および図５（または図６、図７）の構成をベースとして追加の構成を設けるようにしてもよい。

また、上記第１〜第３の実施形態では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を、出力側の＋側電源から入力側の＋側電源にエネルギを回生するように構成する例について説明した。これは、メイン電源であるバッテリ（Ｂａｔｔ）からの直流入力電圧を補正するだけでもポンピング電圧の抑制効果が出せるからである。これに対し、特許文献１と同様に、＋側電源から−側電源にエネルギを回生するように第１のＤＣ−ＤＣコンバータ１１を構成するようにしてもよい。

その他、上記第１〜第３の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその要旨、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

１，１０，２０ 電源制御装置
１１ 第１のＤＣ−ＤＣコンバータ
１２ 第２のＤＣ−ＤＣコンバータ
１３，１５，１６ 負荷偏り検出部
１４ ポンピング制御部
１７ 電位差検出回路
２１−１，２１−２，・・・，２１−ｍ 第１のゲイン加算器
２２−１，２２−２，・・・，２２−ｍ 第２のゲイン加算器
２３ 負荷偏り総量算出部
２４−１，２４−２，・・・，２４−ｍ ローパスフィルタ
２５−１，２５−２，・・・，２５−ｍ バンドパスフィルタ
２６−１，２６−２，・・・，２６−ｍ 時間−周波数変換処理部
２７ 第３のゲイン加算器

Claims (3)

1. 電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源を制御するための電源制御装置であって、
   上記２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出する負荷偏り検出部と、
   上記負荷偏り検出部により検出された負荷偏りに応じて、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは上記第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生することによりポンピングを抑制するポンピング制御部とを備え、
   上記負荷偏り検出部は、上記デジタルアンプに供給される前のオーディオ信号に対して時間−周波数変換処理を行い、各周波数成分の信号から上記負荷偏りを検出することを特徴とする電源制御装置。
2. 電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源を制御するための電源制御装置であって、
   上記２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出する負荷偏り検出部と、
   上記負荷偏り検出部により検出された負荷偏りに応じて、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは上記第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生することによりポンピングを抑制するポンピング制御部とを備え、
   上記負荷偏り検出部は、上記デジタルアンプに供給される前のオーディオ信号をチャンネル毎に処理することにより、当該チャンネル毎に上記負荷偏りを検出し、当該チャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出するようになされ、
   上記デジタルアンプの回路素子のバラツキによって上記デジタルアンプより出力される各チャンネルのオーディオ信号に生じる電圧誤差をチャンネル毎に補正した状態で上記負荷偏りを検出するようにするための誤差補正部を更に備えたことを特徴とする電源制御装置。
3. 電源生成用のＤＣ−ＤＣコンバータが生成する２次側直流電源を制御するための電源制御装置であって、
   上記２次側直流電源のプラス側電源からエネルギを回生する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源のマイナス側電源からエネルギを回生する第２のＤＣ−ＤＣコンバータと、
   上記２次側直流電源の負荷となるデジタルアンプに供給される前のオーディオ信号を処理することにより、上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号がプラス側とマイナス側のどちらにどのくらい偏るかを負荷偏りとして検出する負荷偏り検出部と、
   上記負荷偏り検出部により検出された負荷偏りに応じて、上記第１のＤＣ−ＤＣコンバータまたは上記第２のＤＣ−ＤＣコンバータの何れかを動作させてエネルギを回生することによりポンピングを抑制するポンピング制御部とを備え、
   上記負荷偏り検出部は、上記デジタルアンプに供給される前のオーディオ信号をチャンネル毎に処理することにより、当該チャンネル毎に上記負荷偏りを検出し、当該チャンネル毎に検出した負荷偏りを合計することによって全体の負荷偏りを検出するようになされ、
   上記２次側直流電源のプラス側電源の電位またはマイナス側電源の電位のうち何れか一方を反転した上で、上記プラス側電源の電位と上記マイナス側電源の電位との差分をとることによって電位差を検出する電位差検出回路と、
   上記電位差検出回路により検出される電位差と理論値との誤差に基づいて、上記デジタルアンプの回路素子のバラツキによって上記デジタルアンプより出力されるオーディオ信号に生じる電圧誤差を補正した状態で上記負荷偏りを検出するようにするための第２の誤差補正部とを更に備えたことを特徴とする電源制御装置。

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