JP2004180490A - 系統連系インバータ装置の直流分検知回路及び検知システム - Google Patents

Abstract

【課題】 系統連系インバータ装置におけるその交流出力に含まれる微量の直流分を精度よく且つ短時間に検出することができる直流分の検知回路を提供する。また、検知回路を簡単な回路構成により小型軽量化する。
【解決手段】 系統連系インバータ装置１２の出力に含まれる直流分を検知する回路１８であって、インバータ装置の出力電流に比例した電圧を＋側および−側の半周期毎に分離する分離回路２１，２２と、＋側と−側の半周期毎に分離された電圧をそれぞれ積分する積分回路２３，２４と、積分回路の＋側と−側の半周期毎に分離された電圧の積分値を加算する加算回路２５とからなる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、系統連系インバータ装置の直流分検知回路及び検知システムに係り、特に系統連系インバータ装置の交流出力に含まれる直流分を精度よく且つ短時間で計測することができる回路及びシステムに関する。

太陽光発電装置、あるいは燃料電池発電装置等においては、発電電力として直流電力が生成される。これらの発電装置の電力を商用交流電源系統と連系させるには、発電した直流電力を商用交流電源系統に合わせた交流電力に、インバータ装置を用いて変換して、系統側に送出することで系統連系が行われる。

このようなインバータ装置を用いて系統連系を行うのに際して、インバータ装置の交流出力に直流分が含まれていると、その直流分は商用電源系統側に流出することになり系統運営上好ましいことではない。しかしながら、インバータ装置の電力スイッチング素子の制御系のオフセット等により、直流分が含まれる場合がある。このため、系統連系規格により、系統連系インバータ装置の出力交流電力中に含まれる直流成分の量が制限されている。この規格としては、例えば定格交流電流中に０．５％の直流電流成分が存在すると、これを５００ｍｓｅｃ以内に検知することが要請されている。

このような系統連系インバータ装置の交流出力に含まれる直流分の検出は、交流成分をフィルタ回路により除去して、直流分を抽出することが考えられる。

しかしながら、フィルタ回路で５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの低い商用周波数成分を除去するためには、フィルタを構成するインダクタおよびキャパシタが大型のものが必要となり、大がかりなものとならざるを得ない。

さらに、大部分が交流成分のうち、わずか１％程度の直流成分を分解して抽出することは難しく、例えば電源の周波数の微少変動によってもフィルタの出力は大きな影響を受ける。特に、系統連系インバータ装置においては単独運転の能動検知機能によりインバータ装置の出力周波数を意図的に振らせる場合がある。このような場合にフィルタの出力は誤差成分を含むことになり、直流成分のみを正確に検出することが困難になる。

本発明は上述した課題に鑑みてなされたもので、系統連系インバータ装置におけるその交流出力成分中に含まれる微量の直流分を、精度よく且つ短時間に検出することができる直流分の検知回路を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、上記検知回路を簡単な回路構成により小型軽量化することにある。

本発明の系統連系インバータ装置の直流分検知回路は、系統連系インバータ装置の出力に含まれる直流分を検知する回路であって、前記インバータ装置の出力電流に比例した電流信号又は電圧信号を出力する電流検出器と、前記電流検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離する分離回路と、前記＋側と−側の半周期毎に分離された電圧をそれぞれ積分する積分回路と、前記積分回路の＋側と−側の半周期毎に分離された電圧の積分値を加算する加算回路とからなることを特徴とする。

また、前記分離回路は、前記電流検出器の一方の出力端に接続された電流の流れ方向が互いに反対方向の２個のダイオード、或いは理想ダイオード回路を備えることが好ましい。これにより、簡単な回路構成でインバータ装置の出力電流に比例した電圧を＋側および−側の半周期毎に分離することができる。また、前記積分回路は、ＣＲ型のアナログ積分回路であることが好ましい。これにより、簡単な回路構成で＋側と−側の半周期毎に分離された電圧をそれぞれ積分することができる。

上述した本発明によれば、インバータ装置の交流出力成分を半波毎に＋側と−側に分離し、それぞれの電圧波形を半波毎に積分することによりその面積を計算し、その面積の差を求めることにより直流分を抽出するようにしたものである。この直流分検知回路によれば、インバータ装置の交流出力成分を半波毎に分離してその面積の半波毎の差から直流分を検出するので、直流分を高い精度で容易に検出することが可能である。そして、直流分の検知は半波毎の面積の比較により行うので、極めて短時間で直流分の検知が可能である。また、従来の技術で述べた商用交流周波数成分の除去が必要ないので、大きなスペースを要すると共に精度のよくないフィルタ回路を用いる必要がなくなり、直流分検知回路を大幅に小型軽量化できる。

さらに、前記電流検出器の温度ドリフトに応じた前記検出信号の校正情報を保持する記憶手段を設け、前記記憶手段内の校正情報に基づいて直流分の検知信号を校正することが好ましい。また、前記電流検出器と同一構造の第２の電流検出器を前記インバータ装置の同一出力線に導通およびバイパス可能に接続し、前記電流検出器からの前記検出信号により前記インバータ装置の出力に含まれる直流分及び温度ドリフト成分の総和を検知し、第２の電流検出器に配置されている出力線をバイパスする時と導通する時の検出信号をそれぞれ検知することで、第２の電流検出器により直流分情報のみを取得し、前記電流検出器による検知信号と第２の電流検出器による直流分との差分を温度ドリフト校正情報とし、前記電流検出器による検出信号を校正することが好ましい。これにより、電流検出器から出力される検出信号に温度ドリフト成分が含まれる場合にも、適正な検知信号に校正することができる。

また、本発明の系統連系インバータ装置の直流分検知システムは、系統連系インバータ装置と、前記インバータ装置の出力電流に比例した電流信号又は電圧信号を出力する電流検出器と、前記電流検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離し、前記＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号をそれぞれ積分し、前記検出信号の積分値を加算し、前記検出信号の直流分を出力する直流分検知回路と、前記電流検出器の温度ドリフトに応じた前記検出信号の校正情報を保持する記憶手段と、前記記憶手段内の校正情報に基づいて前記直流分の出力を校正する手段とを備えたことを特徴とする。

また、本発明の系統連系インバータ装置の直流分検知回路は、系統連系インバータ装置の出力に含まれる直流分を検知する回路であって、前記インバータ装置からの出力電圧を直接検出して出力する電圧検出器と、前記電圧検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離する分離回路と、前記＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号をそれぞれ積分する積分回路と、前記積分回路の＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号の積分値を加算する加算回路とからなることを特徴とする。

総じて本発明によれば、系統連系インバータ装置の交流出力に含まれる微量な直流分を、確実にかつ短時間で検出することが可能となる。そして、この直流分検知回路は、大型の低周波成分除去用のフィルタ回路を必要とせず、極めて小型コンパクトな実装構造とすることができる。また、本発明によれば、電流検出器に温度ドリフトがある場合にも、その校正手段を具備することで、または電流検出器を用いないことで、温度ドリフトの影響を軽減し、または無くして、微少な直流分の検知が可能となる。

以下、本発明の実施形態について添付図面に基づいて説明する。なお、各図中、同一の機能を有する部材または要素には同一の符号を付して、その重複した説明を省略する。

図１は、本発明の第１の実施形態の直流分検知回路を含む発電システムの概要を示す。太陽電池あるいは燃料電池等の発電装置１１において直流電力が生成され、図示しないＤＣ／ＤＣ変換装置により昇圧され、系統連系インバータ装置１２に直流電力が供給される。インバータ装置１２においては、商用交流電源系統側の電圧波形を検出し、この電圧波形と周波数および位相が一致した電流波形を形成するようにインバータ装置１２の電力スイッチング素子を制御する。インバータ装置１２で生成された交流電力はフィルタ１３および遮断器１４を経て系統１５側に送出される。ここでフィルタ１３はインバータ装置１２のパルス幅変調（ＰＷＭ）により生成された多量の高調波成分を除去するためのものである。また、電磁誘導雑音（ＥＭＩ）が系統１５側に流出することを防止するためのフィルタ回路も含まれている。

インバータ装置１２の出力側には、電流検出器（ＤＣＣＴ）１７が設けられている。なお、図示は省略するが、電流検出器１７と直流分検知回路１８は三相の各相に設けられている。なお、電流検出器１７の出力は、直流分検知回路１８に入力されると共に、上述したインバータ装置１２の電流制御および遮断器１４の保護回路等に用いられる。

直流分検知回路１８では、インバータ装置１２の交流出力電流中に含まれる直流分の大きさが検出される。直流分検知回路１８の直流分検知出力は制御装置１９に入力され、制御装置１９で演算処理される。そして、表示装置２０でインバータ装置１２の出力に含まれる直流分の大きさが表示される。

直流分検知回路１８は、電流検出器１７で検出されたインバータ装置１２の出力電流に比例した交流電圧を＋側および−側に半周期毎に分離する分離回路２１，２２を備えている。分離回路２１，２２で＋側と−側の半周期毎に分離された電圧は＋側の積分回路２３と−側の積分回路２４とでそれぞれ積分され、電圧波形の面積に相当する量がそれぞれ積分値として出力される。そして、＋側の半周期分の積分値と−側の半周期分の積分値とは加算回路２５で加算され、＋側の半周期分の面積と−側の半周期分の面積との差が直流分の大きさとして出力される。この直流分の大きさは制御装置１９にて基準値と比較され、例えば０．５％等の数値として表示装置２０に表示される。

この直流分検知回路の測定原理は、直流分を含んでいない交流波形については、その＋側の波形面積と、−側の波形面積とが等しいことによる。したがって、交流１周期分の＋側面積と−側面積をそれぞれ計算し、これらの面積の差から直流分の大きさが得られる。

図２（ａ）は、この直流分検知回路の検知原理を示す図である。インバータ装置の出力電流に比例した電圧Ｖ_＋，Ｖ₋等は、上述したように、分離回路で分離され、それぞれ図２（ｂ），（ｃ）に示す波形が得られる。そして、＋側と−側の半周期毎に分離された電圧Ｖ_＋およびＶ₋を積分回路により積分すると、それぞれその面積に相当する積分値Ｄ_＋およびＤ₋が得られる。したがって、この差ΔＤ＝Ｄ_＋＋Ｄ₋により、この面積の差を求めることで、直流分の大きさΔＤを求めることができる。なお、直流電流成分をＩ_ＤＣとし、周期をＴとすると、
ΔＤ＝２（Ｉ_ＤＣ×Ｔ／２）＝Ｉ_ＤＣ×Ｔ
となる。

上述したように本発明の直流分検知回路の原理は、交流電流波形の１サイクル分を＋側と−側に分離し、その面積の差を計算するものであるので、原理的には１周期による計測が可能で、５０Ｈｚの場合２０ｍｓｅｃ、６０Ｈｚの場合１６．７ｍｓｅｃによる計測が可能である。そして、原理上周波数変動の影響を受けない。このため、系統連系インバータ装置を単独運転検知のために意図的に周波数を振らせるようなことがあっても、この影響を受けることなく安定に直流分の検知動作が可能である。

ＰＷＭ（パルス幅変調）されたインバータ装置の出力電圧には多量の高調波成分が含まれる。ひずみを有する交流波形は、基本波成分と偶数次高調波および奇数次高調波とに分解される。基本波成分は勿論左右対称であるため、＋側の面積と−側の面積は等しい。偶数次高調波は図３（ａ）に示すように基本波の半波内で＋側の面積と−側の面積とがキャンセルされる。したがって、基本波の面積に影響しない。奇数次高調波は図３（ｂ）に示すように、基本波と同様に左右対称であるので、＋側の面積と−側の面積とが等しくなり、＋側の面積と−側の面積の加算後にはゼロとなる。したがって、本発明の原理に基づく直流分検知回路によれば、インバータ装置の出力に多量の高調波を含んでも、これにより直流分の検知に影響を及ぼすことがない。

図４は、この直流分検知回路１８の具体的な回路構成例を示す。電流検出器（ＤＣＣＴ）１７の出力端子は、入力端子３１，３２にそれぞれ接続され、電流検出器１７の出力信号が入力される。分離回路３３，３４は、電流検出器（ＤＣＣＴ）１７の一方の出力端子に接続され、電流の流れ方向が互いに反対方向の２個のダイオードＤ_＋，Ｄ₋と、バッファ回路とにより構成されている。すなわち、電流検出器１７の出力端子３１の電圧が＋側である時には、ダイオードＤ_＋と抵抗Ｒ１とに電流が流れ、逆に出力端子３１の電圧が−側である場合にはダイオードＤ₋と抵抗Ｒ２に電流が流れる。したがって、分離回路３３，３４の出力側には、それぞれ半波毎にＶ_＋，Ｖ₋に相当する電圧波形が出力される。なお、２個のダイオードに代えて２個の理想ダイオード回路を用いてもよい。

そして、分離回路３３，３４の後段にはＲ３，Ｃ１およびＲ４，Ｃ２を定数とするアナログ積分回路３５，３６がそれぞれ接続されている。このＣＲ型のアナログ積分回路により半波毎の電圧Ｖ_＋，Ｖ₋の電圧はそれぞれ積分されて、その面積に相当するＤ_＋，Ｄ₋の値がそれぞれその出力端に得られる。

加算回路３７，３８には＋側の面積を演算する積分回路３５の出力と−側の面積を演算する積分回路３６の出力とがそれぞれ入力され、＋側の値と−側の値とが加算（相殺）され、その差に相当する値、すなわち＋側と−側の面積の相違分である直流分の大きさΔＤに相当した量が出力端子３９から出力される。加算回路３７，３８は２段の時定数を持たせた反転増幅回路からなり、積分回路３５，３６の出力を平均化して加算演算を行っている。加算回路３７はＣ４，Ｒ７の並列接続回路を帰還回路とした反転増幅加算回路であり、回路３８はＣ５，Ｒ９を並列接続した帰還回路を備えた反転増幅回路である。

図５は、図４に示す直流分検知回路１８のシミュレーション結果を示す。図５（ａ）はインバータ装置の出力電流の波形を示し、時刻ｔ_０より直流分１％をステップ状に交流出力に注入している。なお、このインバータ装置の出力電流波形には、インバータ装置による高調波の影響を調べるために、２次高調波および３次高調波をそれぞれ１０％、４次高調波および５次高調波をそれぞれ５％混入している。

図５（ｂ）は直流分検知回路の出力電圧を示している。インバータ装置の出力電流に直流分１％を注入した時刻ｔ_０は、図５（ｂ）のグラフにおいて、時間０．６秒程度に相当する。そして、直流分検知回路の出力電圧は直流分１％の注入開始後出力が上昇し、時間０．８−０．９秒以降は一定となっている。したがって、図４に示す回路では、０．２−０．３秒でインバータ装置の出力電流中に直流分が混入したことを検知することができる。

現在の系統連系インバータ装置の規格によれば、例えば直流分０．５％の混入が０．５秒以内に検知できることが要請されており、図４に示す直流分検知回路はこの要請に十分に答えられることがわかる。なお、この時間遅れは、アナログ積分回路等の時定数によるもので、上述したように原理上は交流出力１サイクル分の時間で計測が可能である。

そして、この直流分検知回路は、数個の演算増幅器、少なくとも２個のダイオード、および抵抗素子とキャパシタ素子とから構成されるので、１枚のプリント基板上に実装が可能で、またＩＣ化も可能で、極めて小型コンパクトな構成とすることができる。

なお、直流分検知回路１８の出力にはインバータ装置１２に混入した直流分に相当する直流電圧が出力されるので、制御装置１９ではこの出力を容易にデジタル化してＣＰＵ演算による処理が可能である。

なお、この直流分検知回路１８に必要な電流検出器（ＤＣＣＴ）１７はインバータ装置１２のスイッチング制御用として用いる電流センサと共用でき、また制御装置１９もインバータ装置の制御用と共用でき、これによりコストダウンが図れる。

しかしながら、上記直流分検知回路１８は、基本的に電流検出器（ＤＣＣＴ）１７の検出信号を用いるものであり、そのオフセットが温度ドリフトを有する場合がある。この温度ドリフトは、電流センサのゼロ出力が温度により変化（オフセット）することから生じるものである。このオフセットの変化量は、場合によっては定格電流値に対して０．５％を超えるものもある。電流センシング回路において、電流検出器が１０Ａの定格電流に対して５Ｖ出力となるように設計する場合に、例えば、２ｍＶ／℃の温度ドリフトがあるときには、２５℃の温度上昇でオフセットが５０ｍＶも変化することを意味する。５Ｖ出力の０．５％は２５ｍＶに相当するので、温度ドリフト分は検出対象の直流分（０．５％）の２倍にもなる。従って、温度ドリフトが有る電流検出器（ＤＣＣＴ）１７の検出信号を用いた直流分検知回路では、温度ドリフト分が検出対象の直流分に加算されて検出されることになり、直流分検知の誤差の原因となっていた。

このため、電流検出器に温度ドリフトがある場合の直流分検知回路の直流分出力信号の校正について検討する。図６は、本発明の第２の実施形態の温度ドリフトの校正手段を含む直流分検知システムを示す。

インバータ装置１２の出力側には、上記（第１の）電流検出器（ＤＣＣＴ）１７に加えて、その後段側に第２の電流検出器（ＤＣＣＴ）１７ａがインバータ装置１２の同一の出力線２６に直列に接続されている。そして、第２の電流検出器１７ａは、バイパス線２７とスイッチ２８，２９を備え、これらのスイッチをオン・オフすることで、第２の電流検出器（ＤＣＣＴ）１７ａにインバータ装置１２の出力電流を、導通／バイパス（非導通）とすることができる。
上記（第１の）電流検出器（ＤＣＣＴ）１７は、インバータ電流制御及び直流分検知に兼用しているために、常時接続する形になっている。第２の電流検出器（ＤＣＣＴ）１７ａは温度ドリフト校正を目的とする。

第２の電流検出器（ＤＣＣＴ）１７ａは、電流検出器１７と同様の構造を有しており、インバータ装置１２からの出力電流に応じた検出信号を電流検出回路１７ｚを介して直流分検知回路１８ａに送る。直流分検知回路１８ａは、上記直流分検知回路１８と同様の回路構成を備え、上記検出信号に基づいてインバータ装置１２の交流出力電流中に含まれる直流分の大きさを検知する。

上述したバイパス線２７のスイッチ２８をオフし、同一線２６のスイッチ２８をオンすると、第２の電流検出器（ＤＣＣＴ）１７ａには、電流検出器（ＤＣＣＴ）１７と同一の電流が流れる。このとき、直流分検知回路１８，１８ａは、個々に、上記第１実施形態と同様に、検出した交流電圧を＋側および−側に半周期毎に分離して、＋側と−側とでそれぞれ積分した後に、その半周期分の積分値を加算することにより、＋側と−側の半周期分の面積の差を直流分の大きさとして検知し出力する。

この時、電流検出器１７，１７ａの温度ドリフトがそれぞれの検出信号に含まれる。即ち、インバータ装置１２からの交流電流中の直流分ΔＤには、次式のように直流電流成分Ｉ_ＤＣにオフセットの誤差が含まれる。
ΔＤ＝（Ｉ_ＤＣ＋Ｉ_{Ｏｆｆｓｅｔ}）×Ｔ
但し、 Ｔ：１周期の時間、 Ｉ_{Ｏｆｆｓｅｔ}：オフセット電圧の電流換算値

しかしながら、本実施形態のように、インバータ装置１２の出力側の電流検出器１７の後段に同一構造の電流検出器１７ａを接続し、後述の処理により電流検出器１７のオフセット（Ｉ_{Ｏｆｆｓｅｔ}）を検出して、電流検出器１７の検出信号を校正することで、正確な直流電流成分Ｉ_ＤＣを検知することができる。

このときのオフセットの校正処理は、まず、系統連系前のインバータ装置出力電流がゼロの状態で、電流検出器１７の直流分検知回路１８の出力値（直流分ΔＤ）を計測する。この状態では、電流がゼロであるので、直流分は存在せず、電流検出器１７が冷えた状態でのオフセットＩ_{Ｏｆｆｓｅｔ}を計測することができる。そして、このオフセットＩ_{Ｏｆｆｓｅｔ}をコントローラ１９の記憶手段内に記憶する。

そして、スイッチ２９をオン、スイッチ２８をオフ（バイパス線２７をオン）にして、系統連系を行う。即ち、インバータ装置１２の出力電流を系統１５側に供給する。系統連系後に電流が電流検出器１７に流れた状態で、直流分検知回路１８の出力値（直流分ΔＤ）を定期的に（例えば１０ｍｓｅｃ毎に）計測する。この出力値から、冷えた状態での出力値オフセットを差し引くことで、直流分Ｉ_ＤＣを定期的に（例えば１０ｍｓｅｃ毎に）計測することができる。なお、系統連系後、初期の段階では電流検出器は温度が上昇しておらず、温度ドリフトの影響は存在しない。

電流検出器に電流が有る程度の時間流れ、電流検出器の温度が上昇すると、電流検出器のオフセットの温度ドリフトの問題が生じてくるので、この段階で温度ドリフトのオフセットの校正を行う。校正処理は、スイッチ２９がオンし、スイッチ２８がオフした状態で行う。この状態では、インバータ装置１２からの出力交流電流が電流検出器１７ａを迂回するバイパス線２７に流れている。

次いで、この状態で直流分検知回路１８ａの出力値を検知し、オフセットＩ_{Ｏｆｆｓｅｔ_a}として記憶手段内に記録・更新する。この出力値は電流がゼロであるので、Ｉ_ＤＣ成分を含まず、温度上昇時のオフセット分Ｉ_{Ｏｆｆｓｅｔ_a}のみを検知することができる。

次いで、スイッチ２８をオンしてから、例えば、１秒経過して安定した後に、スイッチ２９をオフする。これにより、インバータ装置１２からの出力交流電流が電流検出器１７ａに流れるように切り替えられる。

電流経路を電流検出器１７ａに切り替えてから、例えば、５秒経過して電流検出器１７ａの出力が安定した後に、直流分検知回路１８ａの出力値をもう一度検知し、その数値と前記記憶手段内に記録したオフセットＩ_{Ｏｆｆｓｅｔ_a}の差は現時点の直流分Ｉ_ＤＣとする。電流検出器１７と電流検出器１７ａは直列接続しているために、直流分Ｉ_ＤＣは同一な数値である。従って、電流検出器１７の直流分検知回路１８の出力値からその直流分Ｉ_ＤＣを差し引くことで、その時点における電流検出器１７のオフセットの温度ドリフトを算出することができる。そして、この温度ドリフトのデータを記憶手段内に記憶し、電流検出器１７の校正データとして用いる。即ち、電流検出器１７のオフセットＩ_{Ｏｆｆｓｅｔ}を第２の電流検出器１７ａにより間接的に校正することで、電流検出器１７から正しい直流分電流Ｉ_ＤＣを計測することができる。

第２の電流検出器１７ａの校正処理が終了すると、スイッチ２９をオンして、例えば、１秒経過して安定した後に、スイッチ２８をオフする。これにより、インバータ装置１２からの出力交流電流が電流検出器１７ａを迂回するバイパス線２７に切り替えられ、定常出力状態に戻る。そして、運転し続け、温度が更に上昇すると（例えば温度は更に５℃を上昇した時に）、上述の手順が繰り返され、電流検出器１７のオフセットの温度ドリフトデータの更新が行われる。これにより、電流検出器１７の検出信号による直流分検知回路１８の出力値から直流分Ｉ_ＤＣを、常時、オフセットの温度ドリフトの影響（Ｉ_{Ｏｆｆｓｅｔ}）を差し引いた状態で出力することができる。

また、本実施形態では、２個の同一構造の電流検出器１７，１７ａを設けて、温度ドリフトによるオフセットの変化を常時検出して校正するようにしている。しかしながら、１個の電流検出器の温度ドリフトに応じた前記検出信号の校正情報を予め取得し、これを記憶手段に記憶させ、その記憶手段内の校正情報に基づいてその電流検出器による検出信号を校正するようにもすることができる。例えば、予め電流検出器の温度に応じたオフセットを取得し、これを記憶手段内にテーブルとして記憶させておき、適宜、電流検出器の温度を検出し、上記テーブルからオフセットの校正情報を取得するようにしてもよい。これによっても、正確な直流分Ｉ_ＤＣを簡易に算出することができる。

次に、図７および図８は本発明に係る系統連系インバータ装置の直流分検知回路の第３実施形態を示す。この実施形態は、温度ドリフトの問題を有する電流検出器（ＤＣＣＴ）を用いることなく、インバータ出力電圧から直接、直流電流成分を検出するようにしたものである。

基本的に、インバータの直流電流成分は、インバータのスイッチング動作により発生し、これは信号部であるセンサのオフセット、指令部である制御側の計算誤差、出力部であるパワー素子の非対称などが原因と考えられる。その結果として、インバータ出力電圧に直流分が含まれてしまう。

図７に示すように、直流分検知回路（電圧検出器）４０は、インバータ装置１２の出力電圧波形を直接検出する。このため、温度ドリフトの問題を有する電流検出器（ＤＣＣＴ）を用いていないので、センサの温度ドリフトの影響は一切存在しない。なお、図示しないがインバータ装置１２の出力側には、電流検出器を備え、コントローラ１９は、電源系統１５側の電圧波形と位相が一致した電流波形をインバータ装置１２に形成させる電流制御型のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を実行する。そして、インバータ装置１２においては、そのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号に基づいて、インバータ装置４２内の電力スイッチング素子を制御する。

インバータ装置１２の出力側には、電圧検出器を含む直流分検知回路４０が三相の各相毎に直接接続されている。直流分検知回路４０は、分圧回路（電圧検出器）を含み、各相毎の出力電圧を直接検出して、インバータ装置１２の交流出力電圧中に含まれる直流分の大きさを検出する処理を上述と同様の手法で行う。そして、この直流分検知回路４０の検知信号（直流分出力ΔＤ＝（Ｉ_ＤＣ）×Ｔ）は、コントローラ１９において演算処理されて、不図示の表示装置で表示等の処理がなされる。

この直流分検知回路４０の電圧検出（分圧）以降の処理は、上述の各実施形態と同様に、検出した交流電圧を＋側および−側に半周期毎に分離して、＋側と−側とでそれぞれ積分した後に、その半周期分の積分値を加算することにより、＋側と−側の半周期分の面積の差を直流分の大きさとして出力する。
即ち、 ΔＤ＝（Ｉ_ＤＣ）×Ｔ （図２（ａ）参照）
この直流分の大きさΔＤはコントローラ１９にて基準値と比較され、基準値を超える場合には異常として処理される。

図８は、この直流分検知回路４０の具体的な回路構成例を示し、三相のＶｕ線に接続する回路構成例を一例として示している。この直流分検知回路４０は、上述の第１実施形態の図４に示す回路構成例と略同様であるが、入力端子５１は入力段の分圧回路５２（電圧検出回路）に接続されている。そして、その分圧電圧がＣＲ型の積分回路５３に入力され、インバータ装置１２の出力電圧波形（ＰＷＭ変調された矩形状出力電圧波形）が滑らかな正弦波電圧波形に変換される。そして、ＣＲの並列接続回路を帰還回路とした正転増幅回路５４により増幅された後に、それぞれ反対方向のダイオードＤ_＋，Ｄ₋を備えた分離回路５５，５６に入力される。ここで、正弦波の１周期分が＋側の半波と−側の半波とに分離される。なお、ダイオードに代えて、理想ダイオード回路を用いてもよい。

分離回路５５，５６からの出力は、それぞれＣＲ型のアナログ積分回路５７，５８に入力され、積分演算、即ち、半波毎の波形面積の計算が行われる。そして、加算回路５７に送られる。加算回路５９はＣＲの並列接続回路を帰還回路とした正転増幅回路により構成され、ここでは、積分回路５７，５８からの＋側の出力値と−側の出力値とが加算（相殺）される。この結果、加算回路５９からは、その差に相当する値、すなわち＋側と−側の面積の相違分である直流分の大きさΔＤに相当した量が出力端子５９から出力される。
ΔＤ＝（Ｉ_ＤＣ）×Ｔ （図２（ａ）参照）
なお、この加算回路５９は、上述第１実施形態と同様に、増幅段を２段構成にしてもよいことはいうまでもない。

ここで、この直流分検知回路４０の測定原理は、インバータ装置からの出力波形の面積を用いることで上述の第１実施形態と共通することから、原理的には、５０Ｈｚの場合には１周期の２０ｍｓｅｃ、６０Ｈｚの場合には１周期の１６．７ｍｓｅｃという短時間で計測が可能である。また、原理上周波数変動の影響を受けることもない。このため、系統連系インバータ装置の単独運転検知のために意図的に周波数を振らせる場合でも、この影響を受けることなく安定に直流分の検知動作が可能である。また、ＰＷＭ（パルス幅変調）されたインバータ装置の出力電圧が矩形波状の電圧であり、これに多量の高調波成分が含まれていても、高調波成分は対称性を有するため、波形面積演算の＋側と−側とでキャンセルされて直流分の検知に影響を及ぼすことがない。

また、直流分検知回路４０により、上述の第１実施形態と同様に、複雑なフィルタを不要にすることができる。また、直流分検知回路４０はインバータ装置の出力線から交流電圧を直接検出することから、回路構成を単純にすることができる。この直流分検知回路４８からの出力は、原理上、直流出力なので、コントローラにおける処理も簡単で、内蔵するＣＰＵに負担を掛けることなく迅速に処理することができる。

直流分検知回路４０の測定では、インバータ装置の出力線から交流電圧を直接に取り込んでいるので、温度ドリフトの問題が発生することがないことは上述したとおりである。このように、本実施形態においても、直流分０．５％の混入を０．５秒以内に検知することができ、小型コンパクトな回路構成とすることができる。

なお、上記実施形態は本発明の実施例の一態様を述べたもので、本発明の趣旨を逸脱することなく種々の変形実施例が可能なことは勿論である。

本発明の第１実施形態の直流分検知回路を含む発電システムのブロック図である。 本発明の直流分検知回路の原理を示す波形図であり、（ａ）は１サイクル分を示し、（ｂ）は＋側の半サイクル分を示し、（ｃ）は−側の半サイクル分を示す。 高調波成分の影響を検討するための図であり、（ａ）は偶数次高調波が含まれる場合を示し、（ｂ）は奇数次高調波が含まれる場合を示す。 図１に示す直流分検知回路の具体的な回路構成例を示す回路図である。 図４に示す直流分検知回路の動作例を示す図であり、（ａ）はインバータ装置の出力電流を示し、（ｂ）は直流分検知回路の出力電圧を示す。 本発明の第２実施形態の直流分検知回路を含む直流分検知システムのブロック図である。 本発明の第３実施形態の直流分検知回路を含む直流分検知システムのブロック図である。 図７に示す直流分検知回路の具体的な回路構成例を示す回路図である。

符号の説明

１１ 発電装置
１２ インバータ装置
１３ フィルタ
１４ 遮断器
１５ 商用電源系統
１７，１７ａ 電流検出器（ＣＴ）
１８，１８ａ，４０ 直流分検知回路
１９ 制御装置
２０ 表示装置
２１，２２ 分離回路
２３，２４ 積分回路
２５ 加算回路
２６ 同一線
２７ バイパス線
２８，２９ スイッチ

Claims (7)

1. 系統連系インバータ装置の出力に含まれる直流分を検知する回路であって、
   前記インバータ装置の出力電流に比例した電流信号または電圧信号を出力する電流検出器と、
   前記電流検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離する分離回路と、
   前記＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号をそれぞれ積分する積分回路と、
   前記積分回路の＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号の積分値を加算する加算回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置の直流分検知回路。
2. 前記分離回路は、前記電流検出器の一方の出力端に接続された電流の流れ方向が互いに反対方向の２個のダイオード又は２個の理想ダイオード回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置の直流分検知回路。
3. 前記積分回路は、ＣＲ型のアナログ積分回路であることを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置の直流分検知回路。
4. 前記電流検出器の温度ドリフトに応じた前記検出信号の校正情報を保持する記憶手段を設け、
   前記記憶手段内の校正情報に基づいて直流分の検出信号を校正することを特徴とする請求項１記載の系統連系インバータ装置の直流分検知回路。
5. 前記電流検出器と同一構造の第２の電流検出器を前記インバータ装置の同一出力線に導通およびバイパス可能に接続し、
   前記電流検出器からの前記検出信号により前記インバータ装置の出力に含まれる直流分及び温度ドリフト成分の総和を検知し、第２の電流検出器により直流分情報のみを取得し、前記電流検出器による検出信号と第２の電流検出器による直流分との差分を温度ドリフト校正情報とし、前記電流検出器による検出信号を校正することを特徴とする請求項４記載の系統連系インバータ装置の直流分検知回路。
6. 系統連系インバータ装置と、
   前記インバータ装置の出力電流に比例した電圧を出力する電流検出器と、
   前記電流検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離し、前記＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号をそれぞれ積分し、前記検出信号の積分値を加算し、前記検出信号の直流分を出力する直流分検知回路と、
   前記電流検出器の温度ドリフトに応じた前記検出信号の校正情報を保持する記憶手段と、前記記憶手段内の校正情報に基づいて前記直流分の出力を校正する手段とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置の直流分検知システム。
7. 系統連系インバータ装置の出力に含まれる直流分を検知する回路であって、
   前記インバータ装置からの出力電圧を直接検出して出力する電圧検出器と、
   前記電圧検出器による検出信号を＋側および−側の半周期毎に分離する分離回路と、
   前記＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号をそれぞれ積分する積分回路と、
   前記積分回路の＋側と−側の半周期毎に分離された前記検出信号の積分値を加算する加算回路とを備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置の直流分検知回路。

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