JP4385931B2 - 直流電流検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータから出力される電流の中の直流分を検出する装置に係わり、特に、分散型発電システムを電力系統に接続するために使用されるインバータから出力される電流の中の直流分を検出する装置に係わる。

近年、環境意識が高まるにつれて、太陽光発電システム、燃料電池を利用した発電システム等のいわゆる分散型発電システムが注目されてきている。ここで、分散型発電システムは、５０／６０Ｈｚの交流の電力系統（以下、単に、電力系統）と系統連系される場合には、一般に、直流電力を交流電力に変換するインバータを備える。そして、このような系統連系が行われる場合は、電力系統の品質を保証するために、分散型電源システム（すなわち、インバータ）の出力電流の中の直流分を監視し、この値が所定値を超えたときに当該分散型発電システムを電力系統から解列（すなわち、切断）することが求められている。

インバータから出力される電流の中の直流分を検出する手法としては、直流分以外の成分をローパルフィルタで除去し、そのフィルタ出力をアナログ回路で増幅してモニタする構成が考えられる。しかし、この構成では、時定数の大きなフィルタを使用する必要があるので応答性が悪く、直流成分が急激に変化した場合に分散型発電システムを電力系統から適切に解列できないおそれがある。

この問題を解決する手法として、特許文献１には、インバータの出力電流をＡ／Ｄ変換器でデジタルデータに変換し、電力系統の１周期分のデジタルデータをＣＰＵで積分することによって直流分を算出する構成が知られている。この構成によれば、良好な応答性が実現されるので、直流成分が急激に変化した場合であっても分散型発電システムを電力系統から適切に解列できる。
特開平１０−２１３６０６号公報（図１、明細書の段落００１０〜００１６）

しかし、上述のシステムにおいて、監視すべき直流電流は微小である。すなわち、資源エネルギー庁通達の系統連系技術要件ガイドラインにおいては、監視すべき直流分の規定値は、定格値の１パーセント（例えば、インバータ出力定格電流が５Ａである場合、監視すべき規定値は５０ｍＡ）であり、かなり小さな電流である。このため、特許文献１に記載の構成では、このような小さな電流を検出するために、検出分解能の高いＡ／Ｄ変換器（例えば、１２ビットＡ／Ｄ変換器）が必要となる。すなわち、発電システムの低コスト化を図るうえで障害となる。

本発明の目的は、良好な応答性を得ることができ、且つ低コスト化を実現できる直流電流検出装置を提供することである。

本発明の直流電流検出装置は、電流検出器、ツインＴノッチフィルタからなるフィルタ、増幅器、Ａ／Ｄ変換手段、上記Ａ／Ｄ変換手段により所定間隔ごとに得られるデジタルデータを順次格納していくバッファ、演算手段を有する。電流検出器は、所定周波数の交流電力を生成するインバータの出力電流を検出する。フィルタは、上記電流検出器により得られる検出電流信号から上記所定周波数の信号成分を減衰させる。増幅器は、上記フィルタの出力を増幅する。Ａ／Ｄ変換手段は、上記増幅器の出力をデジタルデータに変換する。そして、演算手段は、上記Ａ／Ｄ変換手段が上記増幅器の出力をサンプリングしてデジタルデータに変換するごとに、上記バッファに格納されている直前の上記１周期期間分のデジタルデータを積分する。この構成によれば、電力系統の周期よりも短い時間間隔でインバータの出力電流の直流分を検出できる。

上記直流電流検出装置においては、インバータの出力電流を表す検出電流信号がフィルタによりフィルタリングされる際、上記所定周波数の信号成分は減衰するが、直流成分は減衰しない。これにより、検出電流信号の振幅に対してその直流分の割合は大きくなる。また、このフィルタの出力を増幅すれば、直流分を十分に大きくすることができ、上記Ａ／Ｄ変換手段の分解能がさほど高くなくても、良好な検出精度を確保できる。また、上記フィルタは、高周波成分を除去するものではないので、検出の応答性が悪くなることもない。

上記直流電流検出装置において、上記インバータを直流電源と電力系統との間に設け、上記所定周波数を上記電力系統の周波数としてもよい。この構成によれば、インバータを介して直流電源を電力系統に連系するシステムにおいて、インバータ出力の直流分が許容範囲を越えたときに、電力系統から直流電源を適切に切り離すことができる。

また、上記直流電流検出装置において、上記フィルタがツインＴノッチフィルタであれば、容易に所望の周波数成分を減衰させることができる。

さらに、上記直流電流検出装置において、上記Ａ／Ｄ変換手段はＣＰＵに内蔵されており、上記演算手段が予め記憶されたプログラムを実行する前記ＣＰＵにより実現されるようにしてもよい。ＣＰＵにＡ／Ｄ変換機能を内蔵することにより、直流電流検出装置の小型化および低コスト化に寄与する。

本発明に係わる分散型電源システムは、系統連系が行われる発電システムにおいて使用され、当該分散型電源システムの出力電流中の直流分を検出する手段として上述した本発明の直流電流検出装置を使用する。そして、その直流電流検出装置により検出された電流値が予め決められた閾値を超えたとき又は閾値範囲から外れたときに、当該分散型電源システムを当該発電システムの電力系統から解列する解列手段をさらに有する。この構成によれば、良好な検出精度で検出された直流電流成分に基づいて電力系統からの解列が行われるので、電力系統の品質を適切に保証できる。

本発明によれば、インバータの出力電流の中の直流分を検出する直流電流検出装置において、分解能のさほど高くないＡ／Ｄ変換機能を使用して良好な検出精度を確保できるので、装置の低コスト化が図れる。また、電流検出の応答性を悪化させることもない。

図１は、本発明の直流電流検出装置の使用形態の一例を示す図である。ここでは、太陽電池あるいは燃料電池等の直流電源を電力系統に接続する系統連系においてインバータの出力電流の中の直流分を検出する形態を説明する。

直流電源１は、太陽電池あるいは燃料電池等の分散型電源であり、直流電力を生成して出力する。電力系統２は、例えば、電力会社により提供される５０／６０Ｈｚの交流の電力システムである。連結回路３は、直流電源１と電力系統２との間に設けられ、直流電源１により生成される直流電力を交流電力に変換して電力系統２に供給する。

連結回路３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、インバータ１２、ノイズフィルタ１３、電流検出器１４、電圧検出器１５を備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、直流電源１により生成される直流電力の電圧を所定レベルに変換する。インバータ１２は、電力系統２の周波数と同一の周波数の交流電力を生成する。なお、インバータ１２により生成される交流電流の位相は、電力系統２の交流電圧の位相にほぼ一致するように制御されている。ノイズフィルタ１３は、インバータ１２の出力から高周波成分を除去する。電流検出器１４は、インバータ１２の出力電流を検出し、その検出した電流に比例する電圧を検出電流信号として出力する。電圧検出器１５は、電力系統２の電圧を検出して検出電圧信号として出力する。

直流電流検出回路２０は、電流検出器１４により得られる検出電流信号および電圧検出器１５により得られる検出電圧信号に基づいて、インバータ１２の出力電流の中の直流分を検出する。そして、連結回路３は、電力系統側に解列回路（解列手段）を備え、直流電流検出回路２０により検出された直流電流が予め決められている閾値（正の値、負の値のいずれであってもよい）を超えると、電力系統２の品質を保障するために直流電源１を電力系統２から解列する。なお、１組の閾値により閾値範囲が設定されているときは、検出された直流電流がその閾値範囲から外れたときに解列が行われる。

次に、直流電流検出回路２０の構成および動作について説明する。ただし、本発明と従来技術との差異を明確にするために、まずは、従来技術に係る直流電流検出回路について説明する。なお、ここで採り上げる「従来技術に係る直流電流検出回路」は、実質的に、上述した特許文献１に記載の回路と同じものである。

図２は、従来技術に係る直流電流検出回路を示す図である。増幅器２１は、電流検出器１４により得られる検出電流信号を増幅する。このとき、インバータ１２の出力電流は、通常、そのインバータ１２の構成または動作の不完全性に起因して、直流成分を含んでいる。よって、図３（ａ）に示すように、増幅器２１により増幅された検出電流信号も直流成分を含んでいる。

バイアス加算器２２は、後段のＡ／Ｄ変換器２３の入力電圧範囲が０〜５Ｖであるものとすると、増幅された検出電流信号に対してバイアスとして「２．５Ｖ」を加算する。これにより、検出電流信号は、図３（ｂ）に示す状態になる。Ａ／Ｄ変換器２３は、バイアス加算器２２によりバイアスが加算された検出電流信号をデジタルデータに変換する。

ゼロクロス検出器２４は、電圧検出器１５により得られる検出電圧信号が「ゼロ」となるタイミングを検出する。換言すれば、ゼロクロス検出器２４は、電力系統２の交流電圧が「ゼロ」となるタイミングを検出する。

ＣＰＵ２５は、電力系統２の交流電圧の１周期期間に渡ってＡ／Ｄ変換器２３の出力データを積分する。この積分演算により、検出電流信号の交流成分は相殺されてゼロとなり、直流成分が算出される。すなわち、インバータ１２の出力電流の中の直流分が算出されることとなる。なお、交流電圧の１周期期間は、ゼロクロス検出器２４の出力に基づいて認識される。

ところで、上記積分演算において検出電流信号の交流成分を相殺してゼロにするためには、その検出電流信号は飽和しない範囲で増幅されなければならない。具体的には、例えば、Ａ／Ｄ変換器２３の入力電圧範囲が０〜５Ｖであるものとすると、増幅器２１の利得は、増幅後の電流検出信号の振幅が０〜５Ｖ以内になるように制限される。このため、電流検出信号の中の直流成分も十分に増幅されず、図３（ａ）または図３（ｂ）に示すように、小さいままである。したがって、その小さな直流成分を精度よく検出するためには、Ａ／Ｄ変換器２３の分解能を高くする必要がある。すなわち、例えば、図３（ｃ）に示すような１２ビットＡ／Ｄ変換器が必要となる。この結果、直流電流検出回路の低コスト化の実現が困難になる。

図４は、本発明の実施形態に係る直流電流検出回路を示す図である。また、図５（ａ）〜図５（ｄ）は、本発明の実施形態に係る直流電流検出回路の動作を説明する図である。なお、図４には描かれていないが、図１に示す電流検出器１４および電圧検出器１５も出力電流の直流分を検出するために使用されるものであり、機能的には直流電流検出回路２０に含まれる。

図４において、フィルタ３１は、増幅器２１の後段に設けられ、所定周波数の信号成分を減衰させるツインＴノッチフィルタである。中心減衰周波数は、この実施例では、約５５Ｈｚである。そして、このフィルタ３１により、入力信号の５０Ｈｚ成分および６０Ｈｚ成分は、約１０分の１に減衰するものとする。

図６は、ツインＴノッチフィルタの構成を示す図である。ツインＴノッチフィルタは、図６に示すように、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、およびコンデンサＣ１〜Ｃ３から構成される。そして、各抵抗の抵抗値および各コンデンサの容量を調整することにより、所望の中心減衰周波数を得ることができる。

図５（ａ）は、増幅器２１により増幅された検出電流信号を示しており、この信号がフィルタ３１に入力される。また、図５（ｂ）は、フィルタ３１によりフィルタリングされた検出電流信号である。このように、検出電流信号がフィルタ３１を通過することで、インバータ１２により生成される交流電流の周波数成分（すなわち、５０／６０Ｈｚ）は大幅に減衰する。この実施例では、約１０分の１に減衰する。一方、検出電流信号の直流成分は、フィルタ３１によって減衰することはない。この結果、フィルタ３１の出力において、検出電流信号の振幅に対する直流成分の割合が大きくなる。

増幅／バイアス回路３２は、フィルタ３１によりフィルタリングされた検出電流信号を増幅し、さらにその増幅された信号に対してバイアスとして「２．５Ｖ」を加算する。このとき、検出電流信号の振幅は約１０倍程度増幅され、これと同時に、検出電流信号に含まれる直流成分も約１０倍程度増幅される。これにより、検出電流信号は、図５（ｃ）に示す状態になる。すなわち、従来技術と比べて検出電流信号の振幅に対する直流成分の割合が大きくなるので、増幅／バイアス回路３２において検出電流信号を０〜５Ｖの範囲内で可能な限り増幅すると、比較的大きな直流成分電圧が得られる。なお、増幅器の利得は、増幅後の検出電流信号の振幅がＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲内になるように設定されていればよい。また、増幅器の利得を増幅後の検出電流信号の振幅がＡ／Ｄ変換器の入力電圧範囲内になるようにフィードバック制御により制限されていてもよい。

ＣＰＵ（演算手段）３３は、予め記憶されたプログラムを実行することにより、増幅／バイアス回路３２の出力をデジタルデータに変換する機能（内蔵Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換手段）３４）、および電力系統２の交流電圧の１周期期間に渡ってそのデジタルデータを積分する機能を提供する。ここで、増幅／バイアス回路３２から与えられる検出電流信号の直流成分は、図２に示す従来技術と異なり比較的大きな電圧である。このため、さほど分解能の高くないＡ／Ｄ変換器であっても、その直流成分を十分精度よく検出できる。すなわち、例えば、図５（ｄ）に示すような１０ビットＡ／Ｄ変換器で直流成分を精度よく検出できる。そして、１０ビットＡ／Ｄ変換器であれば、図４に示すように、ＣＰＵに内蔵されているＡ／Ｄ変換機能により実現可能である。この結果、高価なＡ／Ｄ変換器が不要となり、低コスト化の実現が図れる。

ここで、フィルタ３１において検出電流信号の振幅が１０分の１に減衰し、増幅／バイアス回路３２において検出電流信号の直流成分電圧が１０倍に増幅されるものとする。そうすると、Ａ／Ｄ変換器のビット数を２ビット減らすことによってその分解能が４分の１になっても、直流成分の検出精度は、下記のように２．５倍高くなる。
１０（直流分の増幅比）×１／４（分解能の比）＝２．５（検出精度）
このように、実施形態の直流電流検出回路２０は、従来技術と比べて安価な構成でインバータの出力電流の中の直流分を検出できると共に、従来技術と同等以上の検出精度が得られる。

また、フィルタ３１は、インバータ１２により生成される交流電流の周波数成分を減衰するものであり、高周波成分は減衰しない。よって、電流検出の応答性が悪化することはない。したがって、インバータ１２の出力電流の直流分が急激に変化した場合には、それが即座に検出され、直流電源１を電力系統２から遅延なく適切に解列できる。

さらに、フィルタ３１の中心減衰周波数を約５５Ｈｚに設定することにより、同一の回路で５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの電力系統に適用できる。
次に、インバータ１２の出力電流の直流分を算出する方法について説明する。以下、ＣＰＵ３３の処理を説明する。

検出電流信号が図７に示すように表されるものとすると、インバータ１２の出力電流の直流分Ｉdcは、数学的には、下式により得られる。ここで、「Ｉ」は、出力電流の瞬時値、「Ｉac」は、交流成分の振幅、「Ｔ（＝１／ｆ）」は、交流の周期である。

上記積分演算は、ＣＰＵ内では、多数のサンプリングデータを加算することにより実現される。すなわち、ＣＰＵ３３は、まず、増幅／バイアス回路３２から出力される検出電流信号をデジタルデータに変換する。このとき、検出精度を上げるためには、できるだけ多くのデータをサンプリングするように、交流出力電圧のＰＷＭ制御処理等のＣＰＵ３３の内部で実行される繰返し周期の短い処理と同期してサンプリング処理を行う。例えば、電力系統の周波数が６０Ｈｚであり、データサンプリング周期が１００μ秒であるものとすると、１周期内のサンプリング数ｎは、下記の通りである。
ｎ＝（１／６０）／（１００×１０^-6）＝１６６
インバータ１２の出力電流の直流分は、検出電流信号を系統電圧の１周期期間に渡って積分することにより得られる。ここで、出力電流の瞬時値Ｉに含まれる直流分Ｉdcは、上述のようにしてサンプリングされたデータを利用して下式で得られる。なお、下式において「ａ」は、サンプリング回数をカウントするための変数である。

なお、実施形態の方式では、出力電流の瞬時値Ｉの代わりに、交流成分を減衰するとともに直流分を増幅した検出電流信号がＣＰＵ３３に与えられるが、１周期分のデータを積分することで交流成分がゼロになることを考慮すれば、直流分を計算するうえで支障はない。また、直流分に関しては、ＣＰＵ３３に入力される前の増幅率を考慮して計算を行うこととなる。

ＣＰＵ３３による積分処理は、例えば、下記の手順で実行されるようにしてもよい。以下では、図８を参照しながら説明する。
ＣＰＵ３３は、ゼロクロス検出器２４から出力されるゼロクロス信号の立上りエッジから次の立上りエッジまでの期間を交流電圧すなわち交流電流の１周期とみなして検出電流信号のサンプリング数ｎを得る。よって、サンプリング数ｎは、必ずしも常に同じではなく、周期ごとに更新される。なお、ゼロクロス信号は、電力系統２の交流電圧が負から正に切り替わったタイミングでＬからＨに立ち上がり、電力系統２の交流電圧が正から負に切り替わったタイミングでＨからＬに立ち下がる。

検出電流信号のサンプリングは、ゼロクロス信号の立上りエッジのタイミングから開始される。このとき、サンプリングされたデータは、バッファ４１の０番地から順番に格納されていく。そして、ゼロクロス信号の次の立上りエッジが入力されると、以降、新たにサンプリングされるデータは、先に格納されているデータに上書きするように再び０番地から順番に格納されていく。

ＣＰＵ３３は、バッファ４１に格納されているｎ個のサンプリングデータの和をｎで割り算することにより、出力電流の直流分を算出する。このとき、ＣＰＵ３３は、検出電流信号を１つサンプリングする毎に上記演算をするようにしてもよい。例えば、あるタイミングである周期（以下、第１の周期）の最後のデータが得られると、ＣＰＵ３３は、その第１の周期のデータ０〜データｎを使用して積分演算を実行する。続いて、第１の周期の次の周期（以下、第２の周期）の１番目のデータが得られると、ＣＰＵ３３は、第１の周期のデータ１〜データｎおよび第２の周期のデータ０を使用して積分演算を実行する。さらに、第２の周期の２番目のデータが得られると、ＣＰＵ３３は、第１の周期のデータ２〜データｎおよび第２の周期のデータ０〜データ１を使用して積分演算を実行する。以降、同様に、新たなデータが得られるごとに積分演算が実行されていく。したがって、この手法を導入すれば、サンプリング周期ごとに出力電流の直流分が算出されるので、電流検出の応答性が向上する。

ただし、この手法においては、前後の周期でサンプリング数が異なる場合は、バッファの０番地から新たにデータを格納するときに積分値の補正をする必要がある。補正手段として、前回一周期サンプリングデータ数に比べ、今回一周期サンプリングデータ数が少なく、更新されないバッファデータがある場合は、バッファ内データ値を積分データから減算すると同時に更新されないバッファデータをクリアする。

以上説明したように、本発明の直流電流検出回路は、インバータの出力電流の中の直流分を検出するものであるが、本発明は、上述の実施例に限定されるものではない。すなわち、本発明は、太陽光、燃料電池、ガスコージェネ、風力発電等の電力系統に連系される様々な分散型発電システムに適用可能である。また、電力系統への連系形態は、相数に限定されることなく任意の相数のシステムに適用可能である。

本発明の直流電流検出装置の使用形態の一例を示す図である。 従来技術に係る直流電流検出回路を示す図である。 従来技術に係る直流電流検出回路の動作を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電流検出回路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電流検出回路の動作を説明する図である。 ツインＴノッチフィルタの構成を示す図である。 検出電流信号を示す図である。 出力電流の直流分を算出する処理を説明する図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 電力系統
３ 連結回路
１２ インバータ
１４ 電流検出器
１５ 電圧検出器
２０ 直流電流検出回路
２１ 増幅器
２４ ゼロクロス検出器
３１ フィルタ
３２ 増幅／バイアス回路
３３ ＣＰＵ
３４ 内蔵Ａ／Ｄ変換器
４１ バッファ

Claims (5)

1. 所定周波数の交流電力を生成するインバータの出力電流を検出する電流検出器と、
   上記電流検出器により得られる検出電流信号から上記所定周波数の信号成分を減衰させるツインＴノッチフィルタと、
   上記ツインＴノッチフィルタの出力を増幅する増幅器と、
   上記増幅器の出力をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   上記Ａ／Ｄ変換手段により所定間隔ごとに得られるデジタルデータを順次格納していくバッファと、
   上記Ａ／Ｄ変換手段の出力を上記所定周波数の１周期期間に渡って積分する演算手段と、を有し、
   上記演算手段は、上記Ａ／Ｄ変換手段が上記増幅器の出力をサンプリングしてデジタルデータに変換するごとに、上記バッファに格納されている直前の上記１周期期間分のデジタルデータを積分することを特徴とする直流電流検出装置。
2. 上記インバータは、直流電源と電力系統との間に設けられ、上記所定周波数は、上記電力系統の周波数である
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電流検出装置。
3. 上記ツインＴノッチフィルタの中心減衰周波数が約５５Ｈｚに設定される
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電流検出装置。
4. 上記Ａ／Ｄ変換手段はＣＰＵに内蔵されており、上記演算手段が予め記憶されたプログラムを実行する前記ＣＰＵにより実現される
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電流検出装置。
5. 系統連系が行われる発電システムの分散型電源システムにおいて、
   当該分散型電源システムの出力電流中の直流分を検出する請求項１〜４のいずれか１項に記載の直流電流検出装置と、
   前記直流電流検出装置により検出された電流値が予め決められた閾値を超えたとき又は閾値範囲から外れたときに、当該分散型電源システムを当該発電システムの電力系統から解列する解列手段、
   を有することを特徴とする分散型電源システム。

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